WO2002007299A1 - Procede et circuit de correction des erreurs de tension dues a la zone morte d'un inverseur du type a systeme mid - Google Patents

Procede et circuit de correction des erreurs de tension dues a la zone morte d'un inverseur du type a systeme mid Download PDF

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Hidetoshi Ryu
Noritaka Koga
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Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Definitions

  • the present invention relates to a voltage type inverter of a PWM system.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. H04-2171874 calculates the phase difference between the output voltage and the output current, and calculates U, V and W from the phase difference. Calculate the direction of the output current of each phase, calculate the voltage error due to the dead band of the main circuit of each phase of U, V, W from the direction of the output current, and set the voltage command of each phase of U, V, W to u, V , W, the voltage error due to the dead band is corrected by correcting the voltage error of each phase.
  • the purpose of the present invention is to calculate the switching pattern of U, V, W PWM directly from the voltage command of two axes d--q, even if the operating time of the transistor varies due to the ambient temperature and the ability of the element itself. Even in the PWM output method (the PWM output method in which the voltage command of each phase of U, V, and W does not exist in the calculation), the voltage error due to the dead band of the PWM type voltage inverter that corrects the dead band is corrected.
  • the correction method is to provide a circuit.
  • the present invention calculates the voltage error due to the dead band of the main circuit of each phase of U, V, W from the instantaneous value of the output current, and converts this voltage error into two axes of dq Then, the d_q two-axis voltage command is corrected by the d-q two-axis voltage error.
  • the PWM waveform before adding a dead band for each of U, V, and W phases and the time when the switching state of the transistor in the main circuit is different are counted in one carrier. At this time, if the potential of the connection point of the upper and lower transistors is positive, the count value is increased (or decreased), and if the potential is negative, the count value is decreased (or increased). Calculate the voltage error between the phase PWM voltage command and the output voltage, and correct the voltage error from the PWM voltage command for each of the U, V, and W phases. By detecting the error between the PWM signal before adding the dead band and the actual switching state of the transistor, and subtracting the output voltage command, the error in the previously output voltage can be corrected.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a PWM type voltage source inverter having a voltage error correction circuit according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a main part of a PWM type voltage source inverter having a voltage error correction circuit according to a second embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a waveform diagram of signals at various parts of the circuit of FIG.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a PWM type voltage source inverter having a voltage error correction circuit according to a first embodiment of the present invention.
  • the W-phase current I w of the motor 1 detected by the current detector 3 i is subjected to analog / digital conversion by the A / D converter 4 i to become an a-axis current i a .
  • the U-phase current I u of the motor 1 detected by the current detector 3 2 is converted from analog to digital by the A / D converter 4 2 , doubled, added to the W-phase current I w, and doubled ]] Is the current i of the three axes.
  • 3-axis currents i are converted by the current conversion circuit 5 into d-axis currents id and q-axis currents iq.
  • the d-axis current id and the q-axis current iq are input to the phase calculation circuit 6, and the phases of the output current and the output voltage are detected.
  • the a-axis current ia and the j-axis current i] 3 are input to the output current effective value calculation circuit 7, and the effective value I of the output current is calculated.
  • the output frequency F out output from the speed command calculation circuit (not shown) is divided by the carrier frequency by the divider 8 and then integrated by the integrator 9 to calculate the phase of the U-phase output voltage.
  • the phase calculated by the phase calculation circuit 6 from the phase of the U-phase output voltage is subtracted by the subtractor 10.
  • the output of the subtracter 1 0 (phase theta), of the U-phase by an output current effective value each output current instantaneous value from the calculated effective value I is calculated circuit 7 operation circuit 1 1 u, 1 i v, 1 l w Instantaneous value of output current,
  • Calculate the voltage errors ⁇ v u , ⁇ ⁇ , ⁇ The error in the output voltage due to the dead band is proportional to the magnitude of the output current when the output current is small, and becomes constant as the output current increases.
