CN101002409B - 无线接收机中的信号干扰比估算 - Google Patents

Abstract

一种用于从初始信号干扰比(SIR)中消除偏差的方法及装置。在示范实施例中，SIR处理器中的初始SIR计算器根据无线接收机所接收的信号来计算初始SIR，而SIR处理器中的平均SIR计算器则产生平均SIR。利用平均SIR，偏差消除器从初始SIR中消除偏差。此外，根据本发明的一个示范实施例，偏差消除器根据平均SIR和偏移参数来产生缩放因子，其中偏移参数从无线接收机所处理的解扩值的计数以及无线接收机所处理的多径信道的路径的计数中至少一个得出。在这个实施例中，偏差消除器包括乘法器，它把初始SIR与缩放因子相乘以便从初始SIR中消除偏差。

Description

无线接收机中的信号干扰比估算

发明背景

一般来说，本发明涉及无线网络中的信号处理，更具体来说，涉及在无线接收机中估算信号干扰比(SIR)。

无线网络中的接收机通常计算性能参数以便评估接收机和/或评定某些网络级参数，例如发射功率、数据速率等。扩频网络中的无线接收机特别关注的一个性能参数是与接收信号关联的信号干扰比(SIR)。传统接收机通常计算与接收信号关联的SIR，并采用所计算SIR来使网络级参数适应当前信道条件。例如，所计算SIR可用来控制移动台发射功率、数据传输速率、移动台调度等。

对当前信道条件的网络自适应的准确度取决于SIR估算值的准确度以及产生SIR估算值所花费的时间量。目前，有许多方式来估算扩频网络中的SIR。例如，接收机可采用码片样本和解扩符号的组合来估算SIR。虽然这种方法可及时地提供准确的SIR估算值，但是这种方法要求可获得码片样本以及解扩值的复杂接收机体系结构。

另一种接收机可采用RAKE接收机输出所提供的符号估算值来估算SIR。但是，由于当前RAKE输出符号对应于完全在过去所接收的符号，因此所得SIR不对应于当前接收机性能和信道条件。因此，虽然这种方法要求明显更小复杂度的接收机体系结构，但是所得SIR估算值对于诸如功率控制、速率适配等的实时操作是不充分的。

其它一些接收机可能采用解扩符号(导频或数据)来产生RAKE接收机的各耙指的耙指SIR。把耙指SIR相加提供可用于实时操作的SIR估算值。但是，由于解扩符号通常包含大量噪声，因此所得SIR估算值往往出现偏差。传统网络可通过从当前SIR估算值中减去偏差的估算值来消除这种偏差。但是，偏差估算过程可能高估该偏差。因此，利用减法来消除偏差可能产生负的、因而不准确的SIR估算值。

发明内容

本发明描述从信号干扰比(SIR)的初始估算值中消除偏差的方法及装置。在一个示范实施例中，无线接收机的SIR估算器中的SIR处理器包括初始SIR计算器、平均SIR计算器和偏差消除器。初始SIR计算器根据无线接收机所接收的信号来计算初始SIR，而平均SIR计算器则产生平均SIR。利用平均SIR，偏差消除器从初始SIR中消除偏差。

在一个示范实施例中，SIR估算器从基带信号r(t)中得出解扩值。SIR估算器采用解扩值来产生信道估算值和噪声统计值，它们又由SIR处理器用来计算初始和平均SIR估算值。

此外，根据本发明的一个示范实施例，偏差消除器根据平均SIR和偏移参数来产生缩放因子，其中偏移参数从无线接收机所处理的解扩值的计数中得出。在这个实施例中，偏差消除器包括产生缩放因子的转换器以及把初始SIR与缩放因子相乘以便从初始SIR中消除偏差的乘法器。

附图简介

图1说明示范无线网络。

图2说明图1的无线网络中的示范无线接收机。

图3说明SIR估算器的框图。

图4说明另一个SIR估算器的框图。

图5说明根据本发明的一个示范SIR估算器的框图。

图6说明图5的SIR估算器的一个示范SIR处理器的框图。

图6A和图6B分别说明图6的SIR处理器的示范信号和噪声功率估算器的框图。

图6C说明图6的SIR处理器的一个示范平均SIR计算器的框图。

图6D说明图6C的平均SIR计算器的一个示范信号统计值估算器的框图。

图6E说明图6的SIR处理器的一个示范偏差消除器的框图。

图7说明图5的SIR估算器的另一个示范SIR处理器的框图。

图7A说明图7的SIR处理器的一个示范平均SIR计算器的框图。

图8说明图5的SIR估算器的另一个示范SIR处理器的框图。

图8A说明图8的SIR处理器的一个示范信道估算处理器的框图。

图8B说明图8的SIR处理器的一个示范平均SIR计算器的框图。

图8C说明图8的SIR处理器的一个示范偏差消除器的框图。

图9说明本发明的方法的一个示范流程图。

发明详细描述

图1说明示范扩频无线通信网络10。无线通信网络10包括至少一个基站12、至少一个移动台20以及可能的一个或多个干扰对象18。本文所使用的术语“移动台”可包括：带有或不带多行显示器的蜂窝无线电话；可将蜂窝无线电话与数据处理、传真及数据通信功能相结合的个人通信系统(PCS)终端；可包括无线电话、寻呼机、因特网/内联网接入、万维网浏览器、管理器、日历和/或全球定位系统(GPS)接收机的个人数据助理(PDA)；以及包括无线电话收发信机的传统膝上型和/或掌上接收机或其它装置。移动台也可称作“渗透计算”装置。

