WO2004023798A1 - イメージセンサ - Google Patents

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image sensor
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Inventor
Sukeyuki Shinotsuka
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Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/50—Control of the SSIS exposure
    • H04N25/57—Control of the dynamic range
    • H04N25/571—Control of the dynamic range involving a non-linear response
    • H04N25/573—Control of the dynamic range involving a non-linear response the logarithmic type
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N23/00—Cameras or camera modules comprising electronic image sensors; Control thereof
    • H04N23/70—Circuitry for compensating brightness variation in the scene

Definitions

  • the present invention relates to an image sensor using, for each pixel, a sensor circuit that accumulates electric charges in a parasitic capacitance of the photoelectric conversion element and outputs a sensor signal in accordance with a photocurrent flowing through the photoelectric conversion element in accordance with an incident light amount. More particularly, the present invention relates to an image sensor that suppresses fringe force due to flickering of a lighting light source.
  • the drain voltage of the logarithmic conversion transistor should be reduced from the steady state prior to light detection in order to suppress the residual due to the residual charge of the parasitic capacitance of the photodiode.
  • a method is adopted in which the charge is retained by switching to a low value, and a means for initializing by discharging the parasitic capacitance is developed. ).
  • An image sensor using a photosensor circuit that outputs a sensor signal by accumulating electric charge in the parasitic capacitance of the photoelectric conversion element in response to the photocurrent flowing through the photoelectric conversion element according to the incident destination is used as a pixel.
  • each pixel follows the flicker of a light source for lighting such as a fluorescent lamp (the point corresponding to the power supply frequency) and goes against it.
  • a light source for lighting such as a fluorescent lamp
  • the brightness of the illumination light source at the time when the sensor signal is read from each pixel in the image sensor becomes dominant.
  • a headlamp driven by 50 Hz commercial power is blinking at a rate of 1 Z (2 X 50 Hz).
  • bidet The display rate is 1/60 Hz in one frame cycle.
  • the accumulation time of each pixel is aligned to cause flickering of the illumination light source. It is possible to eliminate the influence of the fridge force. For example, in the case of an electronic shutter, by setting the open time of the electronic shutter to 1/100 second with respect to the source of commercial power of 50 Hz, the amount of accumulated charge is the same, and the fridge force generated in the image is reduced. Can be reduced.
  • an image using a photosensor circuit that outputs a sensor signal by accumulating charge in the parasitic capacitance of the photoelectric conversion element according to the ⁇ current flowing through the photoelectric conversion element according to the incident destination is used as the pixel.
  • the storage time of each pixel should be made uniform using the control means of the electronic shutter. Or to detect the flickering state of the illumination light source and correct the video signal to suppress the flicker using information on the detected flickering state, a configuration for suppressing the frigging force Is complicated.
  • the present invention relates to an inuage sensor using a photosensor circuit for a pixel that outputs a sensor signal corresponding to a photocurrent flowing through a pre-electric conversion element in response to incident light, in which the accumulation time of each pixel is made uniform, or the video signal itself is used.
  • a means for detecting the flicker cycle and phase of the illumination light source and the result of the detection show that the tip of the illumination light source is the brightest.
  • a means for reading out the sensor signal of each pixel in the image sensor at that timing In order to be able to simply suppress pre-dica without compensating for the light source, a means for detecting the flicker cycle and phase of the illumination light source and the result of the detection show that the tip of the illumination light source is the brightest. And a means for reading out the sensor signal of each pixel in the image sensor at that timing.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a basic circuit configuration of an optical sensor circuit serving as a pixel element in an image sensor.
  • FIG. 2 is a diagram showing output characteristics of a sensor signal with respect to a sensor current flowing through a photodiode in an optical sensor circuit having perfect logarithmic output characteristics.
  • FIG. 3 is a diagram showing output characteristics of a sensor signal with respect to a sensor current flowing through a photodiode when an initialization means for suppressing an afterimage is used in an optical sensor circuit having a logarithmic output characteristic.
  • the fourth picture is a timing chart of each signal in the optical sensor circuit that takes the initial ⁇ means.
  • FIG. 5 is a diagram showing a characteristic of a time required until a sensor signal with respect to a sensor current converges in an optical sensor circuit having a perfect logarithmic output characteristic.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of an image sensor using a 3 ⁇ 4 sensor circuit for each pixel.
  • FIG. 7 is a time chart of signals of various parts in the image sensor shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a configuration of an image sensor provided with a frigidity suppressing means according to the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing another configuration example of an image sensor provided with a fringe force suppressing unit according to the present invention.
  • FIG. 10 is an electric circuit diagram showing an equivalent circuit when the PN junction of each transistor in the optical sensor circuit functions as a photodiode.
  • FIG. 11 is an electric circuit diagram showing an equivalent circuit when a PN junction of an output transistor in an optical sensor circuit functions as a photodiode for photodetection.
  • FIG. 12 is a front sectional view schematically showing the configuration of each transistor in an optical sensor circuit formed by a CMOS process.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a specific configuration example of the illumination light flickering state detection circuit.
  • FIG. 14 is a time chart of signals at various parts in the illumination light flicker state detection circuit shown in FIG.
  • FIG. 15 is a block diagram showing another specific configuration example of the illumination light flickering state detection circuit.
  • FIG. 1 shows a basic configuration of an optical sensor circuit serving as a pixel element in the image sensor of the present invention.
  • the optical sensor circuit consists of a photodiode PD that generates a sensor current corresponding to the amount of incident light Ls, and a transistor that converts the sensor current flowing through the photodiode PD into a voltage signal VPd with a logarithmic characteristic in a weakly inverted state.
  • Q 1 a transistor Q 2 that amplifies the converted voltage signal VP d with high impedance, and a transistor Q 3 that outputs a sensor signal S o at the pulse timing of the image signal read signal V s.
  • C is a parasitic capacitance composed of the junction capacitance and wiring capacitance of the photodiode 'PD.
  • the logarithmic operation of the transistor Q1 is as follows.
  • the gate voltage VG of the transistor Q1 is fixed and the transistor Q1 is operated in the weak inversion state, the charge generated by the incident light Ls is discharged to the drain D in the subthreshold region of the transistor Q1. Therefore, as shown in FIG. 2, the relationship between the sensor output and the sensor current determined by the value of iS corresponding to the incident light amount shows a perfect logarithmic output characteristic.
  • A indicates an area where afterimages are likely to occur when the light changes from bright to clear.
  • the drain voltage VD of the transistor Q1 is temporarily switched to a value lower than the steady state U to charge the parasitic capacitance C of the photoelectric conversion element LE. Injecting a large amount of new charge on top of the residual charge.