  • the output current is limited by the maximum value of the voltage error to calculate the error of the output voltage due to the dead band.
  • the dead band correction amount calculation circuit 13 calculates the voltage errors Av u , ⁇ ⁇ , From Av w ,
  • the dead band correction amount ⁇ of the ⁇ axis and the dead band correction amount ⁇ of the axis are calculated.
  • 3-axis dead band correction amount ⁇ ⁇ , ⁇ ] 3 is input to the dead band correction amount conversion circuit 14, and
  • ⁇ q ⁇ a cos ⁇ + ⁇ / 3 sin ⁇
  • the d-axis dead band correction amount ⁇ d and the q-axis dead band correction amount ⁇ q are converted.
  • the adders 15 and 16 add the q-axis and d-axis dead band correction amounts ⁇ q and Ad to the q-axis and d-axis voltage commands Vqref and Vdref, respectively, to obtain the q-axis and d-axis voltage commands.
  • Vqref and Vdref are corrected.
  • the voltage command Vref and phase ⁇ are calculated by the absolute value calculation circuit 17 and phase calculation circuit 18 from the corrected d-axis and q-axis voltage commands Vdref and Vqref, respectively, and a circuit for adding a dead band is provided.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a main part of a PWM type voltage source inverter having a voltage error correction circuit according to a second embodiment of the present invention. Here, only the U-phase main circuit is shown. The V-phase and W-phase circuits are the same as the U-phase circuit.
  • An inverter 23 delay circuit 24, 25 is a power transistor PU of U-phase, the PWM signal S 3 output from the comparator 26 to the base drive circuit 21, 22 for driving the NU is "0" from becoming “1"
  • a dead band adding circuit that delays by the time Td (dead band) is configured.
  • Isolation circuit 27 is a circuit for dropping a partial pressure due to the resistance to 5 V that can be used in a voltage (output voltage) (about 300 V) digital circuit S 4 at the point C of the main circuit of the U-phase.
  • the EXOR circuit 28 outputs “1” when the level of the PWM signal S 3 before adding the dead band is different from the level of the output signal S 5 of the insulating circuit 27.
  • the rise detection circuit 29 is a circuit that detects the rise of the carrier, that is, the valley of the carrier.
  • the timer 30 is a circuit that counts the time when the output of the EXOR circuit 28 is "1" from the valley of the carrier. Because when the signal S 5 is "1" increases the state 'than PWM command "1", the time counting by the timer 30 increases, the signal S 5 is "0""1” from the PWM command when the Since the number of states is reduced, the time counted by the timer 30 is reduced.
  • the constant circuit 31 converts the time output from the timer 30 into a voltage level (voltage error). Subtracter 3 2 from the PWM voltage instruction Si, by correcting the voltage error output from the constant unit 3 1, is also of at correcting the errors of the voltage S 4 outputted previously.
  • PWM signal waves and the carrier frequency S 2 is output PWM waveform S 3 are compared by the comparator 26.
  • the PWM waveform S 2 drives the transistor PU and PN of the main circuit via a deadband additional circuit.
  • the output voltage S 4 point C
  • the output voltage S 4 increases when the direction of the output current is D 2 (the period T increases by the dead band period Td, and the direction of the output current increases).
  • D1 Period T.
  • Voltage command before the addition of dead band (which shows the actual output voltage S 4 and the PWM signal wave S. 3 (2) shows the output current.