基站12包括一个或多个天线14，用于向/从移动台20发送/接收具有一个或多个符号的扩频信号。发送信号通常包含业务和导频信号。对象、如干扰对象18使发送符号的多个“回波”或延迟形式在不同时间到达移动台20。接收机16在移动台20上处理多个符号图像。类似地，移动台20可沿着到基站12的多个路径经由一个或多个天线22发送符号，其中接收机16处理多个接收的符号图像。

图2说明基站12和/或移动台20的一个示范接收机16。接收机16接收并处理接收信号的符号，从而产生所接收符号估算值。示范接收机16包括接收机前端26、基带处理器30和附加处理器28。接收机前端26通常包括滤波器、混频器和/或诸如模数转换器之类的转换电路，以便产生与接收信号对应的一系列数字化基带信号样本r(t)。基带处理器30对基带信号r(t)解调，从而产生与接收信号对应的符号估算值

(m)。然后，符号估算值

(m)在附加处理器28中根据需要经过进一步处理。例如，附加处理器28可包括特播解码器(未示出)，它根据基带处理器30所提供的符号估算值来确定信息位值。这些信息位值则可转换为语音、图像等。

如图2所示，基带处理器30可包括用于从基带信号r(t)估算SIR的信号干扰比(SIR)估算器32。图3说明一种SIR估算器32a，它包括解扩单元34、信道估算器36、幅度平方计算器38、噪声功率估算器40、除法器42和累加器44。解扩单元34对接收信号解扩，从而产生解扩符号或值的向量y。解扩符号的向量y的各元素对应于与多径信道的不同信号路径关联的不同定时偏移。根据解扩符号的向量v的各元素，信道估算器36产生信道估算值的向量c。幅度平方计算器38根据信道估算值的向量c的各元素来产生信号功率估算值的向量此外，噪声功率估算器40根据解扩符号y和信道估算值c来产生噪声功率估算值的向量

。除法器42把信号功率估算值的向量

中的各元素除以噪声功率估算值的向量

中的对应元素，从而产生初始耙指SIR估算值的向量SIR_init。初始耙指SIR估算值的向量SIR_init的元素在累加器44中累计，从而产生与基带信号r(t)对应的最终SIR估算值SIR_final。虽然图3的SIR估算器32a产生适合于实时操作的SIR_final，但是没有解决用于产生SIR_final的有噪信道估算值引起的偏差。

减小与SIR估算值关联的偏差的一种方式是减小用于产生SIR估算值的信道估算值c中存在的噪声。在低多普勒扩展上，这可通过随时间使信道估算值c平滑来实现。但是，依靠准确SIR估算值的时间敏感网络操作往往不能等待使信道估算值c平滑所需的时间量。因此，这种方法对于时间敏感操作不是有用的。

减小偏差的另一种方式是产生初始SIR估算值以及从初始SIR估算值中消除偏差。标题为“接收信号和干扰估算值的校正”的WO01/65717描述了一种可用于从初始SIR估算值中消除偏差的SIR估算器32，通过引用结合于本文中。图4说明这种SIR估算器32a。在这个实施例中，SIR估算器32a包括信号功率估算器46、信号组合器48、噪声功率估算器50、噪声组合器52和除法器54。信号功率估算器46和噪声功率估算器50分别直接从基带信号r(t)中产生信号功率估算值

和噪声功率估算值

。但是，与图3的SIR估算器32a不同，图4的SIR估算器32a通过在信号组合器48中从信号功率估算值

减去信号偏差的估算值、从而产生修改信号功率估算值

来消除信号偏差。类似地，噪声组合器52从噪声功率估算值中减去噪声偏差的估算值，从而产生修改噪声功率估算值。除法器54把修改信号功率估算值除以修改噪声功率估算值

，从而产生与基带信号r(t)对应的最终SIR估算值(SIR_final)。虽然这个实施例解决了偏差，但是这个实施例也易于出现通过高估信号或噪声偏差项所引起的误差，可能产生负SIR_final。

图5说明根据本发明的一个示范SIR估算器32b的框图。SIR估算器32b提供最终SIR估算值(SIR_final)，它解决了偏差，而没有引入由过去的SIR估算方法引起的减法误差。SIR估算器32b包括解扩单元34、信道估算器36、噪声统计值估算器56和SIR处理器100。解扩单元34对基带信号r(t)解扩，从而产生解扩符号的向量y。本领域的技术人员知道，解扩符号的向量的各元素对应于与多径信道的不同信号路径关联的不同定时偏移。根据解扩符号，信道估算器36根据本领域已知的任何方式产生信道估算值的向量c。例如，信道估算值向量c可根据下式得出：

