WO2002042856A1 - Verfahren zum abgleichen eines bgr-schaltkreises und bgr-schaltkreis - Google Patents

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WO2002042856A1
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circuit
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difference amplifier
reference voltage
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PCT/DE2001/004230
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Martin Leifhelm
Markus Müllauer
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Infineon Technologies Ag
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Definitions

  • the invention relates to a method for comparing a BGR circuit and a BGR circuit which can be compared according to the method.
  • Circuits that generate a constant output voltage that is independent of temperature and supply voltage fluctuations are required in a variety of ways in semiconductor circuit technology. They are used in analog, digital as well as in analog-digital mixed circuits. A frequently used type of such circuits are the so-called BGR circuits (bandgap reference circuits).
  • the basic principle of a BGR circuit is two sub-signals (voltages or currents) that are opposite
  • BGR circuits have both passive components, for example resistors, and active components, mostly in the form of a differential or operational amplifier.
  • a deviation of the reference voltage from the ideal, calculated value and from a constant temperature behavior is due to a lack of adaptation of the passive and active components.
  • the aim of comparing a BGR circuit is on the one hand to minimize a deviation of the reference voltage value obtained at a certain temperature from a value calculated with respect to this temperature and on the other hand to optimize the temperature characteristic of the reference voltage, i.e. to obtain a flat voltage-temperature characteristic.
  • offset compensation is carried out directly on the amplifier generating the offset.
  • Most operational amplifiers have suitable control inputs for this.
  • the dominant error component of the deviation between the reference voltage value obtained at the output of the circuit and the calculated value is eliminated by offset compensation. It is disadvantageous, however, that a residual deviation of the quantities mentioned generally remains and that no optimal temperature characteristic of the reference voltage is obtained, but on the contrary, the temperature characteristic is often even deteriorated by this step.
  • the output voltage of the circuit i.e. the reference voltage
  • the output voltage of the circuit is set directly to the calculated value via a variable resistor "or another passive component of the circuit.
  • Absolute values and the constant temperature of the reference voltage must be optimized both with regard to their absolute value (which is dominated by the offset error) and with regard to their temperature behavior.
  • Such BGR circuits have to be adjusted at two different temperatures. The high effort required for this is disadvantageous.
  • the invention is based on the object of specifying an easy-to-carry out adjustment method for BGR circuits, with which a good temperature constancy of the reference voltage and a good agreement of the reference voltage value with an expected or calculated voltage value can be achieved.
  • the invention further aims to provide an easily adjustable BGR circuit.
  • the adjustment method according to the invention comprises two adjustment steps to be carried out in succession: In a first adjustment step, an offset adjustment of the voltage difference amplifier is carried out at a predetermined temperature. In a second adjustment step, the value of the reference voltage, which is the first
  • Adjustment step was obtained, set to the predetermined (i.e. calculated) value of the reference voltage for this circuit.
  • the particular advantage of the method according to the invention is that the two adjustment steps are carried out at one and the same temperature and (nevertheless) an adjustment is brought about in terms of both the absolute value and the temperature characteristic of the reference voltage obtained.
  • voltage differential amplifier means any type of amplifier that is designed to amplify a voltage difference.
  • the term includes a differential amplifier and an operational amplifier.
  • An advantageous procedure when carrying out the first adjustment step is characterized in that this step comprises the sub-steps of short-circuiting the inputs of the voltage difference amplifier and regulating the output voltage of the voltage difference amplifier to a predetermined voltage value.
  • the specified voltage value can in particular be the common mode voltage, which is the average of the positive and the negative potential of the operating voltage of the voltage difference amplifier.
  • the voltage difference amplifier is preferably operated as a comparator in the offset adjustment.
  • the inputs of the voltage difference amplifier can be separated from the external circuit by the first switching means and short-circuited by the second switching means.
  • the short-circuit adjustment of the voltage difference amplifier can then be carried out for offset correction.
  • the inputs of the voltage difference amplifier can be reconnected to the external circuit by the first switching means and the short circuit of the inputs can be canceled by the second switching means.
  • the output voltage of the circuit can now be adjusted to the predetermined value of the reference voltage by adjusting the resistance of the at least one component with an adjustable resistance. This comparison ensures that the pre- given temperature sets an almost constant, ie temperature-independent reference voltage.
  • 1A is a diagram in which the reference voltage is plotted against the temperature to explain the offset error
  • 1B is a graph in which the reference voltage is plotted against the temperature, to explain the temperature characteristic error
  • Fig. 4 is a circuit diagram of a BGR circuit according to the invention.
  • FIG. 1A and 1B illustrate the two essential effects which are responsible for the occurrence of deviations between the received reference voltage and the calculated reference voltage.
  • Fig. 1A shows the case that the reference voltage output by an unbalanced BGR circuit and plotted on the Y-axis over the entire temperature range (X-axis) considered is either higher (reference voltage curve RS +) or lower (reference voltage curve RS-) than that
  • the calculated ideal reference voltage curve RSO runs, but has an optimally flat course with respect to its temperature behavior and is symmetrical with respect to the room or operating temperature TR. This effect is mainly caused by an offset in the voltage differential amplifier. It is referred to below as an offset error and is usually the dominant error component in the case of unbalanced BGR circuits.