  • the timer 30 the signal S 5 is “1" counting down when the "0" when to ⁇ Ppukaunto i:

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Description

明 細 書
PWM方式電圧形ィンバータのデッドバンドによる電圧誤差の捕正方法 および回路 技術分野
本発明は PWM方式の電圧形ィンバ一タに関する。
背景技術
P WM方式の電圧形インバータにおいては、 上アームの素子 （メイントラン ジスタ） と下アームの素子が同時にオンする短絡状態となるのを防止するため に、 一方の素子がオフ状態となつてから、 ある時間 （デッドバンド） をおいて から他方の素子をオンすることが行なわれている。
しかしながら、 このデッドバンドの期間中はインバータ出力電圧が電動機の 電流方向で決まる不安定な状態になり、 電圧誤差を生じ、 電動機電流の歪を引 き起こす原因となっている。
このデッドバンドの期間による出力電流の歪を解消するために、 特開平 4 _ 2 1 7 8 7 4号は、 出力電圧と出力電流の位相差を計算し、 位相差より U, V ， W各相の出力電流の方向を計算し、 出力電流の方向より U， V, W各相の主 回路のデッドバンドによる電圧誤差を計算し、 U， V , Wの各相の電圧指令を u, V， W各相の電圧誤差で補正することにより、 デッドバンドによる電圧誤 差を補正するようにしている。
上述した特開平 4一 2 1 7 8 7 4号公報に開示された方法では、 U， V , W の 3相の電圧指令と 3角波を比較して、 U， V， Wの P WM波形を制御する方 式では有効であつたが、 d— qの 2軸の電圧指令より、 直接、 U， V， Wの P WMのスイッチングパターンを計算する P WMの出力方式 （U， V, W各相の 電圧指令が演算上存在しない P WMの出力方式） では対応できないという問題 があった。 また、 周囲温度、 素子自体の実力により トランジスタの動作時間が ばらつくため、 デ;ッドバンドによる電圧誤差もばらつく問題があった。 ここで 、 d— qの 2軸とは、 回転磁界と同じ速度で回転する直交する回転座標である 発明の開示
本発明の目的は、 周囲温度や素子自体の実力により トランジスタの動作時間 がばらついても、 d— qの 2軸の電圧指令より、 直接、 U， V, Wの P WMの スイッチングパターンを計算する PWMの出力方式 （U， V , W各相の電圧指 令が演算上存在しない P WMの出力方式） でも、 デッドバンドによる電圧誤差 を補正する P WM方式電圧形ィンバータのデッドバンドによる電圧誤差の補正 方法おょぴ回路を提供することにある。
上記問題を解決するために、 本発明は、 出力電流の瞬時値より U， V , W各 相の主回路のデッドバンドによる電圧誤差を計算し、 この電圧誤差を d— qの 2軸に変換し、 d _ qの2軸の電圧指令をd— q 2軸の電圧誤差で補正するも のである。
d— qの 2軸の電圧指令より、 直接、 U, V， Wの P WMのスイッチングパ ターンを計算する P WMの出力方式 （U， V， W各相の電圧指令が演算上存在 しない P WMの出力方式） でもデッドバンドによる電圧誤差の補正が可能とな る。
したがって、 デッドバンドによる出力電圧ドロップ、 出力電圧歪みの問題を 改善し、 スムーズにモータを駆動することができる。
本発明の他の態様によれば、 U， V, Wの各相別にデッドバンドを付加する 前の P WM波形と、 主回路のトランジスタのスィツチング状態の違う時間を 1 つのキャリア内でカウントし、 その際、 上下のトランジスタの接続点の電位が 正の場合、 カウント値を増加 （または減少） させ、 負の場合カウント値を減少 (または増加） させ、 該カウント値から U, V, Wの各相の P WM電圧指令と 出力電圧の電圧誤差を求め、 U， V, Wの各相の P WM電圧指令から電圧誤差 を補正する。 デッドバンドを付加する前の P WM信号と、 実際のトランジスタのスィッチ ング状態の誤差を検出し、 これで出力電圧の指令を減算することで、 前回出力 した電圧の誤差を補正することができる。