$c=\left(\frac{1}{K}\right)\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{b}^{*}\left(i\right)y\left(i\right)$ (式1)

其中K表示接收机16所处理的导频符号的数量，b(i)表示第i个符号周期的已知导频符号，b^*(i)表示b(i)的复共轭，以及y(i)表示在第i个符号周期来自不同路径延迟的解扩符号或值的向量。

解扩值y还与信道估算值c一起提供给噪声统计值估算器56。噪声统计值估算器56估算来自不同路径延迟的解扩符号y之间的噪声统计值。噪声统计值可能是表示解扩符号y的噪声元素的任何统计值，例如解扩符号上的噪声之间的二阶统计值或者相关。由于本领域的技术人员将会知道“协方差”是具有零平均值的“互相关”的特例，所以本文使用的术语“相关”和“协方差”应当被理解为可互换，除非特定段落的上下文对两个术语进行明确区分。

在一个示范实施例中，噪声统计值估算器56根据等式2A或2B的任一个来估算解扩符号y上的损害之间的相关矩阵M：

$M=\frac{1}{K-1}\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(b^{*}\left(i\right)y\left(i\right)-c){(b^{*}\left(i\right)y\left(i\right)-c)}^H$ (式2A)

$M=\left[\frac{1}{K-1}\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}y\left(i\right)y^H\left(i\right)\right]-\left(\frac{K}{K-1}\right){\mathrm{cc}}^H$ (式2B)

其中上标“H”表示共轭转置。本文中称作噪声相关矩阵R_N的噪声统计值矩阵例如可通过把R_N设置为等于M来获得。或者，噪声相关矩阵R_N可通过使过去的M值平滑、采用指数滤波器、然后把R_N设置为等于平滑后的M来获得。大家会理解，由于M和R_N是埃尔米特对称的，所以只有这些矩阵的上或下三角形才必须被计算，极大地简化了计算复杂度。

本领域的技术人员会理解，本发明不限于以上所述的噪声统计值计算方法。实际上，噪声相关矩阵R_N可根据本领域已知的任何方式来计算。在2004年3月29日提交的标题为“扩频系统中的损害相关估算”的美国专利申请序号10/811699以及2004年3月12日提交的标题为“一般化RAKE接收机中的参数估算的方法及装置”的美国专利申请序号10/800167中描述了示范方法，通过引用将其结合于本文中。

SIR处理器100从信道估算值c和噪声相关矩阵R_N中得出SIR_final，下面进一步描述。大家会理解，由于某些网络操作的SIR估算的时间敏感性质，信道估算值c表示为了SIR估算的目的可采用短期数据形成的值。因此，SIR估算信道估算值c可能不同于为解调器计算的、其中时间延迟不那么关键的信道估算值。因此，基带处理器30中的解调器(未示出)可采用例如根据长期数据来产生不同信道估算值的不同信道估算器。虽然本发明描述了采用与解调器中使用的那些不同的信道估算值的SIR处理器100，但是本领域的技术人员会理解，SIR处理器100和解调器可共享单个信道估算器所提供的信道估算值，以便简化接收机体系结构。

图6说明根据本发明的SIR处理器100的一个示范实施例。图6的SIR处理器100假定解扩符号y上的噪声被相关，它可能由于色散信道干扰和/或接收机前端26中的滤波器而发生。SIR处理器100包括初始SIR计算器102、平均SIR计算器104和偏差消除器106。初始SIR计算器102包括权重计算器108、信号功率估算器110、噪声功率估算器116和除法器120，用于根据信道估算值c和噪声相关矩阵R_N来得出初始SIR估算值(SIR_init)。

为此，权重计算器108按照任何已知方式根据信道估算值c来计算加权因子的向量w。例如，当接收机16包括传统的RAKE接收机时，加权因子w可按照等式3近似计算：

w＝c    (式3)

但是，当接收机16包括一般化RAKE(G-RAKE)接收机时，权重计算器108可采用信道估算值c以及噪声相关矩阵R_N按照下式来计算加权因子w：

w=R_N ^-1c(式4)

(有兴趣的读者可参阅G.Bottomley、T.Ottosson和Y.-P.E.Wang的“用于干扰抑制的一般化RAKE接收机”，IEEE Journal Selected AreasCommunications出版，18：1536-1545，2000年8月，以便更多了解G-RAKE接收机)。或者，加权因子w可根据其它方法来计算，例如2003年9月26日提交的标题为“RAKE接收机组合权重生成的方法及装置”的美国专利申请序号10/672127中所述的那些方法，通过引用将其结合到本文中。根据这个方法，加权因子w可按照下式来计算：

w＝Fc    (式5)

其中F取决于信道和噪声统计值。在任何情况下，大家会理解，如同信道估算值一样，加权因子w表示为了SIR估算的目的可采用短期数据来形成的值。因此，SIR估算加权因子w可能不同于为解调器计算的、其中时间延迟不那么关键的加权因子。因此，本发明的SIR处理器100包括权重计算器108，它可得出与解调器所使用的那些不同的加权因子w。但是，本领域的技术人员会理解，SIR估算器32b和解调器可共享单个权重计算器所提供的加权因子，以便简化接收机体系结构。

