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QUERVERWEIS AUF EINE ZUGEHÖRIGE ANMELDUNG
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Die
vorliegende Anmeldung beansprucht den Vorteil und die Priorität der Vorläufigen US-Patentanmeldung
Serien-Nr. 60/759,659, eingereicht am 18. Januar 2006, mit dem Titel
CURRENT SENSE AMPLIFIER FOR SENSING THE OUTPUT CURRENT OF A SWITCHING
POWER SUPPLY, FOR EXAMPLE, OUTPUT INDUCTOR CURRENT OF A MULTI-PHASE
GUCK CONVERTER, deren gesamte Offenbarung hiermit durch diesen Verweis
einbezogen ist.
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ALLGEMEINER STAND DER
TECHNIK
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Stromerfassungsverstärker zum
Erfassen des Stromes in der Ausgangsstufe oder den Ausgangsstufen,
welche die Phasen- oder
Kanalströme
in einem Spannungswandler, z.B. einem Mehrphasenwandler oder einer
Stromversorgung, bereitstellen.
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In
einem Mehrphasenwandler wird eine Anzahl von Schaltnetzteilen, zum
Beispiel Abwärtswandlerstufen,
durch eine Stromversorgungssteuerungs- und Treiberstufe gesteuert.
Jede dieser Phasenstufen ist über
einen Gleichspannungsbus gekoppelt und stellt einen Anteil des Ausgangsstromes
gewöhnlich
in einer Zeit-Phasen-Abfolge bereit.
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1 zeigt
ein Blockschema eines Mehrphasenwandlers, auf den die Erfindung
anwendbar ist. 1 zeigt einen Zweiphasenwandler,
aber die Erfindung ist auch auf Wandler anwendbar, die mehrere Phasen
aufweisen.
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Eine
Steuereinheit 10 stellt Steuersignale bereit, die gewöhnlich pulsbreitenmoduliert (PWM-pulse
width modulated) sind, um das Einschalten der Ausgangsstufen 20 und 30 zu
steuern. Die erste Ausgangsstufe 20 stellt dem Ausgang
des Wandlers eine erste Ausgangsphase bereit, welche über einem
Ausgangskondensator C ausgebildet ist. Jede Wandler-Ausgangsphasenstufe,
hier ein Abwärtswandler,
weist zwei in Reihe geschaltete Schalter, zum Beispiel MOSFETs,
auf, die in einer Brücke über den
Gleichstrombus VIN verbunden sind. Jede Stufe enthält einen
High-Side- und einen Low-Side-Transistor,
die gegenläufig
mit einer Totzeit zwischen den Einschaltzeiten der zwei Schalter
geschaltet sind. Gewöhnlich
stellt jede Stufe 20 und 30 dem Ausgang VOUT den
Ausgangsstrom zu einer unterschiedlichen Zeit bereit, so dass die
Ströme
in den Induktoren L1 und L2, die durch die High-Side-Schalter bereitgestellt
werden, zu unterschiedlichen Zeiten zum Ausgang fließen. Auf
diese Weise trägt
jede Ausgangsstufe zum Gesamtstrom bei, der bei VOUT bereitgestellt
wird. Mehrphasenwandler werden gewöhnlich zum Beispiel in Personalcomputern,
Laptops und Servern verwendet und können sehr hohe Ströme normalerweise
bei niedrigen Spannungen von weniger als den 2 Volt bereitstellen,
die bei den heutigen modernen Mikroprozessoren erforderlich sind.
Wie gut bekannt ist, stellt der High-Side-Schalter dem Induktor einen Strom
bereit, um den Induktor und den Ausgangskondensator aufzuladen und
die Last mit Strom zu versorgen. Wenn der High-Side-Schalter ausschaltet,
dann wird der Low-Side-Schalter eingeschaltet und dient weiter als
Quelle des Induktorstroms zur Last. Jede Ausgangsstufe wird in einer
zeitlichen Abfolge betrieben, so dass jeder High-Side-Ausgangstransistor
der Last einen Ausgangsstrom zu einer unterschiedlichen Zeit bereitstellt.
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Die
Steuereinheit 10 in 1 zeigt
auch die CPU-Mikroprozessorlast 15, welche am Ausgang VOUT
mit Leistung versorgt wird. Zusätzlich
stellt der Mikroprozessor ein digitales VID-Signal bereit, welches
aus einer Anzahl von Bits besteht, um die Steuereinheit 10 über die
erforderliche Ausgangsspannung zu informieren, die in Abhängigkeit
von den Betriebsbedingungen der CPU, d.h. ob sie in einem Hochleistungszustand
oder einem Niedrigleistungszustand ist, veränderlich sein kann. Ferner
kann die Steuereinheit 10 zusätzliche Eingaben von der CPU aufweisen,
einschließlich
eines Signals, welches den Leitungszustand des Ausgangsinduktoren
L1 und L2 steuert, z.B. zu einem kontinuierlichen Leitungszustand;
ob die Steuereinheit 10 in einem Ein- oder Zwei-Kanal(Phasen)-Betrieb
ist. Ferner kann der CPU von der Steuereinheit 10 ein Temperaturüberwachungssignal
zugeführt
werden, und sie stellt einen Temperaturüberwachungsausgabe bereit,
um die CPU in die Lage zu versetzen, die Temperatur der Steuereinheit 10 zu überwachen.
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Zusätzlich stellt
die Steuereinheit 10 ein Signal CLOCK ENABLE, welches den
CPU-Systemtaktgeber startet, und ein Signal bereit, um die CPU nach einer
Wartezeit zu initialisieren. Zusätzlich
empfängt die
Steuereinheit 10 ein Signal VR-ON, welches die Steuereinheit 10 aktiviert,
und es kann für
die Überwachung
oder die Steuerung durch einen weiteren Prozessor eine Verbindung
zu einem seriellen Bus, zum Beispiel einem SM-Bus, aufweisen.
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In
Mehrphasenwandlerschaltkreisen ist es nötig, den Ausgangsstrom einer
jeden Phase zu erfassen, um den durch eine jede Phase fließenden Strom
zu regulieren, so dass eine adaptive Spannungseinstellung erreicht
wird, um die Ströme
abzugleichen und Überstromzustände zu überwachen. Das
muss genau und zuverlässig
erfolgen.
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KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Stromerfassungsverstärker für einen
Mehrphasenwandler, um den Strom in jeder Phase oder jedem Kanal genau
zu erfassen, und welcher die Kalibrierung aufrechterhält, um Offset-Spannungen
im Stromerfassungsverstärker
und thermische Veränderungen
in jeder Phase zu kompensieren. Die Funktionen des Stromerfassungsverstärkers sind
das Erfassen des Stromes in jedem (jeder) der zwei Kanäle oder
Phasen, um die gewünschte
Lastkennlinienverhalten derart bereitzustellen, dass der integrierte
Steuerschaltkreis bei höheren
Lastströmen
zu einer niedrigeren Spannung regelt, was als eine adaptive Spannungseinstellung
(AVP-adaptive voltage positioning) oder Regelabweichung bezeichnet
wird, um einen Überstromschutz
aufrechtzuerhalten und am Stromausgleich zwischen den Kanälen festzuhalten.
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Der
Stromerfassungsverstärker
der vorliegenden Erfindung ist konzipiert, die Gleichstrom-Widerstands(DCR)-Erfassung
zu verwenden, wobei die Spannung über dem Gleichstrom-Eigenwiderstand eines
jeden Ausgangsinduktors überwacht
wird, um den Ausgangsstrom zu bestimmen. Wie vom Stand der Technik
her bekannt ist, ist bei der DCR-Stromerfassung
ein RC-Reihenfilter über
dem Ausgangsinduktor angebracht, und ein Verstärker überwacht den Spannungsabfall über dem
Kondensator des RC-Filters, um den Induktorstrom zu erfassen, ohne
einen zusätzlichen
Abtastwiderstand in Reihe mit dem Induktor einzuführen, der
einen Leistungsverlust verursachen könnte. Üblicherweise werden in dem
Verstärker
MOS-Eingabebauelemente verwendet, um eine hohe Eingangsimpedanz
bereitzustellen.