  • IB shows the case in which the reference voltage has either a characteristic that increases with increasing temperature (reference voltage curve RSd +) or a characteristic that decreases with increasing temperature (reference voltage curve RSd-). This effect is mainly due to a lack of adaptation of the passive components of the BGR circuit. It is also referred to below as a temperature characteristic error.
  • the reference voltage curve RSOT has both an offset error and a temperature characteristic error.
  • the offset error is eliminated by an offset adjustment of the voltage difference amplifier at the room or operating temperature TR, so that the reference limit voltage curve RSOT is shifted parallel to the X axis in the direction of the calculated ideal reference voltage curve RSO.
  • this step does not result in the optimal temperature characteristic (ie the resulting reference voltage curve RST still differs in its temperature characteristic from the calculated ideal reference voltage curve RSO), since the errors of the passive components of the BGR circuit are not compensated for.
  • FIG. 3 illustrates the second adjustment step AS2 according to the invention.
  • the temperature characteristic error of the reference voltage curve RST is eliminated by performing an adjustment of the reference voltage to the predetermined value of the reference voltage at the room or operating temperature TR.
  • the temperature characteristic of the reference voltage curve RST is matched to the calculated ideal reference voltage curve RSO, so that both reference voltage curves subsequently have the same profile.
  • FIG. 4 shows a BGR circuit according to the invention which is suitable and designed for carrying out the method according to the invention.
  • the inverting input of an operational amplifier OP1 is connected via a switch S1 to a node K1 of a first circuit branch of an external circuit of the operational amplifier OP1.
  • the non-inverting input of the operational amplifier OP1 is connected via a switch S2 to a node K2 of a second circuit branch of the external circuitry of the operational amplifier OP1.
  • the two circuit branches each extend from a common fixed potential, in particular a ground VSS, to a common node K3. From there they are connected to the output of the operational amplifier OP1 via a switch S3.
  • the first circuit branch has a resistor Rl between the node K1 and the common node K3.
  • the second Circuit branch is a resistor R2 between the nodes K2 and K3.
  • the node K1 is connected to the collector terminal of a bipolar transistor T1 of the first circuit branch via an adjustable resistor RO.
  • the base terminal of the bipolar transistor T1 is also connected to its collector terminal, while the emitter terminal is connected to the ground VSS.
  • the node K2 is connected to the collector and the emitter connection of a bipolar transistor T2 of the second circuit branch. The emitter connection of the bipolar transistor T2 is again connected to the ground VSS.
  • the inverting and the non-inverting input of the operational amplifier OP1 can be short-circuited via a switch S4.
  • the constant voltage source Vdc shown in FIG. 4 represents the common mode voltage, which is given by the mean of the operating voltage potentials.
  • a reference voltage Vref can be tapped at the output of the operational amplifier OP1.
  • An adjustable resistor Roffset is present at the connections of the operational amplifier OP1 for offset adjustment.
  • the switches S4 and S5 are in the closed switching position and the switches S1, S2 and S3 are open. As a result, the external circuitry is disconnected from the operational amplifier OP1.
  • the operational amplifier OP1 is operated as a comparator.
  • Operational amplifier OPl adjusted, the optimal offset adjustment being characterized by the tipping point of the comparator.
  • This corresponds to the common mode voltage, ie is 0 V for symmetrical operating voltage potentials or has a value of 1.2 V for operating voltage potentials of 0 V and 2.4 V, for example.
  • the adjustment takes place at a specified room or operating temperature TR. by virtue of this offset adjustment, the reference voltage Vref has no offset error caused by the operational amplifier OP1 during later operation of the BGR circuit.
  • the switches S4 and S5 are opened and the switches S1, S2 and S3 are closed.
  • the adjustable resistance R0 can be set at the specified room or operating temperature TR so that the reference voltage Vref assumes the value of a specified reference voltage. This measure eliminates the temperature characteristic error, so that the reference voltage Vref has a constant course over a certain temperature range around the room or operating temperature TR.
  • Icl collector current of the bipolar transistor Tl
  • Ic2 collector current of the bipolar transistor T2
  • Vbe2 Base-emitter voltage of the bipolar transistor T2
  • VRO Voltage dropping across the adjustable resistor R0
  • the voltage Vref present at the output of the operational amplifier OP1 can be expressed by the voltage VR2 dropping across the resistor R2 and the base-emitter voltage Vbe2 of the bipolar transistor T2:
  • Vref VR2 + Vbe2 '(1)
  • the voltage drop across a bipolar transistor between the base and emitter has a temperature dependency.
  • the temperature coefficient of this base-emitter voltage at a temperature of 300 K and an applied voltage of 0.6 V is approximately -2 mV / K.
  • a voltage with a temperature coefficient of the same magnitude but with the opposite sign must be added to the base-emitter voltage. This means that the voltage VR2 dropping across the resistor R2 must have a temperature coefficient of +2 mV / K at a temperature of 300 K. This temperature-dependent voltage is generated with the aid of the bipolar transistor T1.