根据所计算加权因子w，初始SIR计算器102计算用来计算SIR_init的信号和噪声功率估算值。更具体来说，信号功率估算器110按照本领域已知的任何方式根据信道估算值c和加权因子w来产生整体信号功率的估算值

。图6A说明示范信号功率估算器110。信号功率估算器110包括内积计算器112和幅度平方计算器114。幅度平方计算器114使内积计算器112所提供的信道估算值c与加权因子w的内积的幅度平方，从而产生信号功率估算值

，如等式6所示：

$\hat{S}={\left|w^{H}c\right|}^2$ (式6)

噪声功率估算器116按照本领域已知的任何方式根据噪声相关矩阵R_N和加权因子w来产生整体噪声功率估算值

。如图6B所示，包括二次计算机118的示范噪声功率估算器116可按照等式7从噪声相关矩阵R_N和加权因子w得出噪声功率估算值

$\hat{N}=w^H{R}_{N}w$ (式7)

除法器120把信号功率估算值

除以噪声功率估算值

，从而产生初始SIR估算值SIR_init。偏差消除器106还通过采用平均SIR计算器104所产生的平均SIR估算值

从SIR_init中消除偏差来进一步改进SIR_init。在一个优选实施例中，偏差消除器106包括乘法器，它把初始SIR估算值SIR_init与从平均SIR估算值

得出的缩放因子f相乘。通过把SIR_init与基于平均SIR的缩放因子f相乘，偏差消除器106从初始SIR估算值SIR_init中消除偏差，从而产生最终SIR估算值SIR_final。

图6C说明图6的SIR处理器100的一个示范平均SIR计算器104。平均SIR计算器104包括信号统计值估算器122、信号二次计算机124、噪声二次计算机126和除法器128。虽然图6C说明了分别用于计算平均信号和噪声功率的独立二次计算机124、126，但是本领域的技术人员会理解，这些二次计算机124、126可结合成计算平均信号和噪声功率两者的单个二次计算机中。

信号统计值估算器122根据信道估算值c和噪声相关矩阵R_N来计算信号相关矩阵Q。示范信号统计值估算器122如图6D所示。信号统计值估算器122包括外积计算器132、平滑滤波器134、乘法器136和组合器138。平滑滤波器134随时间使外积计算器132所提供的信道估算值c的外积平滑，从而产生等式8所示的信道估算值相关矩阵P：

P＝E{cc^H}  (式8)

其中E{}表示期望值。大家会理解，由于P是埃尔米特对称的，所以只有信道估算值相关矩阵的上或下三角形才需要被计算，这可极大地简化本发明的计算复杂度。

由于信道估算值c包括由估算误差引起的噪声，所以信道估算值相关矩阵P表示信号相关矩阵Q的带偏差估算值。因此，为了消除偏差，信号统计值估算器122在组合器138中减去乘法器136所提供的噪声相关矩阵的缩放形式，从而产生信号相关矩阵Q，如等式9所示：

$Q=P-{\mathrm{\βR}}_N=P-\frac{1}{K}{R}_N$ (式9)

其中β取决于用来估算信道估算值的向量c的解扩符号的数量(K)。K还可包括导频与业务数据之间的相对功率或能量级。当K很大时，或者在有兴趣简化操作时，Q可设置为等于p。

信号统计值估算器122把信号相关矩阵Q提供给信号二次计算机124，它按照等式10来计算平均信号功率

$\stackrel{\‾}{S}=w^H\mathrm{Qw}$ (式10)

类似地，噪声二次计算机126按照等式11采用噪声相关矩阵R_N来计算平均噪声功率

$\stackrel{\‾}{N}=w^H{R}_{N}w$ (式11)

除法器128通过把平均信号功率除以平均噪声功率

来产生平均SIR

图6E说明图6的SIR处理器100的一个示范偏差消除器106。偏差消除器106包括转换器130和乘法器131。转换器130按照下式从平均SIR计算器104的输出所提供的平均SIR估算值

中得出缩放因子f：

$f=\frac{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}+\mathrm{\α}}$ (式12)

其中，α表示从用来产生信道估算值c的解扩符号的数量(K)得出的偏移参数。K还可包括导频与业务数据之间的相对功率或能量级。在一个优选实施例中，偏移参数α可按照α＝1/K来计算。乘法器131从初始SIR估算值SIR_init中消除偏差，并通过采用转换器130所提供的缩放因子f缩放初始SIR估算值SIR_init来产生最终SIR估算值SIR_final。

现在来看图7，描述示范SIR处理器100的另一个实施例。与图6的SIR处理器100相似，图7的SIR处理器100包括初始SIR计算器150、偏差消除器154和平均SIR计算器156。对于这个实施例，假定采用G-RAKE接收机，其中加权因子按照等式4来计算。因此，初始SIR计算器150可按照下式利用逆二次计算机152来计算初始SIR估算值SIR_init：