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Erfindungsgemäß wird ein
Verstärker
mit variabler Verstärkung
verwendet, um die Schwankung des Induktorwiderstandes mit der Temperatur
zu kompensieren. Ferner wird eine aktive Offsetkalibrierung verwendet,
um eine genaue Messung des kleinen Eingangssignals zu ermöglichen,
das über
dem Kondensator des RC-Schaltkreises bereitgestellt wird.
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Die
vorliegende Erfindung ist konzipiert, dass sie zum Beispiel der
Leistungsspezifikation der IMVP-VI-Mobil-CPU von Intel genügt.
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Erfindungsgemäß ist mindestens
ein Verstärker
mehr vorgesehen, als es Kanäle
im Wandler gibt. Auf diese Weise wird mindestens ein Verstärker immer
gerade kalibriert, während
die anderen die Kanalströme
aktiv überwachen.
Zum Beispiel sind für
einen Zweiphasen- oder Zweikanalwandler drei Verstärker mit
variabler Verstärkung
vorgesehen. Zwei der drei Verstärker
sind vorgesehen, um jeweils den Strom in einem Ausgangskanal zu überwachen.
Der dritte Verstärker
wird während
der Zeit, in der die anderen zwei Verstärker den Strom in den jeweiligen Ausgangsinduktoren
erfassen, kalibriert. Die Verstärker
mit variabler Verstärkung
arbeiten entsprechend einer Zustandstabelle derart, dass sie sich
zyklisch abwechseln, um die Ströme
in den Ausgangsstufen in einer zeitlichen Abfolge zu erfassen. Dementsprechend
ersetzt der Verstärker
mit variabler Verstärkung,
der zuletzt kalibriert wurde, den Verstärker mit variabler Verstärkung, dessen
Kalibrierung am längsten
zurückliegt.
Der Verstärker
mit variabler Verstärkung
wird kalibriert, um sowohl den Offset als auch die Temperatur abzugleichen.
Der Vorgang wird dann wiederholt, wenn der zuletzt kalibrierte Verstärker mit variabler
Verstärkung
den Verstärker,
dessen Kalibrierung am längsten
zurückliegt,
ersetzt und der zuletzt kalibrierte Verstärker sowie die restlichen Verstärker mit
variabler Verstärkung
nun die jeweiligen Ausgangsströme
erfassen, während
der ersetzte Verstärker
kalibriert wird. Nachdem er kalibriert ist, ersetzt der letztere
Verstärker
dann den nächsten Verstärker mit
variabler Verstärkung,
dessen Kalibrierung am längsten
zurückliegt,
und der Vorgang setzt sich fort. Auf diese Weise wird der Stromerfassungsverstärker, der
drei Verstärker
mit variabler Verstärkung
für einen
Zweikanal-Mehrphasenwandler enthält,
immer in einem kalibrierten Zustand gehalten.
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Die
Erfindung umfasst auch einen neuartigen Verstärker mit variabler Verstärkung, der
zum Erfassen des Stromes in jedem Ausgangskanal verwendet wird,
wie auch einen neuartigen Offset- und thermischen Verstärkungskalibrierungsschaltkreis.
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Erfindungsgemäß ist ein
Verstärker
mit variabler Verstärkung
vorgesehen, der einen Differenzeingangsverstärker umfasst, welcher ein Paar
von Transistoren enthält,
von denen jeder einen Eingang aufweist, über den eine Eingangsspannung
bereitgestellt wird, wobei die Transistoren derart gekoppelt sind,
dass jeder Transistor in Reihe mit einer entsprechenden Stromquelle
versehen ist, die einen Referenzstrom bereitstellt, und wobei über einem
Widerstandselement, das die Transistoren koppelt, ein Strom ausgebildet
wird, der proportional zur Spannung zwischen den Eingängen ist;
der ferner weitere Transistoren umfasst, von denen jeder in Reihe
mit einem Transistor des Transistorenpaares gekoppelt ist, und wobei
die weiteren Transistoren derart angeordnet sind, dass ein Strom
in jedem weiteren Transistor ausgebildet wird, der durch die über den
Eingängen
anliegende Spannung verursacht wird, welcher in dem einem weiteren
Transistor in Wesentlichem gleich einer Summe aus dem Referenzstrom und
dem Strom im Widerstandselement ist und welcher in dem anderen weiteren
Transistor gleich einer Differenz zwischen dem Referenzstrom und
dem Widerstandselement ist; der ferner eine Verstärkungsstufe
umfasst, um Ströme
auszubilden, die gleich einem Verstärkungsfaktor multipliziert
mit den Summen- und der Differenzströmen sind, um einen Ausgangsstrom
auszubilden, der proportional zu dem Verstärkungsfaktor multipliziert
mit dem Strom durch das Widerstandselement ist; der ferner eine
Schnittstelle umfasst, um wahlweise ein Signal bereitzustellen,
das proportional zu einer Variablen über den Eingängen des
Differenzverstärkers
ist, um den Ausgangsstrom auf einen Ausgangsstromwert auszusteuern;
und einen Verstärkungseinstellschaltkreis, der
auf den Ausgangsstromwert anspricht und der ein Verstärkungseinstellsignal
erzeugt, um die Verstärkung
des Verstärkers
mit variabler Verstärkung anzupassen.
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Ebenfalls
gemäß vorliegender
Erfindung wird ein thermischer Kalibrierungsschaltkreis geschaffen,
um die Verstärkung
eines Verstärkers
mit variabler Verstärkung
anzupassen, wobei der thermische Kalibrierungsschaltkreis umfasst:
eine Schnittstelle für
den Empfang eines Signals, das mit der Temperatur veränderlich
ist, und für
die Bereitstellung eines auf die Temperaturveränderung bezogenen Signals;
einen Verstärker
mit variabler Verstärkung,
der einen Eingang und einen Ausgang aufweist, wobei das auf die
Temperaturveränderung
bezogene Signal wahlweise an den Eingang gekoppelt ist; einen Schaltkreis
am Ausgang des Verstärkers mit
variabler Verstärkung
zum Ausbilden eines ersten Stromes, der proportional zu einer Differenz
zwischen einem Strom, der am Ausgang des Verstärkers mit variabler Verstärkung ausgebildet
wird, und einem Referenzstrom ist, wobei der erste Schaltkreis einen
weiteren Schaltkreis ansteuert, um ein Verstärkungssteuersignal für das Anpassen
der Verstärkung des
Verstärkers
mit variabler Verstärkung
zu erzeugen.