  • Vref VR1 + Vbe2 (2)
  • the temperature-dependent collector currents Icl and Ic2 of the bipolar transistors Tl and T2 depend exponentially on the base-emitter voltages Vbel and Vbe2 and on a so-called temperature voltage VT:
  • Isx stands for the reverse current of the respective bipolar transistor T1 or T2.
  • T1 or T2 the temperature voltage
  • Vbex VT * ln (Icx / lsx) (8)
  • the base-emitter voltage Vbe2 has a temperature coefficient of -2 mV / K. From equation (7) it can be seen that the temperature voltage VT has a temperature coefficient of +0.086 mV / K.
  • the second summand on the right side of equation (11) can be designed such that it has a temperature coefficient of +2 mV / K.
  • two voltages are generated by the BGR circuit according to the invention, which have opposite temperature coefficients that are of equal magnitude.
  • a temperature-stabilized reference voltage is obtained by adding these two voltages. Due to inhomogeneities among the same components that are used for the different BGR circuits of the same production series, there are deviations from the ideal value of the reference voltage and from the ideal temperature behavior of the reference voltage.
  • the BGR circuit according to the invention allows such inhomogeneities to be compensated for by voltage balancing both of the operational amplifier used and of the built-in resistors.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren, welches zum Abgleichen eines BGR-Schaltkreises dient. In einem ersten Abgleich-schritt wird ein Offset-Abgleich eines Spannungsdifferenzverstärkers bei einer vorgegebenen Temperatur vorgenommen. In einem zweiten Abgleichschritt wird die von dem BGR-Schaltkreis erzeugte Referenzspannung auf einen vorgegebenen Wert der Referenzspannung auf einen vorgegebenen Wert der Referenzspannung bei der vorgegebenen Temperatur durch Einstellen eines veränderbaren Widerstands einer äusseren Beschaltung des Spannungsdifferenzverstärkers geregelt.

Description

Beschreibung
Verfahren zum Abgleichen eines BGR-Schaltkreises und BGR- Schaltkreis
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Abgleichen eines BGR-Schaltkreises sowie einen nach dem Verfahren abgleichbaren BGR-Schaltkreis.
Schaltungen, welche eine von Temperatur- und Versorgungsspan- nungsschwankungen unabhängige, konstante AusgangsSpannung erzeugen, werden in der Halbleiterschaltungstechnik in vielfältiger Weise benötigt. Sie werden sowohl in analogen, digitalen als auch in analog-digital-gemischten Schaltkreisen ein- gesetzt. Ein häufig verwendeter Typ solcher Schaltungen sind die sogenannten BGR-Schaltkreise (Bandgap-Reference-Schaltkreise) .
Das Grundprinzip eines BGR-Schaltkreises besteht darin, zwei Teilsignale (Spannungen oder Ströme) , die ein gegenläufiges
Temperaturverhalten aufweisen, zu addieren. Während eines der beiden Teilsignale mit zunehmender Temperatur fällt, steigt das andere Teilsignal mit zunehmender Temperatur an. Aus der Summe der beiden Teilsignale wird dann die über einen gewis- sen Bereich temperaturkonstante Ausgangsspannung abgeleitet. Die AusgangsSpannung eines BGR-Schaltkreises wird gemäß üblichem Sprachgebrauch im folgenden auch als Referenzspannung bezeichnet .
Ein bei BGR-Schaltkreisen bekanntes Problem besteht darin, daß Schaltkreise derselben Herstellungsreihe unterschiedliche Referenzspannungen aufweisen. In der Praxis ist es daher häufig erforderlich, den BGR-Schaltkreis zur Erzielung einer ausreichenden Genauigkeit hinsichtlich des gewünschten abso- luten Referenzspannungswerts und/oder der gewünschten Temperaturkonstanz der Referenzspannung abzugleichen. BGR-Schaltkreise weisen sowohl passive Bauelemente, z.B. Widerstände, als auch aktive Bauelemente, zumeist in Form eines Differenz- oder Operationsverstärkers, auf. Ein Abweichen der Referenzspannung von dem idealen, berechneten Wert und von einem konstanten Temperaturverhalten geht auf eine fehlende Anpassung der passiven und aktiven Bauelemente zurück.
Das Ziel eines Abgleichs eines BGR-Schaltkreises besteht darin, einerseits eine Abweichung des bei einer bestimmten Tem- peratur erhaltenen Referenzspannungswerts von einem bezüglich dieser Temperatur berechneten Wert zu minimieren und andererseits die Temperaturcharakteristik der Referenzspannung zu optimieren, d.h. eine flache Spannungs-Temperatur-Kennlinie zu erhalten.