SIR_init＝c^HR_N ^-1c    (式13)

注意：本领域的技术人员会理解，有许多方式来简化以上计算。例如，高斯-塞德尔可首先用来获得R_N ^-1c。

如同第一实施例那样，偏差消除器154采用平均SIR计算器156所提供的平均SIR估算值从SIR_init中消除偏差。图7A说明图7所示的SIR处理器100的一个示范平均SIR计算器156。平均SIR计算器156包括信号统计值估算器158，它按照以上所述来产生信号相关矩阵Q。平均SIR计算器156还包括平均SIR处理器160，它按照下式采用信号相关矩阵Q和噪声相关矩阵R_N来计算平均SIR估算值

$\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}=\mathrm{Tr}\left\{{R_N}^{-1}Q\right\}$ (式14)

其中Tr{}表示R_N ^-1和Q的乘积的迹。矩阵的迹可通过许多方式中任一种来计算。例如，计算R_N ^-1和Q的乘积的迹的一种方式是通过求解下式来求解乘积的列：

R_Ny＝q    (式15)

其中q为Q的列。例如，等式15可采用高斯-塞德尔或高斯-乔丹迭代法来求解。

求解等式15、因而近似计算R_N ^-1和Q的乘积的迹的另一种方式是假定噪声相关矩阵R_N和信号相关矩阵Q是对角的。这可通过省略R_N和Q的非对角元素和/或把非对角元素设置为零来建立。在任一种情况中，平均SIR估算值

可近似计算为延迟路径SIR值的总和，其中延迟路径SIR值通过把Q的对角元素(延迟路径信号功率)除以R_N的对角元素(延迟路径噪声功率)来获得，如等式16所示：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}=\mathrm{Tr}\left\{{R_N}^{-1}Q\right\}\≅\underset{i=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}\frac{Q(i,i)}{R_N(i,i)}$ (式16)

其中J表示接收机所处理的延迟路径的数量。由于非对角元素被忽略(或者设置为零)，Q的非对角元素无需被计算，这节省处理时间。用于估算

的这种方法在基带处理器包括传统RAKE接收机以及不同解扩符号中存在的噪声不相关时特别有效。大家会理解，噪声相关矩阵R_N是对角的假设也简化SIR_init计算。因此，等式13可近似计算为延迟路径SIR值的总和，其中各耙指具有其自己的平均信号和噪声功率。

近似计算R_N ^-1和Q的乘积的迹的又一种方式是假定噪声相关矩阵R_N为对角的，以及与接收机所处理的各延迟路径关联的噪声为固定噪声、因而具有相同的噪声功率N。因此，噪声相关矩阵R_N的对角元素是相等的。因而

可按照下式计算：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}=\mathrm{Tr}\left\{{R_N}^{-1}Q\right\}\≅\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}Q(i,i)$ (式17)

其中J表示接收机所处理的耙指或延迟路径的数量。大家会理解，噪声相关矩阵R_N是对角的假设也简化SIR_init计算。因此，等式13简化为耙指信号功率值的总和除以噪声功率N。

一旦

被计算，偏差消除器154利用平均SIR估算值

从初始SIR估算值SIR_init中消除偏差。在一个示范实施例中，偏差消除器154包括乘法器，它把SIR_init与从

得出的缩放因子f相乘。对于这个实施例，偏差消除器154可按照下式计算图6E的转换器130中的基于

的缩放因子f：

$f=\frac{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}+\mathrm{\α}}$ (式18)

其中α是可按照α＝J/K来计算的偏移参数，其中J表示接收机所处理的延迟路径的数量以及K表示用来计算信道估算值c的符号的数量。

图8说明SIR处理器100的又一个示范实施例。这个实施例采用联合标度的近似形式，它是用于解决形成组合权重时有噪信道估算值的G-RAKE的扩展。如同前面的实施例一样，图8的SIR处理器100也包括初始SIR计算器170、平均SIR计算器180和偏差消除器190。但是，在这个实施例中，初始SIR计算器170在计算SIR_init之前改进信道估算值c。

为此，初始SIR计算器170包括信道估算处理器174和逆二次计算机172。图8A所示的信道估算处理器174包括信道估算矩阵计算器176和矩阵乘法器178。信道估算矩阵计算器176按照下式计算信道估算矩阵A：

$A={Q(Q+\frac{1}{K}{R}_N)}^{-1}$ (式19)

其中K表示用来计算信道估算值c的解扩符号的数量，并且还可包括导频与业务数据之间的功率级差异的影响。由于信道估算矩阵A取决于信号统计值Q和噪声统计值R_N，如等式19所示，信道估算矩阵A提供一种形式的MMSE(最小均方误差)信道估算。

信道估算处理器174通过在矩阵乘法器178中把信道估算矩阵A代入信道估算值c以便产生修改信道估算值

来改进原始信道估算值c。然后，初始SIR计算器170在逆二次计算机172中采用修改信道估算值

来计算初始SIR估算值SIR_init，如等式20所示：

${\mathrm{SIR}}_{\mathrm{init}}={\tilde{c}}^H{R_N}^{-1}\tilde{c}$ (式20)