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Weitere
Merkmale und Vorzüge
der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung
der Erfindung ersichtlich, die sich auf die beigefügten Zeichnungen
bezieht.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
Erfindung wird nun ausführlicher
in der nachfolgenden detaillierten Beschreibung mit Bezugnahme auf
die Zeichnungen beschrieben, in denen:
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1 einen
Zweikanal-Mehrphasenwandler zeigt;
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2 weitere
Einzelheiten des Zweikanal-Mehrphasenwandlers von 1 zeigt,
in dem der Stromerfassungsverstärker
gemäß vorliegender Erfindung
eingesetzt wird;
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3 ein
Blockschema der Steuereinheit von 2 zeigt;
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4 ein
Blockschema des Stromerfassungsverstärkers gemäß vorliegender Erfindung zeigt;
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5 ein
Blockschema eines Anteils des Ausgangsschaltkreises des Stromerfassungsverstärkers gemäß vorliegender
Erfindung zeigt;
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6 eine
Zustandstabelle der sechs Zustände
des Stromerfassungsverstärkers
gemäß vorliegender
Erfindung für
einen Zweikanalwandler zeigt;
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7 ein
Blockschema des Stromerfassungsverstärkers im Zustand 1 zeigt, wobei
die Multiplexer der Übersichtlichkeit
wegen nicht dargestellt sind;
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8 den
Eingangsmultiplexer im Zustand 1 zeigt;
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9 den
Ausgangsmultiplexer im Zustand 1 zeigt;
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10 den
Ausgangsmultiplexer im Zustand 2 zeigt;
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11 den
Ausgangsmultiplexer im Zustand 3 zeigt;
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12 den
Ausgangsmultiplexer im Zustand 4 zeigt;
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13 den
Ausgangsmultiplexer im Zustand 5 zeigt;
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14 den
Ausgangsmultiplexer im Zustand 6 zeigt;
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15 die
Anschlüsse
des Eingangsmultiplexers für
die verschiedenen Zustände
zeigt;
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16 die
Ausgangsmultiplexer-Tabelle für den
ersten Verstärker
mit variabler Verstärkung
zeigt;
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17 die
Ausgangsmultiplexer-Tabelle für den
zweiten Verstärker
mit variabler Verstärkung zeigt;
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18 die
Ausgangsmultiplexer-Tabelle für den
dritten Verstärker
mit variabler Verstärkung
zeigt;
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19 eine
Momentaufnahme des Offsetspannung-Kalibrierungsvorganges zeigt;
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20 eine
Momentaufnahme des thermischen Verstärkungs-Kalibrierungsvorganges zeigt;
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21 die
Zustände
und die Zustandsänderungen
zeigt, die durch den Eingangsmultiplexer realisiert werden;
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22 das
Entwurfsmodell eines Verstärkers
mit variabler Verstärkung
zeigt;
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23, 24 und 25 zusammengenommen
das Schaltschema für
einen Verstärker
mit variabler Verstärkung
zeigen;
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26 eine
erste Schaltkreissausführungsform
für eine
bei der thermischen Kalibrierung verwendete thermische Schnittstelle
einschließlich
der Anpassungsabhängigkeiten
zeigt;
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27 eine
zweite Schaltkreisausführungsform
für eine
bei der thermischen Kalibrierung verwendete thermische Schnittstelle
zeigt; und
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28 die
Verstärkungsberechnungen
im Gesamtsystem für
den Stromerfassungsverstärker zeigt.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
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Mit
Bezugnahme auf die Zeichnungen zeigt 2 einen
zu 1 ähnlichen
Zweikanal-Mehrphasenwandler, für
den der Stromerfassungsverstärker der
vorliegenden Erfindung anwendbar ist. Obwohl ein Zweikanalwandler
dargestellt ist, ist die Erfindung auf Wandler mit einem Kanal oder
mehr als zwei Kanälen
anwendbar. Zum Beispiel können
in einem einphasigen Wandler zwei Verstärker mit variabler Verstärkung verwendet
werden, wobei einer der beiden zu einem beliebigen Zeitpunkt in
der Kalibrierung ist. Für
einen Dreiphasenwandler könnten
vier Verstärker
(oder mehr) verwendet werden.
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Die
Steuereinheit 10 liefert phasengesteuerte Steuersignale
für das
Ein- und Ausschalten der Transistoren Q1 und Q2 des Kanals 1 und
der Transistoren Q3 und Q4 des Kanals 2. Der Strom, der durch jeden
Kanal dem Ausgang VOUT bereitgestellt wird, welcher die Last speist,
wird unter Verwendung der DCR-Technik überwacht, wie es oben beschrieben
ist, indem ein RC-Filterschaltkreis angeordnet wird, welcher den
Schaltkreis R1C1 für
den Kanal 1 und R2C2 für
den Kanal 2 über
den jeweiligen Induktivitäten
L1, L2, welche als ideale Induktoren L1, L2 dargestellt sind, und
ihren dazugehörigen
Eigenwiderständen
oder DCR umfasst. Da die DCR und die Temperatur eines jeden Induktors
variieren können, weist
jeder Kanal seinen eigenen RC-Schaltkreis auf, der mit dem in der
Steuereinheit 10 vorgesehenen Stromerfassungsverstärker verbunden
ist. Außerdem
ist ein thermisches Bauelement NTC, zum Beispiel ein Thermistor,
zwischen dem Eingang RT und VOUT geschaltet. Zusätzlich ist ein Widerstandselement
RTG, z.B. ein Präzisionswiderstand,
zwischen dem Anschluss RTG, wie ausführlicher nachfolgend beschrieben
wird, und dem Ausgang VOUT geschaltet. Für den Kanal 1 wird der Strom über den
Eingang CS1 und VO1 überwacht.
Für den
Kanal 2 wird der Strom über
den Eingang CS2 und VO2 überwacht.
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3 zeigt
ein Blockschema der Steuereinheit 10. Der Stromerfassungsverstärker (CSA-current
sense amplifier) 90 ist schematisch dargestellt, und er
wird durch eine digitale Zustandsmaschine 90A gesteuert,
deren Betrieb nachfolgend ausführlich
erläutert
wird. Die digitale Zustandsmaschine 90A steuert den zyklischen
Wechsel der drei Verstärker
mit variabler Verstärkung,
was ausführlich
mit Bezugnahme auf 4 beschrieben wird. Zu einer
beliebigen Zeit überwachen
zwei der Verstärker
mit variabler Verstärkung
die Ströme
in den zwei Kanälen, während der
dritte Verstärker
mit variabler Verstärkung
kalibriert wird. Die Zustandsmaschine 90A wechselt periodisch
die Verstärkerstufe
aus, die zuletzt kalibriert wurde, um den Platz des Verstärkers einzunehmen,
dessen Kalibrierung am längsten
zurückliegt.
Der CSA 90 erzeugt Ausgaben, die ein Abgleichsignal BAL
zum Abgleichen der Ströme
in den zwei Kanälen,
zwei Überstromgrenzwerte
OCLIMIT1 und OCLIMIT2 zum Verhindern von Überströmen in den zwei Kanälen und
das Signal DROOP für
die aktive Spannungseinstellung (AVP-active voltage positioning)
umfassen. Er empfängt
Eingaben aus den zwei Kanälen über die
Eingänge
CS1, VO1 und CS2, VO2 und das temperaturabhängige Signal IPTC aus der thermischen
Schnittstelle 240. Der CSA 90 erzeugt auch ein
Offset-Kompensationssignal, um die Verstärker mit variabler Verstärkung mit
Hinblick auf beliebige Offsets intern zu trimmen.
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4 ist
ein Blockschema der Gesamtschaltung des Stromerfassungsverstärkers. Wie
dargestellt ist, enthält
die Schaltung einen Eingangsmultiplexer 100, der sechs
Eingänge,
den Kanal 1 P und N, den Kanal 2 P und N und einen Kalibriereingang,
die Kalibrierung P und N, aufnimmt. Die letzten beiden Eingänge sind
keine externen Anschlüsse
der Steuereinheit 10. Der Eingangsmultiplexer wird durch
ein digitales Steuersignal gesteuert, welches ein 12-Bit-Signal
aus der Multiplexersteuerungs-Zustandsmaschine
des Stromerfassungsverstärkers enthält.
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Der
Eingangsmultiplexer wählt
in einer Abfolge Eingaben aus dem Kanal 1, dem Kanal 2 und den Kalibrierungseingängen aus,
um sie den drei Verstärkern
mit variabler Verstärkung 110, 120 und 130 bereitzustellen.
Die zwei Stromerfassungskanäle
werden immer zwei ausgewählten
Verstärkern
variabler Verstärkung
(VGA) bereitgestellt, während
gleichzeitig der dritte VGA kalibriert wird. Die Ausgänge aus den
Verstärkern
mit variabler Verstärkung
sind P1 und N1, P2 und N2 sowie P3 und N3. Wie oben beschrieben
wurde, sind zu einer beliebigen Zeit zwei VGAs im Einsatz, um die
zwei Eingangskanäle
zu überwachen,
während
der dritte in der Kalibrierung ist. 6 zeigt
die Zustandstabelle. Wie in 6 dargestellt
ist, gibt es sechs Zustände.