Zum Abgleichen von BGR-Schaltkreisen sind bisher die folgenden Verfahren bekannt :
Bei einem ersten bekannten Verfahren wird eine Offset-Kompen- sation direkt an dem den Offset erzeugenden Verstärker vorgenommen. Die meisten Operationsverstärker weisen hierfür geeignete Stelleingänge auf. Durch eine Offset-Kompensation wird der dominierende Fehleranteil der Abweichung zwischen dem am Ausgang der Schaltung erhaltenen Referenzspannungswert und dem berechneten Wert eliminiert. Nachteilig ist jedoch, daß in der Regel eine Restabweichung der genannten Größen bestehen bleibt und daß keine optimale Temperaturcharakteristik der Referenzspannung erhalten wird, sondern im Gegenteil häufig die Temperaturcharakteristik durch diesen Schritt sogar verschlechtert wird.
Bei einem zweiten bekannten Verfahren wird die Ausgangsspannung des Schaltkreises (d.h. die Referenzspannung) über einen regelbaren Widerstand "oder ein anderes passives Bauelement der Schaltung direkt auf den berechneten Wert eingestellt.
Auf diese Weise wird bei der Temperatur, bei welcher die Einstellung erfolgt, der korrekte Spannungswert erzielt. Nach- teilig ist, daß bei diesem Verfahren eine optimale Temperaturkonstanz der Referenzspannung nicht garantiert werden kann.
BGR-Schaltkreise, die höchsten Anforderungen bezüglich des
Absolutwertes und der Temperaturkonstanz der Referenzspannung genügen müssen, müssen sowohl in Hinblick auf ihren Absolutwert (welcher durch den Offset-Fehler dominiert wird) als auch in Hinblick auf ihr Temperaturverhalten optimiert wer- den. Solche BGR-Schaltkreise müssen bei zwei unterschiedlichen Temperaturen abgeglichen werden. Nachteilig ist der hierfür erforderliche hohe Aufwand.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein einfach durch- führbares Abgleichverfahren für BGR-Schaltkreise anzugeben, mit welchem sich eine gute Temperaturkonstanz der Referenzspannung und eine gute Übereinstimmung des Referenzspannungs- wertes mit einem erwarteten bzw. berechneten Spannungswert erreichen lassen. Ferner zielt die Erfindung darauf ab, einen einfach abgleichbaren BGR-Schaltkreis zu schaffen.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst .
Demnach umfaßt das erfindungsgemäße Abgleichverfahren nach Anspruch 1 zwei nacheinander durchzuführende Abgleichschrit- te: In einem ersten Abgleichschritt wird ein Offset-Abgleich des Spannungsdifferenzverstarkers bei einer vorgegebenen Temperatur durchgeführt. In einem zweiten Abgleichschritt wird dann der Wert der Referenzspannung, welcher bei dem ersten
Abgleichschritt erhalten wurde, auf den vorgegebenen (d.h. berechneten) Wert der Referenzspannung für diese Schaltung eingestellt .
Der besondere Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens liegt darin, daß die beiden Abgleichschritte bei ein und derselben Temperatur durchgeführt werden und dabei (dennoch) ein Ab- gleich sowohl in Hinblick auf den Absolutwert als auch die Temperaturcharakteristik der erhaltenen Referenzspannung herbeigeführt wird.
Mit dem Begriff "Spannungsdifferenzverstärker" ist jeder Typ eines Verstärkers gemeint, der zur Verstärkung einer Spannungsdifferenz ausgelegt ist. Insbesondere umfaßt der Begriff einen Differenzverstärker und einen Operationsverstärker.
Eine vorteilhafte Vorgehensweise bei der Durchführung des ersten Abgleichschrittes kennzeichnet sich dadurch, daß dieser Schritt die Teilschritte Kurzschließen der Eingänge des Spannungsdifferenzverstarkers und Regeln der AusgangsSpannung des Spannungsdifferenzverstarkers auf einen vorgegebenen Span- nungswert umfaßt. Der vorgegebene Spannungswert kann insbesondere die GleichtaktSpannung (Common Mode Voltage) sein, welche das Mittel aus dem positiven und dem negativen Poten- tial der Betriebsspannung des Spannungsdifferenzverstarkers ist. Der Spannungsdifferenzverstärker wird bei dem Offset- Abgleich vorzugsweise als Komparator betrieben.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltung nach Anspruch 5 lassen sich die Eingänge des Spannungsdifferenzverstarkers durch das erste Schaltmittel von der äußeren Beschaltung trennen und durch das zweite Schaltmittel kurzschließen. In dieser Konfiguration des Schaltkreises kann dann der Kurzschlußabgleich des Spannungsdifferenzverstarkers zur Offset-Korrektur vorgenommen werden. Anschließend lassen sich die Eingänge des Spannungsdifferenzverstarkers durch das erste Schaltmittel wieder mit der äußeren Beschaltung verbinden und der Kurzschluß der Eingänge kann durch das zweite Schaltmittel aufgehoben werden. In dieser Konfiguration des Schaltkreises kann nun durch Verstellen des Widerstands des mindestens einen Bauelements mit einstellbarem Widerstand der Abgleich der AusgangsSpannung der Schaltung auf den vorgegebenen Wert der Referenzspannung durchgeführt werden. Durch diesen Abgleich wird bewirkt, daß sich in einem gewissen Bereich um die vor- gegebene Temperatur herum eine nahezu konstante, d.h. temperaturunabhängige Referenzspannung einstellt.