  • an optical sensor circuit that employs such a means for terminating a logarithmic output characteristic when the sensor current flowing through the photoelectric conversion element LE is large according to the amount of incident light,
  • WA indicates a non-logarithmic response area
  • WB indicates a logarithmic response area
  • Figure 4 is here e which shows a time chart of each part signal in the optical sensor circuit of the time, t 1 is the 'Timingu initialization, t 2 is shows the timing of the light detection.
  • the predetermined time tm for switching the drain voltage VD of the transistor Q1 from a steady value (high level H) to a low voltage (low level) is, for example, about 5 sec when the reading distance for one pixel is about 100 nsec.
  • T indicates the accumulation period of the parasitic capacitance C of the photoelectric conversion element LE.
  • FIG. 5 shows the characteristic of the time required for the sensor signal to converge with respect to the sensor current in the optical sensor circuit having the perfect logarithmic output characteristic shown in FIG. From the characteristics shown in FIG. 5, it is understood that the sensor signal can be quickly established if the illumination destination at the time of photographing is bright and the sensor current flowing through the photodiode P D is large.
  • the logarithmic response area shown in FIG. In WB the convergence time of the sensor signal with respect to the previous sensor current is established. That is, if the illumination light at the time of shooting is bright and the sensor current flowing through the photodiode PD is large, the sensor signal can be established at high speed.
  • Fig. 6 shows the configuration of an image sensor in which a plurality of pixels and a matrix are arranged as a sensor circuit and a pixel unit, and a sensor signal S0 of each pixel is read out in time series. An example is shown.
  • the image sensor has a basic configuration in which, for example, 4 ⁇ 4 pixels composed of Dl 1 to D 44 are arranged in a matrix and a pixel column for one line is selected as a pixel column selection circuit. Selection is performed by selection signals LS 1 to LS 4 sequentially output from 1 and each pixel in the selected pixel row is controlled by selection signals DS 1 to DS 4 sequentially output from the pixel selection circuit 2.
  • the sensor signal So of each pixel is read out in time series.
  • reference numeral 4 denotes a power supply for the gate voltage VG of the transistor Q 1 in each pixel
  • reference numeral 6 denotes a power supply for the drain voltage VD.
  • the sensor signal S o of each pixel is output as a voltage signal V o by applying a bias voltage V b to the output side via a reference resistor R.
  • the drain voltage VD of the transistor Q1 of each pixel in the selected pixel column is set at a predetermined timing.
  • a voltage switchover circuit 5 for switching between a high level H during normal operation and a low level L during initialization.
  • the pixel column selection signal LS1 becomes high level H
  • the first pixel column composed of D11, D12, D13, and D14 is selected.
  • LS 1 During a certain period T1 during which the pixel selection signals DS1 to DS4 are at the high level H, the pixel selection signals DS1 to DS4 sequentially become the high level H, and the respective pixels D11, D12, D13, D14 Are sequentially read out.
  • the pixel line selection signal LS1 becomes the high level L when the next LS2 becomes the high level H
  • the corresponding D21, D22, D23, D24 Two pixel columns are selected.
  • the pixel selection signals DS1 to DS4 sequentially become the high level H, and the pixels D21, D22, D23 , D24 are sequentially read out.
  • the third and fourth pixel columns are sequentially selected when the pixel column selection signals LS 3 and LS 4 are continuously at the high level H, and LS 3 and LS 4 are respectively set in the same manner.
  • the pixel selection signals DS1 to DS4 sequentially change to the high level H during the fixed period T1 during which the pixels are at the high level H, and each of the pixels D31, D32, D33, D34, etc. ⁇ ⁇ ⁇
  • the sensor signals Vo of D41, D42, D43, and D44 are sequentially read.
  • the pixel column selection signal LS1 falls to the low level L after the period T1, at the time when each pixel D11, D12, D13, D13, D13 in the first pixel column selected at that time.
  • Each pixel is initialized by switching the drain voltage VD1 of D14 from high level H to low level L until then for a predetermined time T2, and one cycle period T3 has elapsed. Prepare for reading out sensor signal V o in the next cycle performed later
  • each pixel is initialized by switching the drain voltage VD1 of D24 from the previous high level H to the low level L for a predetermined time T2, and one cycle period T3.
  • VD1 of D24 is initialized by switching the drain voltage VD1 of D24 from the previous high level H to the low level L for a predetermined time T2, and one cycle period T3.
  • the pixel column selection signals LS3 and LS4 fall to the mouth level L after the period T1, respectively, the pixel column selection signals LS3 and LS4 fall into the third and fourth pixel columns selected at that time.
  • the corresponding drain voltage VD3 is switched to low level L to initialize each surface element, and the next cycle performed after the elapse of one cycle period T3. Readout of the sensor signal V o.
  • T4 is a charge accumulation period corresponding to incident light during which sensor signals are not read from each pixel.
  • the timing of the generation of the signals of each part as described above is determined by driving the pixel column selection circuit 1, the pixel conversion circuit 2, and the voltage switching circuit 6 under the control of an ECU (not shown). Has become.
  • FIG. 8 shows one configuration of an image sensor in which the sika depressing means according to the present invention is employed.
  • the illumination light at that time is detected by the photosensor 12 through the lens 11 provided separately.
  • a light detection signal corresponding to the amount of the illumination light is given to the illumination 3 flicker state detection circuit 13 to detect the flicker cycle and phase of the light source 7.
  • the detected flicker cycle and phase data of the source 7 is supplied to the ECU 14 for controlling the driving of the image sensor main body 10 to determine the timing at which the illumination light from the light source 7 becomes the brightest.
  • the sensor signal of each pixel is read from the image sensor main body 10 at the timing when the illumination light becomes the brightest.
  • the ECU 14 controls the driving of the pixel column remote circuit 1 in the image sensor main body 10.
  • the sensor signal read from each pixel in the image sensor main body 10 at the timing when the illumination light becomes the brightest is not synchronized with the video display rate. Therefore, the sensor signal read from each pixel is temporarily stored in the frame memory 15. After that, it can be read out according to the video display rate. Specifically, when the source 7 is driven at a commercial frequency of 50 Hz, the sensor signal of each pixel in the image sensor body 10 is read at a timing of 10 ms, so that the video display rate is 1/30 (1/60) second cannot be synchronized. For this reason, the image information of each pixel read from the image sensor body 10 is temporarily stored in the FI FO (First In First Out) memory, and then read out from the timing generator in accordance with the video display rate. The image information is read out according to the signal and transmitted to the video device.