Im Zustand 1 sind der Kanal 1 und der Kanal 2 jeweils mit den VGAs
1 und 2 verbunden. Der VGA3 ist in einem Kalibrierungsmodus. Im
Zustand 2 ersetzt der VGA3, der zuletzt kalibriert wurde, den VGA1,
welcher der VGA war, dessen Kalibrierung am längsten zurückliegt. Der VGA1 wird im Zustand
2 kalibriert. VGA2 behält die
Verbindung zum Kanal 2 bei. Im Zustand 3 ist der VGA2 kalibriert
und VGA1 wechselt zur Kanal-2-Stellung über. VGA3 wird nicht verändert. Im
Zustand 4 war VGA3 nun derjenige, dessen Kalibrierung am längsten zurücklag, so
dass VGA3 nun kalibriert wird, VGA1 mit dem Kanal 2 verbunden bleibt
und VGA2 den VGA3 ersetzt und nun mit dem Kanal 1 verbunden wird.
Eine ähnlicher
Wechsel erfolgt für
den Zustand 5 und den Zustand 6, und nach dem Zustand 6 wiederholen
sich dann die Zustände
wie dargestellt.
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21 zeigt
Eingangsmultiplexerverknüpfungen
und die Veränderungen
der Zustände
von einem Zustand zum nächsten
entsprechend der in 6 dargestellten Tabelle.
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Wieder
mit Bezug auf 4 werden die Ausgaben eines
jeden entsprechenden VGA 110, 120 und 130 den
Stromsplittern 1, 2 und 3 (140, 150 und 160)
bereitgestellt, welche die verstärkungsangepassten
Ströme
dem Ausgangsmultiplexer 120 zuführen, welcher diese Ströme digital
gesteuert durch die Zustandsmaschinen-Steuereinheit 90A einem Transimpedanzverstärker (TZA),
einem Stromabgleichschaltkreis und einem Überstromschutzschaltkreis (LIMIT
1 und LIMIT 2) bereitstellt, wie er auch ein Offset-Signal einem
Offset-Trimmschaltkreis zuführt.
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Wie
oben erörtert
wurde, ist immer ein VGA in einem Kalibrierungsmodus. Die Kalibrierungsabfolge
schließt
ein Offset-Trimmprogramm ein, das ein Register für sukzessive Approximation
(SAR) verwendet, um eine Offset-Kalibrierung des VGA zu erbringen,
die in Verbindung mit 19 beschrieben wird, an die
ein Temperatur-Kalibrierungsprogramm anschließt, wie
in 20 dargestellt ist, das die Verstärkung anpasst,
um den Temperaturkoeffizienten des Induktorwiderstandes zu kompensieren.
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19 zeigt
eine Momentaufnahme der Kalibrierung der Offset-Spannung, die für jeden
VGA 110, 120 und 130 ausgeführt wird,
wenn er im Kalibrierungsmodus ist. Die Offset-Kalibrierung wird
ausgeführt,
um eine Anpassung für
die Offset-Spannung im VGA auszuführen, um dessen Genauigkeit
aufrechtzuerhalten. Das wird durch Trimmen des Stromes durch einen
Widerstand an den Differenzeingängen
des VGA ausgeführt.
Um die Offset-Kalibrierung auszuführen, werden die Eingänge in den
VGA kurzgeschlossen, wie bei 111 in 19 dargestellt
ist. Der Eingangsmultiplexer 100 ist in 19 nicht
dargestellt, aber die Eingänge
sind durch Kurzschließen der
Eingänge
CALP und CALN von 4 für den VGA, der gerade kalibriert
wird, kurzgeschlossen. Der Ausgang des VGA, der Differenzausgänge umfasst,
wird durch den dargestellten Offset-Kalibrierungsschaltkreis abgeglichen,
der einen Komparator 210, ein Register für sukzessive
Approximation (SAR) und eine Steuerlogik 220 sowie einen
Stromlenkungs-DAC (Digital-Analog-Wandler) 230 umfasst,
um die Offset-Kalibrierung zu realisieren. Die Differenzausgaben
des VGA werden in einen Stromspiegel 320 und einen Offset-Komparator 210 eingegeben.
Die Ausgabe aus dem Komparator 210 wird einem Digitalregister 220 bereitgestellt,
das einen Stromlenkungs-Digital-Analog-Wandler 230 steuert. Die
Ausgabe aus dem DAC 230 ist ein Differenzstrom, der in
den VGA gelenkt wird, um den Offset zu kompensieren. Es gibt drei
DACs, einen für
jeden VGA. Die Ausgänge
aus dem DAC 230 sind TRIM-P und TRIM-N, deren Zweckbestimmung
in Verbindung mit 22 offensichtlicher wird.
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Auf
die Offset-Kalibrierung des VGA folgt eine Temperaturkalibrierung,
die in 20 dargestellt ist. Die Temperatur
des Induktors wird durch einen externen Thermistor NTC erhalten.
Für die
zwei Kanalwandler von 2 ist nur ein Thermistor dargestellt.
Für den
zweiten Kanal kann zum Beispiel ein zusätzlicher Thermistor vorgesehen
sein, wobei eine weitere Schaltung hinzugefügt wird. Darüber hinaus können mehr
Thermistoren vorgesehen sein, wenn der Wandler zusätzliche
Kanäle
aufweist. Ein Präzisionswiderstand
RTG wandelt einen Referenzstrom, der intern durch die integrierte
Schaltung eingespeist wird, in eine Referenzspannung um. Siehe 2. Die
Eingabe des VGA, der gerade kalibriert wird, wird durch das Temperatursignal
I-TEMP aus der Thermistor-Schnittfläche 240 angepasst.
Der VGA wird in einer Rückkopplungsschleife
verriegelt, wobei durch die Stromquelle IREF erzwungen wird, dass
seine Ausgabe einen konstanten Pegel hat. Die Schleife steuert die
Verstärkung
derart, dass der VGA selbst unter der Voraussetzung einer Eingabe,
die sich mit der Temperatur verändert,
einen konstanten Ausgangspegel erzeugt. Die Verstärkungssteuerspannung
wird während
dieser Kalibrierung abgetastet und nachfolgend auf einem Abtast-Haltekondensator in
dem VGA festgehalten.
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Die
Ausgabe der Thermistor-Schnittstelle 240 ist ein Strom,
der ein Temperatursignal I-TEMP enthält, welcher durch einen Widerstand
RPOLY geleitet wird, um eine Eingangsspannung an dem VGA zu erzeugen,
der gerade kalibriert wird. Der Differenz- Ausgangsstrom des VGA wird durch den
Stromspiegel 250 in einen einseitigen umgewandelt. Dieser einseitige
Strom wird IREF entgegengestellt, die Differenz in diesen Strömen treibt
das über
die Source gekoppelte Paar 260 an (das mit einer statischen Vorspannung
(BIAS) versorgt wird), um das Verstärkungssteuersignal I-GAIN zu
erzeugen. Das Signal I-GAIN passt die VGA-Verstärkung auf Basis der thermischen
Eingabe an.
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Die
digitale Zustandsmaschine 90A steuert die Kalibrierungsabfolge
und den zyklischen Wechsel der Verstärker. Der Eingangsmultiplexer 100 und
der Ausgangsmultiplexer 170 ermöglichen die Konfigurierung
von drei VGAs in den sechs unterschiedlichen Zuständen, die
in 6 dargestellt sind. Nach einer programmierbaren
Warteperiode, zum Beispiel 2 Millisekunden, wird ein VGA kalibriert.
Unmittelbar anschließend
an die Kalibrierung ersetzt der kalibrierte VGA den im Einsatz befindlichen
VGA, dessen Kalibrierung am längsten
zurückliegt.
An den Eingängen
wird ein unterbrechungsfreier Wechsel ausgeführt. Das ermöglicht es,
den kalibrierten Verstärker an
den Eingangskanal anzuschließen
und einzuregeln, bevor sein Ausgang den VGA ersetzt, der zuvor im
Einsatz war. Auf diesem Wege werden die Offset-Kalibrierung und
die Temperaturkompensation alle 2 Millisekunden aufgefrischt.
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Die
Ausgabe eines jeden VGA umfasst ein Differenzstromsignal. Dieses
Signal ist die Eingabe in einen jeweiligen Stromsplitter 140, 150, 160 (4), von
denen jeder ein Satz von Stromspiegeln ist, die für eine genaue
Anpassung optimiert sind. Die Ausgabe eines jeden Stromsplitters
besteht aus drei im Wesentlichen gleichen Differenzstromsignalen:
A, B und C; D, E und F sowie G, H und I. Es gibt drei Stromsplitter,
einen für
jeden VGA. Wie in 4 dargestellt ist, werden diese
Ausgangsströme
in den Ausgangsmultiplexer 170 eingegeben.