Die Vorteile dieses BGR-Schaltkreises bestehen darin, daß sich mit derselben Schaltung sowohl der Spannungsoffset des Spannungsdifferenzverstarkers kompensieren als auch der Abgleich der passiven Bauelemente der Schaltung durchführen läßt.
Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert; in diesen zeigen:
Fig. 1A ein Schaubild, in welchem die Referenzspannung über der Temperatur aufgetragen ist, zur Erläuterung des Offset-Fehlers;
Fig. 1B ein Schaubild, in welchem die Referenzspannung über der Temperatur aufgetragen ist, zur Erläuterung des Temperaturcharakteristik-Fehlers;
Fig. 2 ein Schaubild, in welchem die Referenzspannung über der Temperatur aufgetragen ist, zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Kompensation des Offset-Fehlers;
Fig. 3 ein Schaubild, in welchem die Referenzspannung über der Temperatur aufgetragen ist, zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Kompensation des Temperaturcharakteristik-Fehlers; und
Fig. 4 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen BGR-Schaltkreises .
Die Fig. 1A und 1B verdeutlichen die zwei wesentlichen Effekte, die für das Auftreten von Abweichungen zwischen der er- haltenen Referenzspannung und der berechneten Referenzspannung verantwortlich sind. Fig. 1A zeigt den Fall, daß die von einem nicht abgeglichenen BGR-Schaltkreis ausgegebene, auf der Y-Achse aufgetragene Referenzspannung über den gesamten betrachteten Temperaturbereich (X-Achse) entweder höher (Referenzspannungskurve RS+) oder tiefer (Referenzspannungskurve RS-) als die berechnete ideale Referenzspannungskurve RSO verläuft, jedoch in bezug auf ihr Temperaturverhalten einen optimal flachen und bezüglich der Raum- oder Einsatztemperatur TR symmetrischen Verlauf aufweist. Dieser Effekt wird hauptsächlich durch einen Offset im Spannungsdifferenzverstärker bewirkt. Er wird im folgenden als Offset-Fehler bezeichnet und ist in der Regel der dominante Fehleranteil bei nicht abgeglichenen BGR- Schaltkreise .
Fig. IB zeigt den Fall, daß die Referenzspannung entweder eine mit zunehmender Temperatur steigende Charakteristik (Referenzspannungskurve RSd+) oder eine mit zunehmender Temperatur fallende Charakteristik (Referenzspannungskurve RSd-) aufweist. Diesem Effekt liegt hauptsächlich eine fehlende An- passung der passiven Bauelemente des BGR-Schaltkreises zugrunde. Er wird im folgenden auch als Temperaturcharakteristik-Fehler bezeichnet.
Bei einem nicht abgeglichenen BGR-Schaltkreis treten die bei- den anhand der Fig. 1A und IB erläuterten Fehler gemeinsam auf.
Die Fig. 2 und 3 veranschaulichen die zwei Abgleichschritte des erfindungsgemäßen Verfahrens, welches zum Ziel hat, die erläuterten Fehler zu eliminieren.
Fig. 2 verdeutlicht den ersten erfindungsgemäßen Abgleichschritt AS1. Die Referenzspannungskurve RSOT ist sowohl mit einem Offset-Fehler als auch mit einem Temperaturcharakteri- stik-Fehler behaftet. Durch einen Offset-Abgleich des Spannungsdifferenzverstarkers bei der Raum- oder Einsatztemperatur TR wird der Offset-Fehler eliminiert, so daß die Refe- renzspannungskurve RSOT parallel zur X-Achse in Richtung der berechneten idealen Referenzspannungskurve RSO verschoben wird. Jedoch entsteht bei diesem Schritt nicht die optimale Temperaturcharakteristik (d.h. die dadurch erzeugte Referenz- spannungskurve RST unterscheidet sich in ihrer Temperaturcharakteristik noch von der berechneten idealen Referenzspannungskurve RSO) , da die Fehler der passiven Bauelemente des BGR-Schaltkreises nicht kompensiert werden.
Fig. 3 verdeutlicht den zweiten erfindungsgemäßen Abgleichschritt AS2. Dabei wird der Temperaturcharakteristik-Fehler der Referenzspannungskurve RST eliminiert, indem ein Abgleich der Referenzspannung auf den vorgegebenen Wert der Referenzspannung bei der Raum- oder Einsatztemperatur TR durchgeführt wird. Dadurch wird die Temperaturcharakteristik der Referenz- spannungskurve RST an die berechnete ideale Referenzspannungskurve RSO angepaßt, so daß beide Referenzspannungskurven anschließend den gleichen Verlauf aufweisen.