如等式20所示，图8的实施例与图7的实施例相似。主要差别是通过信道估算矩阵A对信道估算值c的修改，它产生修改信道估算值

此外，信道估算矩阵A还修改平均SIR估算值

图8B说明图8的SIR处理器100的一个示范平均SIR计算器180。如同图7A的平均SIR计算器156一样，图8B的平均SIR计算器180包括信号统计值估算器182。另外，平均SIR计算器180包括矩阵平方计算器184以及替代图7A的平均SIR处理器160的修改平均SIR处理器186。在图8B的实施例中，修改平均SIR处理器186计算两个平均SIR估算值

和

第一平均SIR估算值按照等式14来计算，它在此作为等式21重复：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}_1=\mathrm{Tr}\left\{{R_N}^{-1}Q\right\}$ (式21)

第二平均SIR估算值

从矩阵平方计算器184所提供的信道估算矩阵A的平方以及信号相关矩阵Q和噪声相关矩阵R_N得出，如等式22所示：

${\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}_2=\mathrm{Tr}\left\{A^H{{\mathrm{AR}}_N}^{-1}Q\right\}$ (式22)

如等式22所示，

基本上具有取决于信道估算矩阵A的缩小因子，它直观地说明信道估算值c中的噪声。

图8C说明图8的SIR处理器100的一个示范偏差消除器190，它利用

和

从SIR_init中消除偏差。偏差消除器190包括转换器188和乘法器189。采用平均SIR计算器180所提供的

和

转换器188可按照下式计算缩放因子f：

$f=\frac{{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}_1}{{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}_2+\mathrm{\α}}$ (式23)

其中α可计算为α＝(1/K)Tr{A^HA}。在一些实施例中，可能希望简化与

和

关联的计算。为此，A^HA可近似计算为单位矩阵，以及

和

可按照以上参照图7所述的方法来计算。在任何情况下，乘法器189通过采用转换器188所提供的缩放因子f缩放初始SIR估算值SIR_init从SIR_init中消除偏差，产生最终SIR估算值SIR_final。

以上描述了用于从初始SIR估算值SIR_init中消除偏差以便计算最终SIR估算值SIR_final的方法及装置。图9说明用于实现本发明的一个示范方法。根据本发明，SIR处理器100根据接收信号来计算初始SIR估算值SIR_init(框200)。此外，SIR处理器100根据接收信号来产生平均SIR估算值

(框210)。采用平均SIR估算值SIR处理器100从初始SIR估算值SIR_init中消除偏差，从而产生最终SIR估算值SIR_final(框220)。

虽然本发明的SIR处理器100表示为具有各种分开的组件，但是本领域的技术人员会理解，这些组件的两个或两个以上可结合到相同的功能电路中。此外，本领域的技术人员会理解，这些电路中的一个或多个可实现为硬件和/或软件(包括固件、软件、微码等)，其中包括专用集成电路(ASIC)现场可编程门阵列(FPGA)等。实现本发明的软件或代码可存储在任何已知的计算机可读媒体中。

如图6-8所示以及在以上说明中，缩放因子f可从平均SIR估算值

中得出，平均SIR估算值

又从基带信号r(t)中得出。因此，本发明的SIR处理器100采用平均SIR估算值

来消除SIR_init中存在的偏差。虽然以上描述了计算

的若干方式，但是本发明不限于这些方法。例如，可通过使过去的最终SIR值平滑来近似计算。此外，大家会理解，功率控制环路中使用的目标SIR、标称SIR或者最坏情况SIR可被定义为

并用来计算缩放因子f。

由于以上所述的方法及装置可相对瞬时地计算SIR_final，因此所得最终SIR估算值SIR_final可用于实时操作，例如功率控制、速率适配等。此外，与过去的解决方案不同，通过把初始SIR估算值SIR_init与缩放因子f相乘以消除偏差，本发明可避免负的最终SIR估算值SIR_final的问题。初步测试已经表明，与传统减法方法相比，对于标准RAKE接收机，本发明的乘法方法可把最终SIR估算值的准确度提高20％。在采用如2003年9月2日提交的标题为“DS-CDMA RAKE接收机中的耙指布置的方法及装置”的美国专利申请序号10/653679中所述的耙指布置的网格方式的接收机中，准确度提高甚至更大(40％-70％)。因此，本发明描述了用于为时间敏感操作提供准确的最终SIR估算值的改进方法及装置。

虽然以上描述了计算用于实时操作的最终SIR估算值SIR_final，但是本领域的技术人员会理解，最终SIR估算值也可用来确定长期SIR。例如，对于一帧或多帧所计算的最终SIR估算值可经过平均，从而产生长期SIR估算值。这种长期SIR估算值可提供给基站或者其它网络实体作为长期质量量度。此外，一旦这种长期SIR估算值被计算，SIR处理器100可把长期SIR估算值用作用来计算缩放因子f的平均SIR估算值。