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Der
Ausgangsmultiplexer stellt dann die fünf Differenzausgangssinale
TZA, Abgleich, LIMIT 1, LIMIT 2 (beide für Überstrom) und Offset bereit.
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Mit
Bezugnahme auf 5 stellt der Ausgangsmultiplexer 170 die
Ausgaben der VGAs auf fünf
Ausgangskanälen,
TZA, Abgleich, LIMIT 1, LIMIT 2 und Offset, bereit.
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Zwei
Paare von Differenzstromsignalen, eines von jedem Kanal, werden
summiert und dann einem Stromspiegel weitreichender Komplianz 180 zugeführt, um
einen einseitigen Strom zu erzeugen, welcher proportional zum Gesamtstrom
ist, der durch den Mehrphasenwandler geliefert wird. Dieser einseitige
Strom wird dem Transimpedanzverstärker (TZA AMP 190)
zugeführt,
welcher das DROOP-Signal erzeugt, das zum Anpassen der Lastleitung
des Spannungsausgangs verwendet wird. Dieses Signal wird verwendet,
um zu erreichen, dass die Ausgangsspannung mit zunehmendem Laststrom
abnimmt, und es ist auch als adaptive Spannungseinstellung (AVP)
bekannt. Dieses Signal liegt am DROOP-Ausgangsanschlusstift in 2 und 3 an und
wird in den Rückkopplungseingang
zurückgeführt, um
zu erreichen, dass die Ausgangsspannung mit zunehmendem Laststrom
abnimmt.
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Die
nächsten
zwei Paare von Differenzstromsignalen aus den Stromsplittern (eines
aus jedem Kanal) werden subtrahiert, um ein Signal zu erzeugen,
das in 5 mit BALANCE bezeichnet ist, bevor sie einem
Stromspiegel 300 weitreichender Komplianz zugeführt werden,
um einen einseitigen Strom zu erzeugen, der proportional zur Differenz
in dem Strom ist, der durch die zwei Kanäle geliefert wird. Das Signal
wird verwendet, um den Strom, der durch jeden Kanal des Wandlers
geliefert wird, abzugleichen. Mit Bezugnahme auf 2 und 3 liegt das
bei dem Signal BAL vor. Das Signal BAL wird einem oder beiden Rampengeneratoren 52 zur
Beeinflussung der PWM-Rampe (RAMP) bereitgestellt, um die Ströme in den
Ausgängen
abzugleichen, wodurch der Strom, der durch jeden Kanal des Wandlers
geliefert wird, abgeglichen wird.
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Das
dritte Paar von Differenzstromsignalen aus jedem Stromsplitter,
d.h. für
jeden Kanal, wird den entsprechenden Stromspiegeln weitreichender Komplianz 310 zugeführt, um
zwei einseitige Signale zu erzeugen, die zur Strombegrenzung jedes
Kanals verwendet werden. Diese Signale werden als LIMIT 1 und LIMIT
2 bezeichnet, und sie werden auf der Leitung OC (Überstrom) 54 in 3 dem
Block übertragen,
der mit DAC AND RATE CONTROL 56 bezeichnet ist, um einen Überstromgrenzwert
festzulegen.
-
Schließlich wird
die Ausgabe des VGA 130 (4), der
in der Kalibrierung ist, einem Stromsplitter 160 zugeführt. Für das Offset-Trimmen
wird ein Differenzstrom einem einfachen, genau angepassten Cross-Quad-Stromspiegel 320 zugeführt. Der SAR-Offset-Komparator 210 von 19 ist über diesen
Stromspiegel gekoppelt. Das als Diode geschaltete Bauelement 320A des
Stromspiegels 320 wird an den positiven Komparatoreingang
angelegt, während
der Ausgang des Spiegels an den negativen Eingang angelegt wird.
Es wird kein frühzeitiger Spannungsfehler
verursacht, da das SAR-Programm die Eingänge des Komparators 210 ansteuert,
dass sie gleich sind. Dies geschieht, wenn die Drain-Source-Spannung
des Spiegel-Bauelements 320B gleich der Gate-Source-Spannung
des als Diode geschalteten Spiegel-Bauelements 320A ist.
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Ein
zweiter Differenzstromausgang des Stromsplitters 160 von 4 wird
verwendet, um die Rückkopplungsschleife
um den kalibrierten VGA herum während
der thermischen Kompensation zu schließen. Das ist in 20 durch
den Spiegel 250 dargestellt und wurde zuvor beschrieben.
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Auf
die Zustandstabelle von 6 zurückkehrend und mit Bezugnahme
auf 7 zeigt die 7 eine Momentaufnahme
des Stromerfassungsverstärkers
im Zustand 1. Wie dargestellt ist, sind die drei VGAs, VGA1, VGA2
und VGA3, im Zustand 1 derart gekoppelt, dass der VGA1 den Kanal
1 als Eingang aufweist, der VGA2 den Kanal 2 als Eingang aufweist
und der verbleibende VGA3 in der Kalibrierung ist. In 7 sind
der Eingangsmultiplexer 100 wie auch der Ausgangsmultiplexer 170 nicht
dargestellt, da sie lediglich Schalter und überschaubar sind. Der Eingangsmultiplexer 100 verbindet
die Differenzeingänge
eines jeden VGA mit den Eingängen von
Kanal 1 (CS1 und VO1) und Kanal 2 (CS2 und VO2) und dem Ausgangsstromknoten
IPTC der Thermistor-NTC-Zelle 240. Ein elektronischer Schalter
S1 (Teil des Eingangsmultiplexers 100) verbindet das Thermistorsignal
IPTC und VO1 mit den VGA-Eingängen.
Das Signal IPTC ist ein Strom mit einem positiven Temperaturkoeffizienten.
Die drei gleichen Differenzstromausgänge aus den Stromsplittern
(in 7 nicht dargestellt) werden durch den Ausgangsmultiplexer 170 an
die – mit
Bezugnahme auf 5 zuvor beschriebenen – Stromspiegel
gekoppelt, welche die Differenzsignale in einseitige Signale umwandeln.
Diese Stromspiegel sind in 7 bei U2
bis U6 dargestellt. In 7 sind die Stromsplitter 140, 150 und 160 in
die dargestellten VGAs einbezogen. Wie in 7 bei 209 dargestellt
ist, werden die anderen zwei Differenzpaare des VGA, der in der
Kalibrierung ist, kurzgeschlossen.
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8 zeigt
den Eingangsmultiplexer im Zustand 1. Wie dargestellt ist, werden
die Eingaben CS1 und VO1 den Eingängen von VGA1 bereitgestellt.
Die Eingaben CS2 und VO2 des Kanals 2 werden den VGA2-Eingängen und
die thermische Eingabe über
IPTC und VO1 wird dem dritten VGA bereitgestellt. Das auf VO1 bezogene
IPTC wird aus dem thermischen Schnittstellenschaltkreis 240 abgeleitet, der
verbunden ist mit NTC (PIN RT) und RTG (2).
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Die 9 bis
einschließlich 14 zeigen den
Ausgangsmultiplexer in jedem der sechs Zustande. Wie zum Beispiel
in 9 dargestellt ist, wird im Zustand 1 das erste
Differenzpaar aus VGA1 ebenso wie das erste Differenzpaar aus VGA2
dem TZA bereitgestellt. Das erste Differenzpaar aus VGA3 wird kurzgeschlossen.
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Die
zweiten Differenzpaare aus VGA1 und VGA2 werden bereitgestellt,
um das Abgleichsignal auszubilden, welches einem oder beiden Rampengeneratoren 52 in 3 zugeführt wird,
um die Ströme in
jedem der Kanäle
abzugleichen. Diese werden in 9 als RAMP
P und RAMP N gekennzeichnet.