Fig. 4 zeigt einen erfindungsgemäßen BGR-Schaltkreis, welcher zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens geeignet und ausgelegt ist. Der invertierende Eingang eines Operationsverstärkers OP1 ist über einen Schalter Sl mit einem Knoten Kl eines ersten Schaltungszweigs einer äußeren Beschal- tung des Operationsverstärkers OP1 verbunden. Der nicht- invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP1 steht über einen Schalter S2 mit einem Knoten K2 eines zweiten Schaltungszweigs der äußeren Beschaltung des Operationsverstärkers OP1 in Verbindung. Die zwei Schaltungszweige er- strecken sich jeweils von einem gemeinsamen festen Potential, insbesondere einer Masse VSS, bis zu einem gemeinsamen Knoten K3. Von dort sind sie über einen Schalter S3 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP1 verbunden.
Der erste Schaltungszweig weist zwischen dem Knoten Kl und dem gemeinsamen Knoten K3 einen Widerstand Rl auf . Im zweiten Schaltungszweig befindet sich zwischen den Knoten K2 und K3 ein Widerstand R2.
Des weiteren steht der Knoten Kl über einen einstellbaren Wi- derstand RO mit dem Kollektoranschluß eines Bipolartransistors Tl des ersten Schaltungszweigs in Verbindung. Der Basisanschluß des Bipolartransistors Tl ist ebenfalls mit seinem Kollektoranschluß verbunden, während der Emitteranschluß auf der Masse VSS liegt. Der Knoten K2 ist mit dem Kollektor- und dem Emitteranschluß eines Bipolartransistors T2 des zweiten Schaltungszweigs verbunden. Der Emitteranschluß des Bipolartransistors T2 liegt wieder auf der Masse VSS.
Der invertierende und der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers OPl lassen sich über einen Schalter S4 kurzschließen. Die in Fig. 4 dargestellte Konstantspannungs- quelle Vdc repräsentiert die GleichtaktSpannung, welche durch das Mittel der Betriebspannungspotentiale gegeben ist . Am Ausgang des Operationsverstärkers OPl läßt sich eine Refe- renzspannung Vref abgreifen. An den Anschlüssen des Operationsverstärkers OPl zum Offset-Abgleich liegt ein einstellbarer Widerstand Roffset an.
Zum Offset-Abgleich des Operationsverstärkers OPl befinden sich die Schalter S4 und S5 in der geschlossenen Schaltstellung und die Schalter Sl, S2 und S3 sind geöffnet. Dadurch wird die äußere Beschaltung von dem Operationsverstärker OPl abgetrennt . In dieser Konfiguration des Schaltkreises wird der Operationsverstärker OPl als Komparator betrieben. Durch Einstellen des einstellbaren Widerstands Roffset wird der
Operationsverstärker OPl abgeglichen, wobei der optimale Offset-Abgleich durch den Kippunkt des Komparators gekennzeichnet ist. Dieser entspricht der GleichtaktSpannung, d.h. ist z.B. bei symmetrischen Betriebsspannungspotentialen 0 V oder weist bei Betriebsspannungspotentialen von z.B. 0 V und 2,4 V einen Wert von 1,2 V auf. Der Abgleich erfolgt bei einer vorgegebenen Raum- oder Einsatztemperatur TR. Aufgrund dieses Offset-Abgleichs weist die Referenzspannung Vref beim späteren Betrieb des BGR-Schaltkreises keinen von dem Operationsverstärker OPl verursachten Offset-Fehler auf.
Nach erfolgtem Offset-Abgleich des Operationsverstärkers OPl werden die Schalter S4 und S5 geöffnet und die Schalter Sl, S2 und S3 geschlossen. In dieser Schalterstellung kann der einstellbare Widerstand R0 bei der vorgegebenen Raum— oder Einsatztemperatur TR so eingestellt werden, daß die Referenz- Spannung Vref den Wert einer vorgegebenen Referenzspannung annimmt. Durch diese Maßnahme wird der Temperaturcharakteristik-Fehler eliminiert, so daß die Referenzspannung Vref über einen gewissen Temperaturbereich um die Raum- oder Einsatztemperatur TR herum einen konstanten Verlauf aufweist .
Im folgenden wird die Funktionsweise des in Fig. 4 dargestellten BGR-Schaltkreises erläutert.
In dem Schaltbild treten folgende Ströme und Spannungen auf:
Icl: Kollektorstrom des Bipolartransistors Tl
Ic2 : Kollektorstrom des Bipolartransistors T2
Vbel : Basis-Emitter-Spannung des Bipolartransistors Tl
Vbe2 : Basis-Emitter-Spannung des Bipolartransistors T2 VRO : An dem einstellbaren Widerstand R0 abfallende Spannung
VR1 : An dem Widerstand Rl abfallende Spannung
VR2 : An dem Widerstand R2 abfallende Spannung
Die am Ausgang der Operationsverstärkers OPl anliegende Span- nung Vref läßt sich durch die an dem Widerstand R2 abfallende Spannung VR2 und die Basis-Emitter-Spannung Vbe2 des Bipolartransistors T2 ausdrücken:
Vref = VR2 + Vbe2 ' (1)
Die an einem Bipolartransistor zwischen Basis und Emitter abfallende Spannung weist eine Temperaturabhängigkeit auf. Bei- spielsweise beträgt der Temperaturkoeffizient dieser Basis- Emitter-Spannung bei einer Temperatur von 300 K und einer anliegenden Spannung von 0,6 V etwa -2 mV/K. Um eine temperaturstabilisierte Referenzspannung Vref zu erhalten, muß zu der Basis-Emitter-Spannung eine Spannung mit betragsmäßig gleich großem Temperaturkoeffizienten, aber entgegengesetztem Vorzeichen addiert werden. Das bedeutet, daß die an dem Widerstand R2 abfallende Spannung VR2 bei einer Temperatur von 300 K einen Temperaturkoeffizienten von +2 mV/K aufweisen muß. Diese temperaturabhängige Spannung wird unter Zuhilfenahme des Bipolartransistors Tl erzeugt.