  • FIG. 9 shows another embodiment of the image sensor having the pre-dica suppression means according to the present invention.
  • the light passing through the objective lens 9 is provided to the photosensor 12 via the half mirror 16 without separately providing a lens of the light detection system gun at the illumination destination. .
  • the PN junction of the MOS transistors Q1 to Q3 in the photosensor circuit of each pixel in the image sensor is basically used without separately providing a photosensor for detecting the point from the illumination light source. Focusing on the fact that it has characteristics equivalent to a photodiode in general, light enters the PN junction of the transistor during the accumulation period of charges due to incident light during imaging (when no sensor signal is output). It is also possible to detect the flicker cycle, phase and phase of the 33 ⁇ 4 illumination source based on the change in the pre-current caused by this.
  • FIG. 10 shows an equivalent circuit when the transistors Q1 to Q3 ⁇ PN junctions in the optical sensor circuit function as photodiodes PD1 to PD5 for light detection.
  • the standard CMOS process cannot provide as much light shielding as used in the CCD process. Therefore, even if light is shielded outside the portion J3 ⁇ 4 of the photodiode P D in the CMOS process, the light is imperfect, and light is slightly incident on the photodiode P D except for ⁇ ⁇ 5 minutes.
  • the transistor Q 3 is turned off.
  • the first country briefly shows the configurations of the transistors Q1 to Q.3 and the photodiodes PD and PD2 in the sensor circuit related to the CMOS process.
  • the pixel column selection circuit 1 when uniform light is incident on the entire surface, the pixel column selection circuit 1 does not select any of the pixels ECU under the control of the ECU. In this way, the pixel selection circuit 2 simultaneously outputs a signal corresponding to the photocurrent flowing through the photodiode PD 2 in each pixel of all the lines, so that the size is mXn times larger than that of one pixel. Signal can be output.
  • the transistor Q3 is turned on at the time of output of the sensor signal, a signal corresponding to the pre-current flowing to the photodiode PD 2 is superimposed on the sensor signal corresponding to the photocurrent flowing to the photodiode PD.
  • the sensor signal amplified in Q2 becomes dominant, and the photocurrent flowing through the photodiode PD2 superimposed on it becomes small, so that the sensor signal of each cell is not affected.
  • the illumination light flickering wipe detection circuit 13 Is binarized using a threshold value, the binarized photodetection signal is frequency-to-voltage converted, and then A / D-converted to detect the flicker cycle of the illumination light source. The phase that best matches the frequency of the quantified first detection signal is detected.
  • FIG. 13 shows a specific configuration example of the flickering state detection circuit 13 for the lighting in that case.
  • the output of the photosensor 12 that detects the illumination light from a light source such as a fluorescent light is sent to a bandpass filter 131, and the necessary frequency components are extracted.
  • the actual flicker of the light source is twice the power supply frequency, and when the power supply frequency is 50 Hs, the bandpass filter 13 1 extracts the signal in the 1 dynasty region of 100 H 2 1 Become.
  • the signal that has passed through the band-pass filter 13 1 is given to a comparator 13 2, where the signal is binarized using a predetermined threshold value. Then, the binarized signal is converted into a voltage signal in the frequency * voltage converter 133, and then digitally converted in the AD converter 135.
  • the flickering cycle (frequency) of the pre-strain can be obtained digitally.
  • the digital value is given to the phase comparison circuit 13 6, and when the timing of the signal binarized by the comparator 13 2 is adjusted, the timing at which the brightness of the light can be maximized can be obtained. Then, it becomes possible to detect the flickering phase of the light source.
  • the comparator 1 3 2 ® binarized output contains a lot of jitter due to the noise due to the variation of the amount of the pre-prime, the phase is most compared by comparing the phases in the timing adjustment part. The phases are aligned and 'timing is used.
  • FIG. 14 shows a time chart of each part signal in the state flickering and state detecting circuit 13 at that time.
  • (a) is the output signal of the photosensor 13
  • (b) is the passed signal of the bandpass filter 13 1
  • (c) is the binarized signal & of the comparator 13 2
  • (d) is The flicker frequency and phase detection signals of the light source Is shown.
  • SL is the threshold.
  • the illumination light state detection circuit 13 By constructing the illumination light state detection circuit 13 in this way, it is different from extracting a required signal from a signal mixed with noise, which is different from the reference signal. Light-resistant processing can be performed.
  • the illumination light flicker state detection circuit 13 converts the light detection signal of the illumination light source from analog to digital and performs frequency analysis to detect the flicker cycle of the illumination light source. By setting the pass frequency of the filter, only the flicker component of the pre-detection signal may be detected, and the phase at which the flicker component signal and the flicker cycle of the illumination source may best match may be detected.
  • FIG. 15 shows a specific configuration of the illumination light flicker state detection circuit 13 in that case.
  • the output signal of the photosensor 12 is converted into a digital signal by the A / D converter 1335, and the converted digital signal is given to the FFT 1337 to perform frequency analysis, thereby obtaining illumination.
  • Detect the main flickering frequency of the source is set as a pass frequency in a bandpass filter (digital filter) 138, and only the flicker frequency component of the illumination light source is extracted.
  • a band phase filter 1338 detects a phase in which the extracted flicker frequency signal and the flicker frequency signal output from the FFT 1337 match the most.
  • the timing adjustment circuit 1339 adjusts the trigger timing based on the flicker frequency from the FFT 1337 using the phase detection signal given from the phase comparison circuit 1336 as lock timing information, At the timing when the brightness of the illumination source becomes maximum, it is output as a trigger signal for reading out the sensor signal of each pixel in the image sensor.
  • the flicker cycle and phase of an illumination source such as a fluorescent lamp are detected, and the sensor signal of each pixel in the image sensor is detected when the amount of light from the light source becomes maximum.
  • the reading of the image is performed at a high speed, and the generation of the frizzing force when the image captured by the image sensor is displayed on the video can be effectively suppressed. Since the captured image is obtained at the time when the tip of the illumination light source becomes maximum, the brightest image can be obtained.
  • an image sensor using, as a pixel, an optical sensor circuit that outputs a sensor signal according to a destination current flowing through a photoelectric conversion element according to an incident destination, wherein a flicker cycle and a phase of an illumination light source are provided.