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Die
dritten Differenzstrompaare von VGA1 und VGA2 bilden die Strombegrenzungssignale,
wie zuvor erörtert
wurde, und sie werden verwendet, das Überstromschutzsignal OC auszubilden.
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Das
zweite Paar von Differenzstromsignalen aus VGA3, der in der Kalibrierung
ist, wird auch kurzgeschlossen und mit dem ersten Paar verbunden. Das
letzte Paar von Differenzstromsignalen aus VGA3 wird dem Kalibrierungseingang
für die
Offset-Erzeugung – wie mit
Bezugnahme auf 5 beschrieben ist – und anschließend für die thermische Kalibrierung
bereitgestellt. Alternativ könnte
ein weiterer Stromsplitter für
die thermische Kalibrierung verwendet werden.
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Die
verbleibenden 10 bis einschließlich 14 zeigen
die Verbindungen des Ausgangsmultiplexers in den anderen Zuständen 2 bis
6, und sie sind aus den Diagrammen ersichtlich und brauchen hier
nicht ausführlicher
beschrieben zu werden.
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15 zeigt
die Eingangsmultiplexer-Tabelle und fasst die Verbindungen der VGAs
in den verschiedenen Zuständen
zusammen. Zum Beispiel sind im Zustand 1 die Eingänge des
VGA1 mit dem Kanal 1 verbunden, die Eingänge des VGA2 sind mit dem Kanal
2 verbunden, und die Eingänge
des VGA3 sind zwischen VOUT und IPTC, d.h. den Ausgang der Thermistorzelle,
geschaltet. Weil die Kalibrierung des VGA1 am längsten zurückliegt, wird er im Zustand
2 nun kalibriert, und VGA3 ersetzt nun VGA1. VGA2 bleibt mit dem
Kanal 2 verbunden, und VGA3 wird nun mit dem Kanal 1 verbunden.
Um ein weiteres Beispiel anzuführen,
wird im Zustand 3 nun VGA2 kalibriert, VGA3 bleibt mit dem Kanal
1 verbunden, und VGA1 ist nun mit dem Kanal 2 verbunden.
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Die 16 bis 18 zeigen
Ausgangsmultiplexer-Tabellen für
jeden der VGA1, VGA2 und VGA3 entsprechend. Zum Beispiel sind in 16 IP1A,
IN1A, IP2A, IN2A und IP3A, IN3A Ausgänge des VGA1 von 7 (oder
die drei Differenzstromausgänge
A, B und C des Splitters 140 von 4). Diese
Tabellen fassen ferner die Verbindungen zusammen, die vorher beschrieben
worden sind. In jeder der 16–18 sind
die Eingangsverbindungen der VGAs in den oberen drei Zeilen zusammengefasst,
und die Ausgangsverbindungen sind in den unteren sechs Zeilen zusammengefasst.
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Es
wird nun auf 22 Bezug genommen, wobei diese
Figur die konzeptionelle Arbeitsweise eines jeden VGA beschreibt.
Der VGA ist konzipiert, eine variable Verstärkung, einen breiten Gleichtakt-Eingangsbereich
einschließlich
Erdung, einen breiten Differenzsignalbereich und eine Ausgabe zu bereitzustellen,
die auf einen weitgehend variablen Pegel bezogen werden kann, der
durch VREF gekennzeichnet wird.
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Jeder
VGA nimmt einen bipolaren Differenzeingangssignalbereich von minus
100 bis plus 100 Millivolt auf. Dieser Bereich ist für einen
bipolaren Vervielfacher ohne Signalkompression zu groß.
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Wie
in den standardmäßigen Frontenden
der Transkonduktanz(GM)-Zelle wird ein Paar von Eingangsbauelementen
M1 und M2 bei einem konstanten Strom durch die Quellen I2 und I3
angesteuert. Das bedeutet, dass das Differenzeingangssignal für angepasste
Bauelemente über
dem Widerstand R1 auftreten wird. Auf diese Weise ist die Transkonduktanz
auf 1/R1 festgelegt. Die VGA-Eingaben sind Inn und Inp. Die Bauelemente
M1 und M2 sind für
eine große
Transkonduktanz bemessen, um den Fehler zu minimieren.
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Der
VGA-Schaltkreis ist symmetrisch und funktioniert auf die gleiche
Weise sowohl für
positive als auch negative Eingangssignale. Für ein positives Signal fließt der Strom
IX durch den Widerstand R1 entsprechend VIN/R1 in der dargestellten
Richtung durch R1 hindurch. Für
ein negatives Signal würde der
Strom durch R1 umgekehrt fließen.
Der dargestellte Strom zwingt die Kaskode M4, den Strom I + IX aufzunehmen,
und die Kaskode M3, den Strom I – IX aufzunehmen, wobei I der
konstante Voreinstellstrom ist, der von den Stromquellen I2 und
I3 über
die Eingangspaar-Bauelemente M1 und M2 erzwungen wird.
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Die
Widerstände
R3, R4, R5 und R6 stellen MOSFETs dar, die im Triodenmodus betrieben
werden. Sie sind elektronisch variable Widerstände. Der Widerstand von R3
ist derart angepasst, dass er den Strom I – IX von M3 aufnimmt, während der
Widerstand von R4 derart angepasst ist, dass er den Strom I + IX
von M4 aufnimmt.
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Die
Spannungsquelle V1 weist einen Wert VCASC auf, welcher an die Gates
von M3 und M4 angelegt wird. Diese Spannungsquelle legt gemeinsam
mit M3 und M4 die Spannung über
R3 und R4 fest.
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Die
Spannungsquelle V4 stellt die Verstärkungssteuerspannung dar und
legt zusammen mit M5 und M6 die Spannung über R5 und R6 fest. Die Spannung
der Quelle V4, die als VGAIN bezeichnet wird, kann positiv, negativ
oder null sein. Wenn sie null gesetzt wird, dann sind die Spannungsabfälle über allen
variablen Widerständen
R3 bis einschließlich
R6 gleich.
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Die
variablen Widerstände
R3 und R5 werden durch das gleiche elektronische Steuersignal angesteuert.
Ebenso werden die Widerstände
R4 und R6 durch das gleiche Steuersignal angesteuert. Die Widerstände R3,
R4, R5 und R6 werden auch festgelegt, dass sie zum physikalischen
Layout passen und ihm folgen.
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Da
der Widerstand R5 an R3 anschließt, wird für ein VGAIN, das null gesetzt
ist, M5 denselben Strom wie M3 (I – IX) führen. Ebenso wird M6 denselben
Strom wie M4 (I + IX) führen,
weil der Widerstand R6 an R4 anschließt.
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Für Verstärkungswerte
die nicht null sind, wird der Strom in den Backend-Bauelementen M5 und
M6 eine skalierte Version des Stromes in den Frontend-Bauelementen
M3 und M4 sein. Der Skalenfaktor ist in 22 als
K dargestellt, und er kann größer oder
kleiner als 1 sein. Somit fließt
der Strom K (I – IX)
in M5 und der Strom K (I + IX) in M6.
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Die
Bauelemente M7 und M8 bilden einen Stromspiegel, welcher das Differenzeingangssignal in
ein einseitiges Signal umwandelt. Auf diese Weise wird der Voreinstellstrom
subtrahiert, und der entstehende Signalstrom 2KIX fließt durch
den Rückkopplungswiderstand
R2, der in eine Rückkopplungsschleife
um den Operationsverstärker 190 herum
geschaltet ist, welcher einen idealen Operationsverstärker umfasst,
der als der Transimpedanzverstärker TZA 190 arbeitet.
Der Ausgangsverstärker 170 ist überschaubar
und wird nicht dargestellt. Die Ausgabe VOUT umfasst das Signal
DROOP von 5. Es ist auch in 3 dargestellt.
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Die
Ausgabe ist VOUT = 2KIXR2, wobei IX = VIN/R1 ist, so dass die resultierende
Verstärkung VO/VIN
= 2K(RT/R1) ist. Das Ausgangssignal des VGA ist auf die an den Referenzeingang
des OPAMP 190 angelegte Spannung bezogen, die als VREF
dargestellt ist.