Um dieses ersichtlich zu machen, müssen noch verschiedene Maschengleichungen des in Fig. 4 dargestellten BGR- Schaltkreises aufgestellt werden. Es gelten des weiteren:
Vref = VR1 + Vbe2 (2)
VR0 = Vbe2 - Vbel (3)
Zur Aufstellung von Gleichung (3) für die an dem einstellbaren Widerstand R0 abfallende Spannung VR0 muß berücksichtigt werden, daß zwischen dem invertierenden und dem nicht- invertierenden Eingang eines idealen Operationsverstärkers keine Spannung abfällt. Ebenso fließen durch diese Eingänge eines idealen Operationsverstärkers keine Ströme. Daher wird der Widerstand Rl von dem gleichen Strom Icl wie der einstellbare Widerstand R0 durchflössen, und es gilt:
Figure imgf000012_0001
Setzt man Gleichungen (2) und (3) in Gleichung (4) ein, so erhält man:
Vref = Vbe2 + (R1/R0) * (Vbe2 - Vbel) (5) Aus dem Vergleich von Gleichung (5) mit Gleichung (1) wird ersichtlich, daß der zweite Summand der rechten Seite von Gleichung (5) die Spannung VR2 darstellt.
Die temperaturabhängigen Kollektorströme Icl und Ic2 der Bipolartransistoren Tl bzw. T2 hängen exponentiell von den Basis-Emitter-Spannungen Vbel bzw. Vbe2 sowie von einer sogenannten Temperaturspannung VT ab :
Icx = Isx * (exp(Vbex/VT) - 1) mit x = 1, 2 (6)
Hierbei steht Isx für den Sperrstrom des jeweiligen Bipolartransistors Tl bzw. T2. Für die Temperaturspannung VT gilt folgende Abhängigkeit von der absoluten Temperatur T in Kel- vin:
VT = k * T/q, (7)
wobei k die Boltzmann-Konstante (1,38 * 10"23 J/K) und q die Elementarladung (1,6 * 10"19 C) bezeichnen. Umformen von Gleichung (6) liefert für Vbex >> k * T/q:
Vbex = VT * ln(Icx/lsx) (8)
Wendet man diese Gleichung auf den in Fig. 4 dargestellten BGR-Schaltkreis an und berücksichtigt, daß
VR1 = VR2 (9)
gilt, so ergibt sich für Gleichung (3) :
VRO = Vbe2 - Vbel = VT * ln(Rl/R2) (10)
Bei dieser Gleichung vJurde vorausgesetzt, daß die beiden Bi- polartransistoren Tl und T2 baugleich sind und demnach den gleichen Sperrstrom Isx aufweisen. Gleichung (10) kann nun in Gleichung (5) eingesetzt werden: Vref = Vbe2 + (R1/R0 ) * VT * ln (Rl/R2 ) ( 11 )
Wie oben schon beschrieben wurde, weist die Basis-Emitter- Spannung Vbe2 einen Temperaturkoeffizienten von -2 mV/K auf. Aus Gleichung (7) geht hervor, daß die Temperaturspannung VT einen Temperaturkoeffizienten von +0,086 mV/K besitzt. Durch geeignete Wahl der Widerstände R0 , Rl und R2 kann der zweite Summand der rechten Seite von Gleichung (11) derart ausgelegt werden, daß er einen Temperaturkoeffizienten von +2 mV/K besitzt .