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Abstract

入射光に応じて光電変換素子に流れる光電流に応じたセンサ信号を出力する光センサ回路を画素に用いたイメージセンサにあって、照明用光源のちらつきの周期、位相を検出する手段と、その検出結果から照明用光源の光が最も明るくなるタイミングをわり出して、そのタイミングでイメージセンサにおける各画素のセンサ信号を読み出す手段とを設けることにより、イメージセンサにおける各画素の光による電荷の蓄積時間を揃えたり、映像信号そのものを補正したりするようなことなく、簡単にイメージセンサによって撮影した画像をビデオ表示する際に生ずるフリッカを抑制する。

Description

明 細 書 イメージセンサ
技術分野
本発明は、 入射光量に応じて光電変換素子に流れる光電流に応じて、 その光電 変換素子の寄生容量に電荷の蓄積を行つてセンサ信号を出力するセンサ回路を画 素単位に用いたィメージセンサに係り、 特に照明用光源のちらつきによるフリジ 力を抑制するようにしたイメージセンサに関する。
背景技術
イメージセンサの画素単位に用いられる光センサ回路として、 ダイナミックレ ンジを ¾げるべく、 トランジスタのサブスレジショルド領域の特性を利用し、 光 検知時の入射光量に応じてフォトダイォードに流れるセンサ電流を弱反転状態で 対数特性をもつて電圧信号に変換するようにした対数出力型のィメージセンサが 開発されている （特開平 5— 2 1 9 4 4 3号公報、 特開平 7 - 4 6 4 8 1号公報 參照） 。
また、 その対数変換特性をもった光センサ回路にあって、 フォトダイオードの 寄生容量の残留電荷に起因する残傣を抑制するべく、 光検知に先がけて対数変換 用のトランジスタのドレイン電圧を定常よりも低い値に切り換えて電荷が残留し て 、る寄生容量を放電させて初期化する手段をとるようにしたものが開発されて いる （特開 2 0 0 0— 3 2 9 6 1 6公報参照） 。
このような入射先に応じて光電変換素子に流れる光電流に, 5&じてその光電変換 素子の寄生容量に電荷の蓄積を行ってセンサ信号を出力する光センサ回路を画素 に用いたイメージセンサにあっては、 蛍光灯などの照明用光源のちらつき （電源 周波数に応じた点弒） に各画素が追従して反 してしまい、 その撮影画像をビデ ォ表示する場合に、 照明用 ¾源のちらつきの周期とビデオ表示レートとの違いか らフリツ力を生じてしまう。
その際、 ィメージセンサにおける各画素からそれぞれセンサ信号を読み出した 時点での照明用光源の明るさが支配的となる。 例えば、 5 0 H zの商用電源で駆 動している蛍先灯は、 1 Z ( 2 X 5 0 H z ) の周期で点滅している。 一方、 ビデ ォ表示レートは 1 フレームの周期で 1 / 6 0 H zである。 その蛍 ¾灯のちらつき の周期とビデオレートの周期との最小公倍数 0 . 0 5がフリジ力の周期 Tとなり、 1ノ T = 2 0 H zで画面に映し出される画像にフリジ力が生じてしまう。
このような入射光に じて電荷の蓄積動拃を行ってセンサ信号を出力する光セ ンサ回路を画素に用いたイメージセンサでは、 各画素の蓄積時間を揃えることで 照明用光源のちらつきに起因するフリジ力の影響を除去することが可能である。 例えば、 電子シャジタの場合、 商用電源 5 0 H zの先源に対して、 電子シャジタ の開放時間を 1 / 1 0 0秒とすることで、 蓄積電荷量を同じにして映像に生ずる フリジ力を低減することができる。
しかし、 このような電子シャジタの制御手段をとるのでは、 フリヅ力抑制のた めの構成が複雑になってしまう。
また、 従来、 固体撮像素子を用いたビデオカメラにあって、 照明用光源のちら つきの周期、 位相などを検岀することによって照明用光齷の情報を得て、 その情 報にもとづいて映像信号を補正することによってフリジ力の発生を抑制するよう にしている （特開平 5— 1 1 5 0 2 4号公報、 特開 2 0 0 1— 8 6 4 0 1号公報 参照） 。
しかし、 照明用光源のちらつき状態を検出し、 その検出したちらつき状態の情 報を用いてプリジ力を抑制するように映像信号そのものを補正するのでは、 その ための構成が複維になってしまう。 また、 フリジ力の抑制を充分に行おせるため には、 その映像信号の補正手段が複維なものになってしまう。
このように、 入射先に じて光電変換素子に流れる^電流に応じてその ¾電変 換素子の寄生容量に電荷の蓄積を行つてセンサ信号を出力する光センサ回路を画 素に用いたィメージセンサにあって、 照明用光源のちらつきに起因して画面に映 し出される撮影画像に生ずるフリジカ ¾抑制するために、 電子シャ -ジタの制御手 段を用いて各画素の蓄積時間を揃えるようにしたり、 照明用光源のちらつき拭態 を検出して、 その検出され feちらつき状態の情報を用いてフリジカを抑制するよ うに映傣信号を補正したりするのでは、 フリジ力抑制のための構成が複雑になつ てしまうという問題がある。
発明の開示 本発明は、 入射光に応じて先電変換素子に流れる光電流に^じたセンサ信号を 出力する光センサ回路を画素に用いたィヌージセンサにおいて、 各画素の蓄積時 間を揃えたり、 映像信号そのものを補正したりするようなことなく、 箇単にプリ ジカを抑制できるようにするべく、 照明用光源のちらつきの周期、 位相を検出す る手段と、 その検出結果から照明用光源の先が最も明るくなるタイミングをおリ 出して、 そのタイミングでイメージセンサにおける各画素のセンサ信号を読み出 す手段とを設けるようにしている。
図面の簡単な説明
第 1図は、 イメージセンサにおける画素荽素となる光センサ回路の基本的な回 路構成を示す電気回路図である。
第 2図は、 完全対数出力特性をもった光センサ回路におけるフォトダイオード に流れるセンサ電流に対するセンサ信号の出力特性を示す図である。
第 3図は、 対数出力特性をもった光センサ回路において残像抑制のための初期 化手段をとつたときのフォトダイオードに流れるセンサ電流に対するセンサ信号 の出力特性を示す図である。
第 4画は、 初期^^手段をとる光センサ回路における各部信号のチイムチヤ一ト である。
第 5図は、 完全対数出力特性をもつた光センサ回路におけるセンサ電流に対す るセンサ信号が収束するまでに必要な時間の特性を示す図である。
第 6図は、 ¾センサ回路を画素単位に用いたィメージセンサの一構成例を示す ブロック図である。
第 7図は、 第 6図に示すィメージセンサにおける各部信号のタイムチヤ一卜で ある。