図面の簡単な説明
図 1は本発明の第 1の実施形態の電圧誤差補正回路を有する P WM方式電圧 形インバータの回路図；
図 2は本発明の第 2の実施形態の電圧誤差補正回路を有する P WM方式電圧 形インバータの要部の回路図；
図 3は図 2の回路の各部の信号の波形図である。
発明を実施するための最良の形態
図 1は本発明の第 1の実施形態の電圧誤差補正回路を有する P WM方式電圧 形インバータの回路図である。
電流検出器 3 iで検出された電動機 1の W相の電流 I wは A/D変換器 4 iでァ ナログ/デジタル変換され、 a軸の電流 i aとなる。 電流検出器 3 2で検出され た電動機 1の U相の電流 I uは A/D変換器 42でアナログ/デジタル変換され、 2倍された後 W相の電流 I wと加算され、 倍されて ]3軸の電流 i となる。 軸電流 i a:、 |3軸電流 i は電流変換回路 5により d軸電流 i d、 q軸電流 i qに変換される。 d軸電流 i d、 q軸電流 i qは位相計算回路 6に入力され、 出力電流と出力電圧の位相が検出される。 a軸電流 i aと jS軸電流 i ]3は出力電流実効値計算回路 7に入力され、 出力電 '流の実効値 Iが計算される。 速度指令演算回路 （不図示） から出力された出力 周波数 F outは除算器 8によってキヤリァ周波数で割られた後、 積分器 9で積分 されて U相の出力電圧の位相が算出される。 U相の出力電圧の位相から位相計 算回路 6で算出された位相が減算器 1 0で引かれる。 減算器 1 0の出力 （位相 Θ ) と、 出力電流実効値計算回路 7で算出された実効値 Iからそれぞれ出力電 流瞬時値演算回路 1 1 u， 1 i v， 1 l wによって U相の出力電流の瞬時値、
Figure imgf000006_0001
V相の出力電流の瞬時値
Iv = 2 ·Ι· sin(9 - 120。） - W相の出力電流の瞬時値
Iw
Figure imgf000006_0002
— 240。）
が求められる。 ここで、 出力電流瞬時値演算回路 1 lu， 1 lv， 1 1„は0を引 数とする正弦波のテーブルである。 電圧誤差演算回路 1 2u， 1 2V， 1 2„は1； ， V, Wの各相の瞬時値 ， Iv， Iwを設定されたデッドバンド時間による電 圧誤差の最大値で制限 （リミット） することにより、 U， V, W各相のデッド バンドによる電圧誤差 Δ vu， Δ νν, Δν„を演算する。 デッドバンドによる出 力電圧の誤差は、 出力電流が小さい場合、 出力電流の大きさに比例し、 出力電 流が大きくなると一定直となる。 このため、 出力電流を電圧誤差の最大値で制 限することで、 デッドバンドによる出力電圧の誤差を演算している。 デッドバ ンド補正量演算回路 13は、 電圧誤差 Avu， Δνν， Avwから、 次式
Δα = AVW - (AVU + Δνν)/2
Figure imgf000006_0003
により α軸のデッドバンド補正量 Δひ、 軸のデッドバンド補正量 Δ βを算出 する。 α軸、 |3軸のデッドバンド補正量 Δ α， Δ ]3はデッドバンド捕正量変換 回路 14に入力され、 次式
Δ q = Δ a cos θ + Δ /3 sin Θ
厶 d =— Δ a sin θ + Δ jS cos θ
により、 d軸のデッドバンド補正量 Δ d、 q軸のデッドバンド補正量 Δ qに変 換される。 加算器 1 5， 1 6はそれぞれ q軸， d軸の電圧指令 Vqref, Vdref にそれぞれ q軸， d軸のデッドバンド補正量 Δ q， Adを加算することで、 q 軸， d軸の電圧指令 Vqref, Vdrefが補正される。 補正後の d軸， q軸の電圧 指令 Vdref, Vqrefからそれぞれ絶対値演算回路 1 7、 位相演算回路 1 8によ り電圧指令 Vref、 位相 Θが算出され、 デッドバンドを付加する回路を備えた P WM波形宪生回路 19に入力され、 ィンバータ 3の PWM制御が行なわれる。 図 2は本発明の第 2の実施形態の電圧誤差補正回路を有する PWM方式電圧 形インバータの要部の回路図である。 ここでは、 U相の主回路についてのみ示 されている。 V相， W相の回路も U相の回路と同様である。