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Wie
oben beschrieben wurde, wird zum Anpassen des Offset des VGA der
Strom durch den Widerstand R1 über
den Stromlenkungs-DAC 230 von 19 getrimmt,
dessen Analogausgang über
den Widerstand R1 angeschlossen ist, welcher die Anschlüsse TRIM-P
und TRIM-N umfasst. Siehe 19 und 22.
Durch ein Anpassen des Stroms in R1 derart, dass der Strom durch
R1 gleich 0 ist, wenn die Eingänge
in den VGA kurzgeschlossen sind, wird der Offset des VGA kompensiert.
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Die 23, 24 und 25 zeigen
zusammengenommen einen schematischen Schaltplan eines jeden VGA. 23 zeigt,
was hier als das VGA-Frontend bezeichnet wird, 24 zeigt,
was hier als das Backend bezeichnet wird, und 25 zeigt
den Voreinstellschaltkreis. Diese Figuren verwirklichen das in 22 dargestellte
VGA-Konzeptmodell.
Die 23 und 25 überschneiden
sich teilweise. Die Buchstaben A–L zeigen die entsprechenden
Verbindungspunkte zwischen den zwei Figuren an.
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Insbesondere
enthält
das VGA-Frontend die Transistoren M1 und M2, die ebenso bezeichnet
sind wie in 22. Der Widerstand R1 legt die
Verstärkung
fest und entspricht dem Widerstand R1 in 22. Die
Transistoren M5 und M5A entsprechen dem variablen Widerstand R3
in 22, und die Transistoren M6 und M6A entsprechen
dem variablen Widerstand R4 in 22.
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Bei
einem verschwindenden Differenzeingangsstrom zwischen den Gates
von M1 und M2 wird der Strom I sowohl durch M1 als auch M2 getragen. Die
Hälfte
dieses Stromes (I/2) wird durch die statischen Trioden-FETs M5 und
M6 getragen. Der DAC 230 von 19 liefert
einen Strom durch R1, um den Offset zu kompensieren.
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Der
OPAMP I250 steuert das Gate von M5A (Knoten N11) an, um seinen Widerstand
derart zu verändern,
dass der Strom in R14 und M1 bei einem veränderlichen Eingangssignal konstant
ist. OAMP I251 steuert das Gate von M6A (Knoten N12) derart an,
dass der Strom in R24 und M2 konstant ist.
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Der
OPAMP A2-1 hebt die Sources von M5 und M5A auf die Spannung NCASC
an. Das schaltet den Fehler aus, der sonst durch die Gate-Source-Spannung
der Kaskode M3 eingebracht würde, welche
sich über
den Signalstrom, die Temperatur und den Arbeitsablauf verändert. Der
OPAMP A2-2 erfüllt
die gleiche Funktion für
die Trioden-FETs M6 und M6A.
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Die
Kaskodenbauelemente gewährleisten zusammen
mit ihren zugehörigen
OPAMPs, dass M5, M5A, M6 und M6A im Triodenbereich arbeiten. Eine
Drain-Source-Nennspannung
von 100 Millivolt wird eingehalten.
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Die
Trioden-FETs werden zergliedert in ein statisches Bauelement und
ein variables Widerstandsbauelement. Das wird so ausgeführt, dass
die Steuerschleife den Zweig nicht in einen Nullstromzustand versetzen
kann und somit ein Anlaufproblem vermeidet. Sie vermeidet auch Stabilitätsprobleme durch
die Herabsetzung der Kopplung zwischen den zwei Rückkopplungsschleifen,
von denen die eine M5A und die zweite M6A steuert.
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Das
Kopplungselement zwischen den zwei Schleifen ist der Widerstand
R1. Die Vorspannung wird derart festgelegt, dass selbst mit einer
maximalen Differenzeingangsspannung der Strom durch den Widerstand
R1 weder die M5A- noch die M6A-Rückkopplungsschleife
ausschalten oder sättigen
kann.
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Die
Kaskodenspannung am Knoten NCASC wird erzeugt, indem ein System-Referenzstrom durch
R30 geschickt wird, der in 25 dargestellt ist.
Der Systemstrom wird durch Anlegen der Bandlücken-Referenzspannung über einem
Polyresistor erzeugt. Da R30 ein weiterer Polyresistor ist, weist
die Spannung über
ihm eine Genauigkeit auf, die durch die Genauigkeit der Bandlücke und
die Genauigkeit der Widerstandsanpassung begrenzt ist. Dies stellt eine
genaue Kaskodenspannung bereit, die auf die positive Versorgungsschiene
VDDL bezogen ist.
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24 zeigt
das VGA-Backend schematisch. In dem Backend entsprechen die Bauelemente M11
und M11A dem variablen Widerstand R5 in 22, während die
Bauelemente M12 und M12A dem variablen Widerstand R6 entsprechen.
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Der
OPAMP I250, der das Frontend-Bauelement M5A ansteuert, steuert durch
den Knoten N11 auch das Frontend-Bauelement M11A an, so dass sie
im Widerstand mitlaufen.
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Der
OPAMP I251, der das Frontend-Bauelement M6A ansteuert, steuert durch
den Knoten N12 auch das Frontend-Bauelement M12A an, so dass sie
im Widerstand mitlaufen.
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Das
Verstärkungs-Steuereingangssignal durch
den VGA ist der Strom I-GAIN, der durch den Widerstand R0 entnommen
wird, um eine Kaskodenspannung für
die Backend-Bauelemente
in einer Weise zu erzeugen, die zur Frontend-Technik ähnlich ist.
Das Verhältnis
der Frontend- zu den Backend-Kaskodenspannungen passt die Verstärkung entsprechend
dem Skalenfaktor K in 22 an.
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Die
Verstärkungssteuerspannung
wird am Kondensator C2 gehalten. Der Spurhalteschalter ist aus den
Transistoren M10 und M11 aufgebaut.
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Ist
eine feststehende Verstärkung
erwünscht,
dann wird der Backend-Kaskodenknoten VGAIN
mit der Frontend-Kaskodenspannung NCASC durch den Schalter M14 kurzgeschlossen,
der zwischen NCASC und VGAIN geschaltet ist. Dies legt die Verstärkung auf
das Doppelte des Verhältnisses
des Transimpedanzverstärker-Rückkopplungswiderstandes (100
kOhm) zum VGA-GM-Widerstand (10 k) für eine Verstärkung von
20 fest. Der Faktor 2 rührt
von dem 2-zu-1-Spiegel her, der an die Ausgangsstifte N1 und P1
angelegt ist, welche den Ausgängen
des Verstärkers
mit variabler Verstärkung entsprechen.
Die Ausgaben des Verstärkers
mit variabler Verstärkung
entsprechen den Drain-Strömen von
M6 und M7.
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Wenn
eine variable Verstärkung
gewünscht ist,
d.h. wenn der VGA kalibriert wird, dann verbindet der Spurhalteschalter
M10/M11 den VGAIN-Knoten mit dem Widerstand R0, so dass das Signal
I-GAIN die Steuerung übernimmt.
Die Verstärkung
wird dann angepasst, wie es mit Bezugnahme auf 20 dargelegt
ist.
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Sobald
der kalibrierte Verstärker
Zeit gehabt hat, sich einzustellen, öffnet der Spurhalteschalter (M10/M11)
die Verbindung zum Widerstand R0, und die Verstärkungssteuerspannung wird am
Haltekondensator C2 gehalten. Nun kann kalibrierte Verstärker in
den Einsatzzustand eingewechselt werden. Die Aktualisierungsrate
liegt in der Größenordnung von
2 Millisekunden, was bedeutend schneller ist als Temperaturänderungen.
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25 zeigt
den VGA-Transistor-Voreinstellschaltkreis. Der Block 400 umfasst
eine Bank von Stromspiegeln weitreichender Komplianz. Deren Eingabe
ist der System-Referenzstrom. Er stellt die Voreinstellung für die internen
Operationsverstärker
des VGA wie auch den Strom für
die Kaskodenreferenz bereit.