第 8図は、 本発明によるフリジ力抑制手段を講じたィメージセンサの一構成例 を示すプロジク國である。
第 9図は、 本発明によるフリ ジ力抑制手段を講じたイメージセンサの他の構成 例を示すブロ ク図である。
第 1 0図は、 光センサ回路における各トランジスタの P N接合部がフォトダイ オードとして機能するときの等個回路を示す電気回路図である。 第 1 1図は、 光センサ回路における出力用トランジスタの P N接合部が光検出 用のフォトダイオードとして機能するときの等価回路を示す電気回路図である。 第 1 2図は、 C M O Sプロセスによって形成される光センサ回路における各ト ランジスタ部分の構成を簡略的に示す正断面図である。
第 1 3図は、 照明光ちらつき状態検出回路の具体的な一構成例を示すブロック 園である。
第 1 4図は、 第 1 3図に示す照明光ちらつき状態検出回路における各部信号の タイ厶チャートである。
第 1 5図は、 照明光ちらつき状態検出回路の具体的な他の構成例を示すプロッ ク図である。
発明を実施するための最良の形態
第 1図は、 本発明のイメージセンサにおける画素要素となる光センサ回路の基 本的な構成を示している。
その光センサ回路は、 入射光 L sの光量に応じたセンサ電流を生ずるフォトダ ィオード P Dと、 そのフォトダイオード P Dに流れるセンサ電流を弱反転状態で 対数特性をもつて電圧信号 V P dに変換するトランジスタ Q 1と、 その変換され 電圧信号 V P dをハイインピーダンスをもって増幅するトランジスタ Q 2と、 画信号読出し信号 V sのパルスタイミングでもってセンサ信号 S oを出力するト ランジスタ Q 3とによって構成されている。 図中、 Cはプォ卜ダイオード' P Dの 接合容量、 配線容量などからなる寄生容量である。
トランジスタ Q 1の対数動作としては、 以下のとおリである。
いま、 トランジスタ Q 1のゲート電圧 V Gを一定に固定して、 トランジスタ Q 1を弱反転状態で動作させると、 入射光 L sによって生じた電荷がトランジスタ Q 1のサブスレジショルド領域でドレイン Dに排出されるため、 第 2図に示すよ うに、 入射先量に iSじたセンサ電流に対する電庄値に規定されたセンサ出力の鬨 係が完全な対数出力特性を示すようになる。
このようなものでは、 入射光量が少ない場合、 トランジスタ Q 1の抵抗値は対 数的に上昇するために電荷の故電速度が遅くなり、 残留電荷による容量性の残億 が生じてしまう。 その場合、 暗い背景に動く輝点があると尾を引く現象が顕著と なる。
第 2図の特性にあって、 Aは明から晴になつたときに残像が生じやすい領域を 示している。
そこで、 各光検知の周期ごとに、 光検知に先がけて、 トランジスタ Q 1のドレ ィン電圧 V Dを定常よ Uも低い値に一時的に切リ換えて光電変換素子 L Eの寄生 容量 Cに電荷を注入させるようにすると、 残留電荷の上に大量の新たな電荷が注 入されることになる。
そして、 電荷が残留している寄生容量を放電させて初期化を行わせた後、 ドレ イン電圧 V Dをもとの定常値に裏すと、 その時点から直ちに入射光 L sの光量に 応じた電荷の蓄積が行われて、 残俊の発生が抑制されることになる。
このようなネ刀期化手段をとる光センサ回路にあっては、 第 3図に示すように、 入射光量に じて光電-変換素子 L Eに流れるセンサ電流が多いときには対数出力 特性を示すが、 センサ電流が少ないときにはう電変換素子 L Eの寄生容量 Cの充 電に 答遅れを生じてほぼ線形の非対数出力特性を示すようになっている。 図中、 W Aは非対数 答領域を示し、 WBは対数応答領域を示している。
第 3図に示す特性にあって、 入射光量の少ない WAの領域では対数特性が失お れるが、 残像が生ずることがなくなる。
第 4図は、 そのときの光センサ回路における各部信号のタイムチャートを示し ている e ここで、 t 1は初期化の'タィミングを、 t 2は光検知のタイミングを示 している。 トランジスタ Q 1のドレイン電圧 V Dを定常値 (ハイレベル H) から 低い電圧 (ローレベルお に切り換える所定時間 t mとしては、 例えば 1画素分 の読出し遠度が 1 0 0 n s e c程度の場合に 5 s e c程度に設定される。 図中、 Tは光電変換素子 L Eの寄生容量 Cの蓄積期間を示している。
第 5図は、 第 2図に示す完全対数出力特性をもつた光センサ回路におけるセン サ電流に対するセンサ信号が収束するまでに必要な時間の特性を示している。 この第 5図の特性からして、 撮影時の照明先が明るくてフォトダイオード P D に流れるセンサ電流が多ければ、 高速にセンサ信号を確立することができること がわかる。
また、 初期化手段をとる光センサ回路にあっても、 第 3図に示す対数 答領域 W Bでは先のセンサ電流に対するセンサ信号の収束時間の闊係が成り立つ。 すな おち、 撮影時の照明光が明るくてフォトダイオード P Dに流れるセンサ電流が多 ければ、 高速にセンサ信号を確立することができるようになる。
したがって、 このような光センサ回路を画素に用いたィメージセンサによって、 蛍光灯による照明用先源のもとで撮影を行うに際して、 照明用 ¾源がその電源周 波数に応じて点滅しているときの最も明るいタイミングで各画素のセンサ信号を とり込むことにより、 高速で画像を確立することが可能になり、 フリ ジ力の発生 ¾有効に抑制することができる。
第 6図は、 先センサ回路 &画素単位として、 画素 &マトリクス状に複数配設し て、 各画素のセンサ信号 S oの時系列的な読出し走査を行わせるようにしたィメ 一ジセンサの構成例を示している。
そのイメージセンサは、 その基本的な構成が、 例えば、 D l 1〜D 4 4からな る 4 X 4の画素をマトリクス状に配設して、 各 1ライン分の画素列を画素列選択 回路 1から順次出力される選択信号 L S 1〜L S 4によって選択し、 その選 ¾さ れた画素列における各画素を、 画素選択回路 2から順次出力される選択信号 D S 1〜 D S 4によつて制御スィ 'ジチ群 3における各対応するスイジチ S W 1〜 S W 4が逐次ォン状態にされることによつて各画素のセンサ信号 S oが時系列的に読 み出されるようになつている。 図中、 4は各画素における前記トランジスタ Q 1 のゲート電圧 VG用電源であり、 6はドレイン電圧 V D用電源である。 ここでは、 出力側に基準抵抗 Rを介してバイアス電圧 V bを印加することによって各画素の センサ信号 S oを電圧信号 V oとしてとリ出すようにしている。