以上还根据从基带信号r(t)中得出的解扩符号y描述了本发明。本领域的技术人员会理解，这些解扩符号可基于导频符号、数据符号和/或被看作是导频符号的连续序列的导频信道。符号的数量和/或符号的类型还可有选择地根据当前信道条件来改变。例如，多普勒扩展估算器可用来确定信道改变有多快。如果信道迅速变化，则例如可能仅使用来自单个时隙的符号。如果信道缓慢变化，则可使用来自多个过去时隙的符号。对于缓慢变化的信道，信道估算器36和/或噪声统计值估算器56可对来自较早时隙的成分以指数进行加权，和/或对于因功率控制而引起的发射功率的变化补偿各时隙。

虽然上述无线网络按照单发射和/或接收天线来描述，但是本发明不限于此，而是可适用于具有多个发射和/或接收天线的网络。在这种情况中，扩频接收机的耙指被分配给来自某些天线的某些路径。因此，诸如解扩符号、信道估算值等的向量仍然可被采集到向量中。但是，对于多个发射/接收天线系统，向量中的元素具有路径和天线索引。例如，当存在两个接收天线、其中各天线接收来自两个不同路径的信号时，向量的长度是四，以及矩阵的大小是4×4。此外，对于其中不同的加扰扩频码用于不同发射天线上的多发射天线系统，假定噪声和衰落项不相关通常是适当的。因此，SIR处理器100可对于各发送信号分别产生初始SIR估算值，然后把各个初始SIR估算值相加，从而得到整体初始SIR估算值SIR_init。在这种情况中，偏差消除可在求和之前或者之后发生。大家还会理解，本发明可与发射分集系统配合使用。

本发明无疑可通过不同于本文具体阐述的其它方式来执行，而没有背离本发明的基本特征。目前的实施例在所有方面被认为是说明性而不是限制性的，并且落入所附权利要求的含意和等效范围之内的所有变更要包含在其中。

Claims (37)

1.一种从无线接收机所产生的初始信号干扰比中消除偏差的方法，包括：

根据所述无线接收机所接收的信号来计算所述初始信号干扰比；

产生平均信号干扰比；

根据所述平均信号干扰比来产生缩放因子；以及

把所述初始信号干扰比与所述缩放因子相乘以消除偏差。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，产生所述平均信号干扰比包括根据从所述接收信号得出的信道估算值和噪声统计值来计算所述平均信号干扰比。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，根据从所述接收信号得出的信道估算值和噪声统计值来计算所述平均信号干扰比包括根据从所述接收信号的解扩值得出的信道估算值和噪声统计值来计算所述平均信号干扰比。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述平均信号干扰比来产生所述缩放因子包括通过偏移参数来修改所述平均信号干扰比。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，产生所述平均信号干扰比包括：

根据所述信道估算值来计算信号相关矩阵；以及

根据所述信号相关矩阵和所述噪声统计值来计算所述平均信号干扰比。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，根据所述平均信号干

扰比来产生所述缩放因子包括按照下式来产生所述缩放因子：

$f=\frac{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}+\mathrm{\α}}$

其中

表示所述平均信号干扰比，以及α表示所述偏移参数。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，从所述无线接收机为产生所述信道估算值所处理的解扩值的计数以及所述无线接收机所处理的多径信道的路径的计数其中至少一个得出所述偏移参数。

8.如权利要求5所述的方法，其特征在于，根据所述信号相关矩阵和所述噪声统计值来计算所述平均信号干扰比包括：

根据所述信道估算值来计算加权因子；

根据所述信号相关矩阵和所述加权因子来计算平均信号功率；

根据所述噪声统计值和所述加权因子来计算平均噪声功率；以及

根据所述平均信号功率和所述平均噪声功率来计算所述平均信号干扰比。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，根据所述平均信号干扰比来产生所述缩放因子包括按照下式来产生所述缩放因子：

$f=\frac{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}+\mathrm{\α}}$

其中表示所述平均信号干扰比，以及α表示所述偏移参数。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，从所述无线接收机为产生所述信道估算值所处理的解扩值的计数以及所述无线接收机所处理的多径信道的路径的计数其中至少一个得出所述偏移参数。

11.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括：

根据所述噪声统计值和所述信号相关矩阵来计算信道估算矩阵；以及

根据所述信道估算矩阵来计算不同的平均信号干扰比；

其中，根据所述平均信号干扰比来产生所述缩放因子包括处理两种平均信号干扰比以计算所述缩放因子。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，处理两种平均信号干扰比以产生所述缩放因子包括按照下式来产生所述缩放因子：

$f=\frac{{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}_1}{{\stackrel{\‾}{\mathrm{SIR}}}_2+\mathrm{\α}}$

其中

表示所述平均信号干扰比，

表示所述不同的平均信号干扰比，以及α表示所述偏移参数。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，从所述信道估算矩阵以及所述无线接收机为产生所述信道估算值所处理的解扩值的计数其中至少一个得出所述偏移参数。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述接收信号来计算所述初始信号干扰比包括根据从所述接收信号得出的信道估算值和噪声统计值来计算所述初始信号干扰比。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，根据所述信道估算值和所述噪声统计值来计算所述初始信号干扰比包括：