Zusammengefaßt werden durch den erfindungsgemäßen BGR- Schaltkreis zwei Spannungen erzeugt, die entgegengesetzte, aber betragsmäßig gleich große Temperaturkoeffizienten aufweisen. Durch die Addition dieser beiden Spannungen erhält man eine temperaturstabilisierte Referenzspannung. Aufgrund von Inhomogenitäten unter den gleichen Bauelementen, die für die verschiedenen BGR-Schaltkreise der gleichen Herstellungs- reihe verwendet werden, kommt es zu Abweichungen vom idealen Wert der Referenzspannung und vom idealen Temperaturverhalten der Referenzspannung. Der erfindungsgemäße BGR-Schaltkreis erlaubt es, derartige Inhomogenitäten durch Spannungsabgleiche sowohl des verwendeten Operationsverstärkers als auch der eingebauten Widerstände zu kompensieren.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Abgleichen einer Schaltung zum Erzeugen einer temperaturstabilisierten Referenzspannung (Vref) auf ei- nen vorgegebenen Wert der Referenzspannung, wobei die Schaltung einen Spannungsdifferenzverstärker (OPl) und eine dem Spannungsdifferenzverstärker (OPl) zugeordnete äußere Beschaltung mit mindestens einem Bauelement mit veränderbarem Widerstand (R0) umfaßt, mit den Schritten: (a) Durchführen eines Offset-Abgleichs des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) bei einer vorgegebenen Temperatur (TR) ; und nachfolgend (b) Durchführen eines Abgleichs der Referenzspannung auf den vorgegebenen Wert der Referenzspannung bei derselben vor- gegebenen Temperatur (TR) durch Einstellen des veränderbaren Widerstands (R0) des mindestens einen Bauelements.
2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Schritt (a) die Teilschritte aufweist:
(al) Kurzschließen der Eingänge des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) ; und (a2) Regeln der AusgangsSpannung des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) auf einen vorgegebenen Spannungswert.
3. Verfahren nach Anspruch 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß der Spannungsdifferenzverstärker (OPl) in Schritt (a2) als Komparator betrieben wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Schritt (b) die Teilschritte aufweist :
(bl) Messen der Referenzspannung (Vref) der Schaltung; und (b2) Verstellen des veränderbaren Widerstands (RO) des mindestens einen Bauelements, bis die gemessene Referenzspannung (Vref) den vorgegebenen Wert der Referenzspannung annimmt .
5. Schaltung zum Erzeugen einer temperaturstabilisierten Referenzspannung, welche
- einen Spannungsdifferenzverstärker (OPl) mit einem invertierenden und einem nicht-invertierenden Eingang, welchem ein Mittel zur Offset-Korrektur (Roffset) zugeordnet ist, und
- eine äußere Beschaltung des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) , welche mit dem invertierenden und dem nicht-invertierenden Eingang und dem Ausgang des Spannungsdifferenz- Verstärkers (OPl) in Verbindung steht, umfaßt, wobei die äußere Beschaltung -- derart aufgebaut ist, daß die Summe mindestens zweier Teilsignale, deren Charakteristiken bezüglich der Temperatur unterschiedliche Vorzeichen aufweisen, der Aus- gangsspannung des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) entspricht, -- mindestens ein Bauelement mit veränderbarem Widerstand (RO) umfaßt, mittels welchem die Temperaturcharakteristik mindestens einer der mindestens zwei Teilsignale beein- flußbar ist, sowie
-- ein erstes Schaltmittel (Sl, S2) zur Trennung der Eingänge des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) von der äußeren Beschaltung, und -- ein zweites Schaltmittel (S4) zum Kurzschließen der Ein- gänge des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) aufweist .
6. Schaltung nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß die äußere Beschaltung zwei Schaltungszweige umfaßt, welche sich von einem gemeinsamen festen Potential, insbesondere Masse (VSS) , zum Ausgang des Spannungsdifferenz- Verstärkers (OPl) erstrecken, daß der invertierende Eingang des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) über einen ersten Schalter (Sl) des ersten Schaltmittels (Sl, S2) an einem Knoten Kl des ersten Schaltungszweigs liegt, und - daß der nicht-invertierende Eingang des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) über einen zweiten Schalter (S2) des ersten Schaltmittels (Sl, S2) an einem Knoten K2 des zweiten Schaltungszweigs liegt.
7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß jeder der zwei Schaltungszweige jeweils eine Transistorschaltung (Tl, T2) umfaßt.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß die Knoten Kl und K2 jeweils mit dem Ausgang des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) über einen Widerstand (Rl, R2) verbunden sind.
9. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß einer der zwei Knoten Kl und K2 über das mindestens eine Bauelement mit veränderbarem Widerstand (RO) mit dem Kollektoranschluß eines ersten Transistors (Tl) verbunden ist, dessen Basisanschluß mit seinem Kollektoranschluß verbunden ist und dessen Emitteranschluß auf dem gemeinsamen festen Potential liegt, und - daß der andere der zwei Knoten Kl und K2 mit dem Kollektoranschluß eines zweiten Transistors (T2) verbunden ist, dessen Basisanschluß mit seinem Kollektoranschluß verbunden ist und dessen Emitteranschluß auf dem gemeinsamen fe- sten Potential liegt.
10. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß einer der beiden Eingänge des Spannungsdifferenzver- stärkers (OPl) mit einer Konstantspannungsquelle (Vdc) verbindbar ist, und
- daß die Schaltung dritte Schaltmittel (S5) zur Trennung dieses Eingangs des Spannungsdifferenzverstarkers (OPl) von der Konstantspannungsquelle (Vdc) aufweist.
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß es sich bei dem Spannungsdifferenzverstärker (OPl) um einen Operationsverstärker handelt.
12. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß das Mittel zur Offset-Korrektur (Roffset) ein einstellbarer Trimmwiderstand ist.
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