そして、 このようなイメージセンサにあって、 各 1ライン分の画素列の選択に 際して、 その選扳された画素列における各画素の前記トランジスタ Q 1のドレイ ン電圧 V Dを所定のタイミングをもつて定常時のハイレベル Hおよび初期化時の ローレベル Lに切り換える電庄切換回路 5が設けられている。
このように構成されたイメージセンサの動作について、 第 7図に示す各部信号 のタイムチャートとともに、 以下説明をする。
まず、 画素列選 信号 L S 1がハイレベル Hになると、 それに対 する D 1 1 , D 1 2 , D 1 3 , D 1 4からなる第 1の画素列が選択される。 そして、 L S 1 がハイレベル Hになっている一定期間 T 1のあいお'画素選択信号 D S 1〜D S 4 が順次ハイレベル Hになって、 各画素 D 1 1 , D 1 2， D 1 3， D 1 4のセンサ 信号 V oが順次読み出される。
次いで、 画素列選択信号 L S 1が口一レベル Lになつた時点で次の L S 2がハ ィレベル Hになると、 それに対応する D 2 1， D 2 2 , D 2 3 , D 2 4からなる 第 2の画素列が選択される。 そして、 L S 2がハイレベル Hになっている一定期 間 T 1のあいだ画素選択信号 D S 1〜D S 4が順次ハイレベル Hになって、 各画 素 D 2 1， D 2 2 , D 2 3 , D 2 4のセンサ信号 V oが順次読み出される。
J¾下同様に、 画素列選捉信号 L S 3および L S 4が連続的にハイレベル Hにな つて各対 する第 3およぴ第 4の画素列が順次選択され、 L S 3および L S 4が それぞれハイレベル Hになっている一定期間 T 1のあいだ画素選织信号 D S 1〜 D S 4が順次ハイレベル Hになって、 各画素 D 3 1， D 3 2 , D 3 3 , D 3 4お ょぴ D 4 1， D 4 2 , D 4 3 , D 4 4のセンサ信号 V oが順次読み出される。 また、 画素列選択信号 L S 1が T 1期間後にローレベル Lに立ち下がつた時点 で、 そのとき選択されている第 1の画素列における各画素 D 1 1， D 1 2， D 1 3 , D 1 4のドレイン電圧 V D 1をそれまでのハイレベル Hからローレベル Lに 所定時間 T 2のあいだ切リ換えることによつて各画素の初期化が行おれ、 1サィ クル期間 T 3の経過後に行われる次サイクルにおけるセンサ信号 V oの読出しに そなえる。
次いで、 画素列選択信号 L S 2が T 1期間後に口一レベル Lに立ち下がつた時 点で、 そのとき選択されている第 2の画素列における各画素 D 2 1， D 2 2 , D 2 3， D 2 4のドレイン電圧 V D 1をそれまでのハイレベル Hからローレベル L に所定時間 T 2のあいだ切リ換えることによつて各画素の初期化が行われ、 1サ ィクル期間 T 3の経過後に行われる次サイクルにおけるセンサ信号 V oの読出し にそなえる。
下同様に、 画素列選択信号 L S 3およぴ L S 4がそれぞれ T 1期間後に口一 レベル Lに立ち下がつた時点で、 そのとき選択されている第 3およぴ第 4の画素 列にそれぞれ対応するドレイン電圧 V D 3をローレベル Lに切り換えて各面素の 期化が行おれ、 1サイクル期間 T 3の経過後に行われる次サイクルにおけるセ ンサ信号 V oの読出しにそなえる。
図中、 T 4は各画素からセンサ信号の読み出しを行おない入射光に^じた電荷 の蓄積期間である。
上のような各部信号の宪生のタィミングは、 図示しない E C Uの制御下で画 素列選択回路 1、 画素還扳回路 2および電圧切換回路 6の駆動を行わせることに よって決定されるようになっている。
このように、 各画素のセンサ信号 S oの読出し走査に じた適切なタイミング をもつて各画素の初期化を行おせることによって、 イメージセンサ全体としての 蓄積時間の過不足を低减できるようになる。
そして、 残像がなく、 ダイナミツクレンジの広い対数出力特性をもったィメー ジセンサが実現できるようになる。
第 8図は、 本発明によるフリジカ抑制手段を講じたイメージセンサの一構成剖 を示している。
ここでは、 蛍光灯などの光源 7によって照明されている被写体 8 対物レンズ 9を通してイメージセンサ本体 1 0によって撮影するに際して、 そのときの照明 光を别途設けたレンズ 1 1を通してフォトセンサ 1 2によって検知し、 その照明 光の光量に応じた光検知信号を照明 3¾ちらつき状態検出回路 1 3に与えて、 光源 7のちらつきの周期、 位相を検出する。 その検出された先源 7のちらつきの周期、 位相のデータをイメージセンサ本体 1 0の駆動制御を行う E C U 1 4に与えて、 光源 7による照明光が最も明るくなるタイミングをわり出す。 そして、 E CU 1 4の制御下において、 照明光が最も明るくなるタイミングをもって、 イメージセ ンサ本体 1 0から各画素のセンサ信号を読み出すようになつている。
具体的には、 E C U 1 4によってイメージセンサ本体 1 0における画素列遠织 回路 1の駆動制御を行わせることになる。
照明光が最も明るくなるタイミングをもってイメージセンサ本体 1 0における 各画泰から読み出されるセンサ信号はビデオ表示レートと同期しているおけでは なく、 そのため各画素から読み出されるセンサ信号をいつたんフレームメモリ 1 5に格鈉したうえで、 ビデオ表示レートに合せて読み出すことができるようにし ている。 具体的に、 先源 7が商用周波数 50Hzで駆動されている場合には、 イメージ センサ本体 10における各画素のセンサ信号は 1 0 m Sごとのタイミングで読み 出されることになるため、 ビデオ表示レート 1/30 (1 /60) 秒とは同期す ることができない。 そのため、 イメージセンサ本体 1 0から読み出される各画素 の画情報をいつたん F I FO (F i r s t I n F i r s t Ou t) メモリ に格鈉したうえで、 タイミングジェネレー からのビデオ表示レートに即した読 出し信号に応じて画情報を読み出 てビデオ装置側へ送出するようにする。 また、 第 9図は、 本発明によるプリ-ジカ抑制手段を講じたイメージセンサの他 ©搆成倒を示している。
ここでは、 特に、 照明先の光検知系銃のレンズを別途に設けることなく、 対物 レンズ 9を通した光をハーフミラー 16を介してプオトセンサ 12に与えるよう にしている。 .