インバータ 23と遅延回路 24, 25は U相のパワートランジスタ PU， N Uをドライブするベースドライブ回路 21， 22に比較器 26から出力される PWM信号S3が "0" から "1" になるのを時間 Td (デッドバンド） だけ遅 延するデッドバンド付加回路を構成している。 絶縁回路 27は U相の主回路の C点の電圧 （出力電圧） （約 300V) S4をディジタル回路で使用できる 5 V まで抵抗による分圧で落す回路である。 EXOR回路 28はデッドバンドを付 加する前の PWM信号 S3と、 絶縁回路 27の出力信号 S5のレベルが異なる場合 、 出力が "1" になる。 立上り検出回路 29はキャリアの立上り、 つまりキヤ リアの谷を検出する回路である。 タイマ 30は EXOR回路 28の出力が "1 " のときの時間を、 キャリアの谷から谷までの間カウントする回路である。 信 号 S5が "1" のときには PWM指令より "1" の状態'が増加するため、 タイマ 30でカウントする時間は増加し、 信号 S5が "0" のときには PWM指令より "1" の状態が減るためタイマ 30でカウントする時間は減少する。 定数回路 3 1は、 タイマ 30から出力された時間を電圧レベル （電圧誤差） に変換する ためのものである。 減算器 3 2は PWM電圧指令 Siから、 定数器 3 1から出力 された電圧誤差を補正することで、 前回出力された電圧 S4の誤差を補正するも のである。
次に、 本実施形態の動作を説明する。 PWM信号波 とキャリア周波数 S2が 比較器 26で比較されて PWM波形 S3が出力される。 この PWM波形 S2はデッ ドバンド付加回路を経て主回路のトランジスタ PUと PNを駆動する。 トラン ジスタ PUと PNが共にオフのときの出力電圧 S4 (C点） は出力電流の方向が D 2のとき （期間 T デッドバンドの期間 T dの分だけ増加し、 出力電流の方 向が D1のとき （期間 T。） デッドバンドの期間 Tdだけ減少する。 図 3 (1) はデッドバンドを付加する前の電圧指令 （PWM信号波 S と実際の出力電圧 S4を示している。 図 3 (2) は出力電流を示している。 この電圧指令 と出力 電圧 S4の誤差が生じる期間をタイマ 30でカウントし、 定数回路 31で電圧レ ベルに変換することで、 図 3 (3) に示すような電圧誤差が得られる。 電圧指 令 からこの誤差電圧を減算する （図 3 (4) の一点鎖線） ことで、 出力電圧 S4 (図 3 (4) の実線） は補正前の電圧指令 （図 3 (1) の実線） Stと同じに なる。
なお、 タイマ 30は信号 S5が "1" のときダウンカウント、 "0" のときァ ップカウントするよう i:

Claims

請求の範囲
1 . 主回路のトランジスタの上下短絡を防止するために P WM波形にデッド バンドが付加され、 d— qの 2軸の電圧指令より、 直接 U， V, Wの P WMの スィツチングパターンを計算する P WM方式電圧形インバータにおけるデッド バンドによる電圧誤差を捕正する方法であって、
検出した出力電流の瞬時値より U， V， W各相の主回路のデッドバンドによ る電圧誤差を計算するステップと、
この電圧誤差を d— qの 2軸に変換するステップと、
d— qの 2軸の電圧指令を d— q 2軸の電圧誤差で捕正するステツプを有す る、 デッドバンドによる電圧誤差を補正する方法。
2 . U , V, W各相のデッドバンドによる電圧誤差を計算するステップが、 U , V , W各相の瞬時電流を、 設定されたデッドバンド時間に相当する電圧誤 差でリミットすることを含む、 請求項 1記載の方法。