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In
dem VGA-Voreinstellungsschaltbild von 25 wandeln
der Verstärker
A4, M65 und der Widerstand R35 die Spannung NCASC in einen Strom um,
welcher durch R16 geführt
wird, um eine Spannungsreferenz für die Operationsverstärker I250,
251 bereitzustellen. Dies legt den Referenzwert für den Nennstrom
in den v Bauelementen M5A und M6A fest.
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Der
gleiche R16-Referenzwert wird auf den Operationsverstärker A3
angewendet, welcher das Gate (Knoten N10) von M17 wie auch die statischen Frontend-Triodenbauelemente
M5 und M6 und die Backend-Triodenbauelemente M11 und M12 ansteuert.
Das Bauelement M71 ist in der gleichen Größe festgelegt wie M5, da es
den gleichen Strom wie M5 führt,
und M72 ist in der Größe halb
so groß bemessen
wie das Kaskoden-Bauelement M3, da es die Hälfte des Stromes von M3 führt.
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Der
Strom aus M72 wird durch R36 geführt, welcher
das Zweifache der Werte von R4, R6 und R14 ist. Dies veranlasst
den Verstärker
A3 den Knoten N10 anzusteuern, bis M71 und M5 unter den Bedingungen
einer verschwindenden Differenzeingangsspannung die Hälfte des
Stromes der variablen Bauelemente M5A und M6A führen.
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Diese
Rückkopplungsschleife
für den
Verstärker
A3 bewirkt, dass die statischen Bauelemente M5 und M6 selbst bei
Prozess-, Temperatur- und Versorgungsschwankungen die Hälfte des
Stromes der variablen Bauelemente M5A und M6A führen. Das Ergebnis ist, dass
die Eingangsbauelemente M1 und M2 immer Strom führen und dass ein stabiler
Nullstromzustand vermieden wird. Das sichert auch ab, dass selbst
eine große
Differenzeingangsspannung nicht bewirken kann, dass eine der Eingangsschleifen
bis zu einem Nullstrom heruntergefahren wird, weil sie die Steuerung
der variablen Bauelemente begrenzt. Dieses Verfahren ist ähnlich zu
dem, was ausgeführt
wird, wenn der Nachlaufstrom des über die Source gekoppelten
Paars durch eine Gleichtakt-Rückkopplungsschleife
verändert
wird, um die Gleichtaktspannung zu steuern. Es wird nur ein Teil des
Nachlaufstroms durch die Schleife gesteuert, währen ein zweites Nachlaufstrom-Bauelement einen
teilkonstanten Strom bereitstellt.
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Wieder
mit Bezug auf 19 schließen Schalter die Eingänge des
VGA während
der Offset-Spannungskalibrierung für den VGA kurz, der in Kalibrierung
ist. Die VGA-Differenzausgangsströme steuern den Stromspiegel 320 an, über den
hinweg der nachfolgende Offset-Komparator 210 mit dem sukzessiven
Approximationsregister (SAR) angeschlossen ist. Die Zustandsmaschine
läuft zyklisch durch
jedes Bit des Digital-Analog-Wandlers 230.
Die Ausgabe des DAC 230 ist ein Differenzstrom, der über den
Widerstand R1 in den VGR-Eingang gelenkt, um den Offset zu kompensieren.
Jedes Bit des DAC wird der Reihe nach durch den Komparator 210 getestet,
um zu bestimmen, ob dieses Bit festgehalten oder abgestoßen werden
sollte. Auf diese Weise wird der Offset innerhalb eines niedrigstwertigen Nullbits
getrimmt.
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26 und 27 zeigen
die zwei Thermistor-Schnittflächenschaltkreise,
die verwendet werden können,
um das in 20 dargestellte thermische Kompensationsverfahren
zu realisieren.
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Wieder
auf 20 Bezug nehmend ist die Ausgabe des Thermistor-Schnittflächenschaltkreises ein
Signal I-TEMP, das einen Widerstand RPOLY durchläuft, der über einen VGR-Eingang hinweg
geschaltet ist, wobei eine temperaturabhängige Eingangsspannung erzeugt
wird. Der Differenzausgangsstrom des VGA wird über einen Stromspiegel 250 hinweg
bereitgestellt, welcher die Ausgabe in einen einseitigen Strom umwandelt.
Der einseitige Ausgangsstrom wird einem konstanten Referenzstrom,
der in 20 als IREF bezeichnet ist,
entgegengestellt.
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Der
Hochimpedanz-Summierknoten des Spiegels 250 steuert eine
Seite eines über
die Source gekoppelten Paars 260 an. Der Drain-Strom dieses
Bauelements ist der Verstärkungssteuerstrom IGAIN.
Das andere Bauelement in dem Paar ist mit einer festgelegten Vorspannung
BIAS verbunden. Das schränkt
den Verstärkungssteuerstrom
auf den Nachlaufstrom ITAIL des Paars ein. Das verhindert einen
Sättigungszustand
während
des Anlaufens. Selbst dann, wenn der volle Nachlaufstrom ITAIL als das
Verstärkungssignal
eingesetzt wird, arbeitet der VGA in seinem linearen Bereich.
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Auf
diese Weise wird erzwungen, dass die Ausgabe des VGA beim Vorliegen
eines temperaturabhängigen
Eingangssignals konstant bleibt. Die Rückkopplungsschleife bewirkt
eine Abnahme der Verstärkung
mit anwachsendem Eingangssignal. Die Verstärkungseinstellung wird dann
an dem Spurhaltekondensator C2 von 24 gehalten,
so dass der VGA in Dienst gestellt werden kann.
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Wieder
auf die 26 und 27 Bezug nehmend
ist die Ausgabe aus diesen beiden Schaltkreisen eine Spannung mit
einem positiven Temperaturkoeffizienten VPTC = 2 × IREF × R3(1 – RT/RTG), wobei
RT der Widerstand des Thermistors, RTG der Widerstand des externen
Präzisionswiderstandes, R3
der Widerstand des in diesen Figuren dargestellten internen Polyresistors
und IREF der interne Referenzstrom gemäß Darstellung ist. Die Version
in 27 erlaubt es, dass für die Störfestigkeit große Kondensatoren
C0 bzw. C1 sowohl über
dem Thermistor als auch dem externen Präzisionswiderstand angeordnet
werden, wobei die Stabilität
noch erhalten wird. Die Spannung VPTC wird über dem Widerstand R3 ausgebildet.
Das Signal TEMP liefert ein thermisches Überwachungssignal an ein Überwachungsbauelement.
Ein Bandlücken-Referenzwert, die
durch einen (für
den integrierten Schaltkreis) internen Widerstand dividiert wird,
erzeugt einen Referenzstrom. Der Strom seinerseits wird durch den
externen Präzisionswiderstand
RTG geleitet, um eine Spannung auszubilden, die über dem Thermistor NTC RT angelegt
wird. Die internen Widerstandsschwankungen im Prozess und mit der
Temperatur werden aufgehoben.
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28 zeigt
die Systemverstärkungsberechnungen. 28 zeigt
den einen VGA in der Kalibrierung und den zweiten VGA, der betrieben
wird und dem ersten VGA untergeordnet ist. In dem realen System
wird ein VGA zuerst kalibriert und anschließend in Betrieb genommen, wobei
die Verstärkungseinstellung
auf dem Haltekondensator C2 gespeichert wird. Die Abhängigkeiten
in dem System sind jedoch die gleichen wie für dieses Modell. Das Ergebnis
für die
Verstärkung
ist AV = [(3/4) × RTZA]/[R3 × (1 – RNTC/REXT)].
Für abgestimmte
Bauelemente hängt
die Verstärkung
nur von den Widerstandsverhältnissen
und dem Wert des Thermistors ab. RNTC = RT und REXT = RT6.
-
Obwohl
die vorliegende Erfindung mit Bezugnahme auf deren spezielle Ausführungsformen beschrieben
wurde, werden Fachleuten viele andere Abänderungen und Modifikationen
sowie andere Einsatzmöglichkeiten
offensichtlich sein. Deshalb sollte die vorliegende Erfindung hier
nicht auf die spezielle Offenbarung, sondern nur durch die angefügten Ansprüche eingeschränkt werden.