また、 照明用光源からの先を'镜知するためのフォトセンサを別途設けることな く、 イメージセンサにおける各画素の光センサ回路における MOS型のトランジ スタ Q 1〜Q 3の PN接合部が基本的にフォトダイォードと同等の特性を有する ことに着目して、 撮影時の入射光による電荷の養積期間中 （センサ信号の非出力 時） にそのトランジスタの P N接合部に光が入射することによって生ずる先電流 の変化から照明用 3¾源のちらつきの周期、 位相 &検出するようにすることも可能 である。
第 10図は、 光センサ回路におけるトランジスタ Q 1〜Q 3 ©PN接合部が光 検出用のフォトダイオード PD 1〜PD 5として機能するときの等価回路を示し ている。
ここで、 実際には、 ィメージセンサにおける各画素のトランジスタ Q 1〜Q 3 が誤動作しないように、 プ才卜ダイオード PD©部分以外に遮 を施すのが一般 的である。 しかし、 その場合完全な遮光を施すことは困難であり、 僅かながら光 がフォトダイオード P Dの部分以外に入射してしまう。
このことは、 インターライン方式の CCDカメラなどでは特に問題となるが、 MO S型ィメージセンサではフォ卜ダイ才ード P Dの部分以外に先が入射しても 各面素のセンサ信号を読み出すのに間題はない。 その際、 光が弱ければ、 トラン ジスタ Q 3は充分なォフ特性を維持することができる。
また、 標準の C M O Sプロセスでは C C Dプロセスで用いるほどの遮光を施す ことができない。 したがって、 C MO Sプロセスにおいてフォトダイオード P D の部分 J¾外に遮光を施してもそれが不完全となって、 フォトダイオード P Dの §{5 分以外に僅かながら光が入射してしまうことになる。
基本的に、 フォトダイォード P D 1〜 P D 5のうちの何れかに流れる光電流を 検出すればよいが、 その場合、 特に図 1 1に示すように、 トランジスタ Q 3の出 力側の P N接合部のフォトダイオード P D 2を用 、て 電流を検出するようにす れば、 特にその光電流の検出回路を設けることなく、 センサ信号 S oの出力側に その光電流の検出信号をとリ出すことができるようになる。 そして、 例えば、 ィ メージセンサから時系列的に読み出される各画素の出力信号を読み取つて量子化 する画情報読取回路 （図示せず） において、 E C Uの制御下で、 トランジスタ Q 3のォフ期簡中にプオトダイォード P D 2に流れる先電流に じた信号を読み取 ることによリ、 光量や光の点滅周期などを検出することができるようになる。 第 1 2國は、 C M O Sプロセスによって形戚される先センサ回路におけるトラ ンジスタ Q 1〜Q. 3およぴフォトダイォード P D、 P D 2部分の構成を箇易的に 示している。
爾素を m X nのマトリクス栻に配設したィメージセンサにあって、 全面に均一 な光が入射している場合、 E C Uの制御下において、 画素列選択回路 1がどの画 素刿も選択しないようにしたうえで、 画素選択回路 2によって全てのラインの各 画素におけるフォトダイォード P D 2に流れる光電流に応じた信号を同時に出力 させることにより、 1画素の場合の m X n倍の大きさの信号をとリ出すことがで きるようになる。
また センサ信号の出力時にトランジスタ Q 3がオン状態になると、 フォトダ ィオード P Dに流れる光電流に応じたセンサ信号にプオトダイォード P D 2に流 れる先電流に応じた信号が重畳されることになるが、 トランジスタ Q 2で増幅さ れたセンサ信号が支配的となって、 それに重畳されるフ才トダイオード P D 2に 流れる光電流が徽少となって各菌素のセンサ信号に影響を与えることがない。 照明光ちらつき拭態検出回路 1 3としては、 倒えば、 照明用光源の先検知信号 をしきい値を用いて 2値化し、 その 2値化された光検知信号を周波数 '電圧変換 したうえで AD変換して照明用 ¾源のちらつきの周期を検出し、 そのちらつきの 周波数と 2値化された先検知信号の周波数とが最も一致する位相を検出するよう に る。
第 1 3図は、 その場:合における照明先ちらつき状態検出回路 1 3の具体的な構 成例を示している。
ここでは、 蛍光灯などの光源からの照明光を検知するフォトセンサ 1 2の出力 をパンドパスフィルタ 1 3 1に逋して 要な周波数成分を抽出する。 実際の光源 のちらつきは電源周波数の 2倍であリ、 電源周波数が 5 0 H sの場合にはバンド パスフィルタ 1 3 1によって 1 0 0 H 2 1の 1蒂域の信号を抽出することになる。 次いで、 そのパンドパスフィルタ 1 3 1を通過した信号をコンパレータ 1 3 2 に与えて、 そこで予め定められたしきい値をもって 2値化する。 そして、 その 2 値化信号を周波数 *電圧変換器 1 3 3において電圧信号に変摸したうえで、 A - D変換器 1 3 5においてデジタル変摸する。 それにより、 先漉のちらつきの周期 (周波数） がデジタル的に得られる。
その際、 周波数'電圧変換器 1 3 3と A ' D変換器 1 3 5との間にローパスブ ィルタ 1 3 4を設けることによって、 周波数の変動を吸収することができるよう になる。 さらに、 A - DM« 1 3 5の出力をまるめ 理 （四捨五入） すること によって、 光源のちらつきの周波数を限定できるようになる。
次いで、 そのデジタル値を位相比較回路 1 3 6に与えて、 そこでコンパレータ 1 3 2によって 2値化された信号のタイミングを調整すると、 光齷の明るさが最 大となるタイミングを得ることができ、 光源のちらつきの位相を検出できるよう になる。 その際、 コンパレータ 1 3 2 ® 2値化出力には先原の先量変動によるノ ィズによるジジ 'タが多分に含まれているため、 タイミング調靈部分では位相を比 齩することによって最も位相が揃う 'タィミングが揉用される。
第 1 4図は、 そのときの照明先ちらつき、状態検出回路 1 3における各部信号の タイムチャートを示している。 図中、 ( a ) はフォトセンサ 1 2の出力信号を、 ( b ) はパンドパスフィルタ 1 3 1の通過信号を、 （c ) はコンパレータ 1 3 2 の 2値化信号 &、 （ d ) は光源のちらつきの周波数と位相の検出信号をそれぞれ 示している。 （b ) 中、 S Lはしきい値である。