根据所述信道估算值来计算加权因子；

根据所述加权因子来产生信号功率估算值；

根据所述加权因子来产生噪声功率估算值；以及

根据所产生的信号和噪声功率估算值来计算所述初始信号干扰比。

16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，根据所述信道估算值和所述噪声统计值来计算所述初始信号干扰比包括在逆二次计算机中组合所述信道估算值和所述噪声统计值，以便计算所述初始信号干扰比。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包括：

根据所述信道估算值来计算信号相关矩阵；

根据所述信号相关矩阵和噪声统计值来计算信道估算矩阵；以及

根据所述信道估算矩阵来计算修改信道估算值；

其中，在所述逆二次计算机中组合所述信道估算值和所述噪声统计值包括在所述逆二次计算机中组合所述修改信道估算值和所述噪声统计值，以便计算所述初始信号干扰比。

18.如权利要求1所述的方法，其特征在于，产生所述平均信号干扰比包括根据所述接收信号来产生所述平均信号干扰比。

19.如权利要求1所述的方法，其特征在于，产生所述平均信号干扰比包括把目标信号干扰比标识为所述平均信号干扰比。

20.一种无线接收机中的信号干扰比处理器，用于从初始信号干扰比中消除偏差，所述信号干扰比处理器包括：

初始信号干扰比计算器，根据所述无线接收机所接收的信号来计算所述初始信号干扰比；

平均信号干扰比计算器，产生平均信号干扰比；以及

偏差消除器，采用所述平均信号干扰比从所述初始信号干扰比中消除偏差，

其中所述偏差消除器包括：

转换器，根据所述平均信号干扰比来产生缩放因子；以及

乘法器，通过把所述初始信号干扰比与所述缩放因子相乘来消除偏差。

21.如权利要求20所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述平均信号干扰比计算器根据从所述接收信号得出的信道估算值和噪声统计值来产生所述平均信号干扰比。

22.如权利要求21所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述平均信号干扰比计算器从由所述接收信号得出的解扩值得出所述信道估算值和所述噪声统计值。

23.如权利要求20所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述转换器通过由偏移参数修改所述平均信号干扰比来产生所述缩放因子。

24.如权利要求22所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述平均信号干扰比计算器还包括：

信号统计值估算器，根据所述信道估算值来估算信号相关矩阵；以及

平均信号干扰比估算器，根据所述信号相关矩阵和所述噪声统计值来计算所述平均信号干扰比。

25.如权利要求24所述的信号干扰比处理器，其特征在于，从所述无线接收机所处理的解扩值的计数以及所述无线接收机所处理的多径信道的延迟路径的计数其中至少一个得出所述偏移参数。

26.如权利要求24所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述平均信号干扰比估算器包括根据所述信道估算值来计算平均信号功率以及根据所述噪声统计值来计算平均噪声功率的至少一个二次计算机。

27.如权利要求26所述的信号干扰比处理器，其特征在于，从所述无线接收机所处理的解扩值的计数以及所述无线接收机所处理的多径信道的路径的计数其中至少一个得出所述偏移参数。

28.如权利要求24所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述平均信号干扰比估算器还包括使从所述信号相关矩阵和所述噪声统计值得出的信道估算矩阵平方的矩阵乘法器，以及所述平均信号干扰比估算器根据平方的信道估算矩阵来估算不同的平均信号干扰比。

29.如权利要求28所述的信号干扰比处理器，其特征在于，从所述信道估算矩阵以及所述无线接收机所处理的解扩值的计数其中至少一个得出所述偏移参数。

30.如权利要求20所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述初始信号干扰比计算器根据从所述接收信号得出的信道估算值和噪声统计值来计算所述初始信号干扰比。

31.如权利要求30所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述初始信号干扰比计算器包括：

权重计算器，根据所述信道估算值来计算加权因子；

一个或多个功率估算器，根据所述加权因子来产生信号功率估算值和噪声功率估算值；以及

组合器，从所述信号功率估算值和所述噪声功率估算值得出所述初始信号干扰比。

32.如权利要求30所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述初始信号干扰比计算器包括根据所述信道估算值和所述噪声统计值来计算所述初始信号干扰比的逆二次计算机。

33.如权利要求32所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述初始信号干扰比计算器还包括根据信道估算值计算修改信道估算值的信道估算处理器，所述逆二次计算机根据所述修改信道估算值和所述噪声统计值产生所述初始信号干扰比。

34.如权利要求33所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述信道估算处理器包括：

信道估算矩阵计算器，根据所述噪声统计值来计算信道估算矩阵；以及

矩阵乘法器，根据所述信道估算值和所述信道估算矩阵来产生所述修改信道估算值。

35.如权利要求20所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述无线接收机设置在移动台和基站其中至少一个中。

36.如权利要求20所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述平均信号干扰比计算器根据所述接收信号来产生所述平均信号干扰比。

37.如权利要求20所述的信号干扰比处理器，其特征在于，所述平均信号干扰比计算器把目标信号干扰比标识为所述平均信号干扰比。

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