3 . 出力電圧と出力電流の位相差および出力電流の実効値を演算し、 出力電 圧指令の位相と前記位相差より出力電流の位相を計算し、 出力電流の位相差と 出力電流の実効値より u， V， W各相の出力電流の瞬時値を計算するステップ をさらに含む、 請求項 1または 2記載の方法。
4 . 主回路のトランジスタの上下短絡を防止するために P WM波形にデッド バンドが付加される P WM方式電圧形ィンバータにおけるデッドバンドによる 電圧誤差を補正する方法であって、
U, V , Wの各相別にデッドバンドを付加する前の P WM波形と、 主回路の トランジスタのスィツチング状態の違う時間を 1つのキヤリア内でカウントし
、 その際、 上下のトランジスタの接続点の電位が正の場合、 カウント値を増加 (または減少） させ、 負の場合カウント値を減少 （または増加） させるステツ プと、
該カウント値から U， V, Wの各相の P WM電圧指令と出力電圧の電圧誤差 を求めるステップと、
U， V, Wの各相の P WM電圧指令から該電圧誤差を捕正するステップを有 する、 デッドバンドによる電圧誤差を補正する方法。
5 . 主回路のトランジスタの上下短絡を防止するために P WM波形にデッド バンドが付加され、 d— q 2軸の電圧指令より、 直接 U， V， Wの P WMのス ィツチングパターンを計算する P WM方式電圧形ィンバータにおけるデッドバ ンドによる電圧誤差を補正する方法であって、
U, V , Wの各相別にデッドバンドを付加する前の P WM波形と、 主回路の トランジスタのスィツチング状態の違う時間を 1つのキヤリァ内でカウントし 、 その際、 上下のトランジスタの接続点の電位が正の場合、 カウント値を増加 (または減少） させ、 負の場合カウント値を減少 （または増加） させるステプ と、
該カウント値から U， V, Wの各相の P WM電圧指令と出力電圧の電圧誤差 を求めるステップと、
U, V， W各相の電圧誤差を d— q 2軸に変換するステップと、
d - q 2軸の電圧指令を d— q 2軸の電圧誤差で補正するステップを有する
、 デッドバンドによる電圧誤差を補正する方法。
6 . d— qの 2軸の電圧指令より、 直接 U， V, Wの P WMのスイッチング パターンを計算する P WM方式電圧形ィンバータにおいてデッドバンドによる 電圧誤差を補正する回路であって、
出力電流の瞬時値より U， V, W各相の主回路のデッドバンドによる電圧誤 差を演算する電圧誤差演算回路と、
前記電圧誤差を d— qの 2軸の電圧誤差に変換する電圧誤差変換回路と、 d— qの 2軸の電圧指令を前記 d— qの 2軸の電圧誤差で補正する電圧指令 補正回路を有する誤差補正回路。
7 . 前記電圧誤差演算回路は、 U， V， Wの各相の瞬時電流値を、 設定され たデッドバンドによる電圧誤差でリミットする、 請求項 6記載の回路。
8. 主回路のトランジスタの上下短絡を防止するために PWM波形にデッド バンドを付加する回路を有する PWM方式電圧形ィンバータにおいてデッドバ ンドによる電圧誤差を補正する回路であって、
上下トランジスタの接続点の電圧をディジタル回路で使用できる電圧までに 落す電圧変換回路と、
デッドバンドが付加される前の PWM波形と前記電圧変換回路の出力電圧を 入力し、 両信号のレベルを比較する比較回路と、
キヤリァ信号の立上りまたは立下りを検出する回路と、
前記両信号のレベルが異なる時間を、 前記キヤリア信号の立上りから次の立 上り、 または立下りから次の立下りまでの間、 前記出力電圧が "1" 、 "0"
(または "0" 、 "1" ) の場合それぞれァップカウント、 ダウンカウントす るタイマと、
前記タイマから出力された時間を、 PWM電圧指令と主回路の出力電圧の電 圧誤差に変換する変換回路と、
前記 PWM電圧指令から前記電圧誤差を補正する減算回路を有する誤算補正 回路。
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