照明光ちらっき扰態検出回路 1 3をこのように構成することによって、 ノイズ が混入した信号から必要な信号を抽出するのと異なリ、 基準信号との一致を比較 することになるので、 外乱光に強い処理を行うことができるようになる。
また、 照明光ちらつき状態検出回路 1 3として、 照明用 ½源の光検知信号を A D変換したうえで周波数解析して照明用光源のちらつきの周期を検出し、 その検 出したちらつきの周期から帯域フィルタの通過周波数に設定して先検知信号のち らつき成分のみをとリ出し、 そのちらつき成分の信号と照明用先源のちらつきの 周期とが最も一致する位相を検出するようにしてもよい。
第 1 5図は、 その場合における照明光ちらっき状態検出回路 1 3の具体的な構 成倒を示している。
ここでは、 フォトセンサ 1 2の出力信号を A · D変換器 1 3 5によってデジタ ル信号に変換したうえで、 その変換されたデジタル信号を F F T 1 3 7に与えて 周波数解析することによって、 照明用 ¾源の主要なちらつきの周波数を検出する。 次いで、 その検出したちらつき周波数をバンドパスフィルタ （デジタルフィル タ） 1 3 8における通過周波数として設定して、 照明用光源のちらつきの周波数 成分のみをとリ出す。 そして、 位相比齩回路 1 3 6において、 バンドパスフィル タ 1 3 8によってとり出したちらつき周波数の信号と F F T 1 3 7から出力する ちらつき周波数の信号とが最も一致する泣相の検出を行う。 そして、 タイミング 調整回路 1 3 9において、 位相比較回路 1 3 6から与えられる位相の検出信号を ロックタイミング情報として、 F F T 1 3 7からのちらつき周波数をもとにして トリガのタイミングを調整して、 照明用先源の明るさが最大となるタイミングで ィメージセンサにおける各画素のセンサ信号を読み出すためのトリガ信号として 出力するようになっている。
このように、 本 ϋ明によれば、 蛍光灯などの照明用先源のちらつきの周期およ ぴ位相を検出して、 その光源の光量が最大となる時点でィメージセンサおける各 画素のセンサ信号の読出しの走查を高速で行わせるようにしており、 そのィメー ジセンサによつて撮影した画像をビデオ表示する際におけるフリジ力の発生を有 効に抑制できるようになる。 そして、 照明用光源の先量が最大となる時点で撮影画像を得るようにしている ので、 最も明るい画僮を得ることができるようになる。
なお、 徽定によっては、 照明用先源の先量が最小となる時点でイメージセンサ おける各画素のセンサ信号を読み出すようにしても、 フリジ力の発生を有効に抑 制できるようになる。
産業上の利用可能性
本発明によれば、 入射先に応じて光電変換素子に流れる先電流に じたセンサ 信号を出力する光センサ回路を画素に用いたイメージセンサにあって、 照明用光 源のちらつきの周期、 位相を検出する手段と、 その検出結果から照明用光 の光 ガ;最も明るくなるタイミングをおリ ftiして、 そのタイミングでィメージセンサに おける各画素のセンサ信号を読み出す手段とを設けることにより、 各画素の蓄積 時閬を揃えたり 映像信号そのものを補正したりするようなことなく、 イメージ センサによって撮影した画像をビデオ表示する際のフリジ力の発生を簡単に、 か つ有効に抑制できるようになる。

Claims

請 求 の 範 囲 撮影時の入射先に^じて光電変換素子に流れる先電流に^じたセンサ信号を 出力する光センサ回路を画素に用いたィヌージセンサにおいて、 照明用先源の ちらつきの周期、 位相を検出する手段と、 その撿出結果から照明用光源の光が 最も明るくなる'タイミングをゎリ出して、 そのタイミングでイメージセンサに おける各画秦のセンサ信号を読み出す手段とを設けるようにしたことを特徽と するイメージセンサ。
照明用先源からの先をフォトセンサによって検知して、 その光検知信号の変 化から照明用光源のちらつきの周期、 位相を検出するようにしたことを特徴と する請求項 1の記載によるイメージセンサ。
照明用光源から ©3¾を専用のレンズを通してフォトセンサに与えるようにし たことを特徵とする請求項 2の記載によるィメージセンサ。
イメージセンサの対物レンズを通した光をハーフミラ一を介してフ才卜セン サに与えるようにしたことを特徽とする請求頊 2の記載によるイメージセンサ。 ィメージセンサにおける画素を形成する光センサ回路におけるセンサ信号出 力用トランジスタの P N接合部に照明用光源からの光が入射することによって 生ずる光電流を光椟知信号として、 その光検知信号の変化から照明用光源のち らつきの周期、 位相を検出するようにしたことを特徽とする請求項 1の記載に よるイメージセンサ。
照明用光源の光検知信号をしきい値を用いて 2値化し、 その 2値化された先 検知信号を周波数 *電圧変換したうえで A D変換して照明用光源のちらつきの 周期を検出し、 そのちらつきの周波数と 2値化された光検知信号の周波数とが 最も一致する位相を検出するようにしたことを特徵とする請求項 2または請求 項 5の記載によるイメージセンサ。
照明用 ¾ϋの光検知信号を A D変換したうえで周波数解析して照明用光源の ちらつきの周期を検出し、 その検出したちらつきの周期から蒂域フィルタの通 過周波数に設定してう検知信号のちらつき成分のみもとり出し、 そのちらつき 成分の信号と照明用光源のちらつきの周期とが最も一致する位相を検岀するよ うにしたことを特徽とする請求頊 2または請求項 5の記載によるィメージセン サ。
ィメージセンサの各画素から読み出したセンサ信号をフレームメモリに格納 したうえで、 ビデオ表示レートに合せて各画素のセンサ信号をフレームメモリ から読み出すようにしたことを特徴とする請求項 1の記載によるイメージセン サ。
イメージセンサにおける各画素を構成する光センサ回路が、 撮影時の入射光 量に応、じて光電変換素子に流れる先電流をトランジスタのサブスレジショルド 領域の特性を利用した弱反転犹態で対数特性をもつて電圧信号に変換して、 そ の変換された電圧信号に応じたセンサ信号を出力するものであることを特徴と する請求項 1の記載によるィメージセンサ。
0 撮影に先がけて、 光電変換素子の寄生容量に電荷を注入して初期化するよ うにしたことを特徴とする請求項 9の記載によるイメージセンサ。
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