WO2000079640A1 - Dielektrische resonatorkonfiguration für mikrowellen-mehrpolbandpassfilter - Google Patents

Dielektrische resonatorkonfiguration für mikrowellen-mehrpolbandpassfilter Download PDF

Info

Publication number
WO2000079640A1
WO2000079640A1 PCT/DE2000/001936 DE0001936W WO0079640A1 WO 2000079640 A1 WO2000079640 A1 WO 2000079640A1 DE 0001936 W DE0001936 W DE 0001936W WO 0079640 A1 WO0079640 A1 WO 0079640A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
dielectric resonator
dielectric
resonator
coupling
end plates
Prior art date
Application number
PCT/DE2000/001936
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Norbert Klein
Huairen Yi
Original Assignee
Forschungszentrum Jülich GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Forschungszentrum Jülich GmbH filed Critical Forschungszentrum Jülich GmbH
Priority to EP00949093A priority Critical patent/EP1190466A1/de
Priority to CA002375879A priority patent/CA2375879A1/en
Priority to JP2001505102A priority patent/JP2003502974A/ja
Publication of WO2000079640A1 publication Critical patent/WO2000079640A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H01P1/2084—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure with dielectric resonators

Definitions

  • HEM waves Mixed electromagnetic waves degenerate with respect to the axis of rotation (z-axis) in a cylindrical dielectric resonator arranged within a metallic shielding cavity, that is, two waves with an identical natural resonance frequency.
  • the HEM wave with the lowest resonance frequency is the HEM ⁇ wave.
  • a coupling screw which is inserted into the shield, it is possible to couple the energy between the two HEMu ⁇ cells and to cause the energy in the resonator to split into a pair of orthogonal waves.
  • Such a coupling allows the implementation of a two-pole filter with only one resonator.
  • the HEMn ⁇ wave has a low idle quality factor (Q 0 factor). Furthermore, it is difficult to achieve a sufficiently strong coupling between the HEMn ⁇ wave and the coaxial cable that leads to a measuring device.
  • the object of the present invention is to provide a dielectric resonator configuration with which it is possible to achieve a high idle quality factor for a HEM n ⁇ wave and a strong tuning and coupling of the HEM u ⁇ wave.
  • This task is solved with a dielectric resonator configuration in which the dielectric resonator is separated from its end plates. This can be achieved, for example, by attaching the dielectric resonator to its end plates with two dielectric spacers.
  • a very high idle quality factor (Q 0 factor) a strong tuning of the HEMn ⁇ wave, a strong coupling between the two HEMn ⁇ waves and a strong coupling between the HEM ⁇ wave and a coaxial cable or an antenna.
  • Fig. 1 is a schematic side view of a resonator configuration according to the invention, the dielectric resonator being separated from its two end plates by two dielectric spacers;
  • FIG. 3 shows a schematic view of the coupling of a HEMn ⁇ wave with a coaxial cable and a waveguide
  • 4a is a schematic side view of a quasi-elliptical four-pole filter with two dielectric resonators, which are arranged along the main axis (z-axis); 4b is a top view of the common plate with opening slots which are used for the coupling;
  • 4c is a top view of the top resonator with a dual mode tuner, a dual mode coupler, and an input antenna inserted from the top plate;
  • 4d is a top view of the lower resonator with the dual-mode tuner, dual-mode coupler, and an output antenna inserted from the lower plate;
  • FIG. 5 shows a schematic top view of a quasi-elliptical four-pole filter with two dielectric resonators which are arranged in the xy plane;
  • FIG. 6 shows a schematic plan view of a quasi-elliptical eight-pole filter with four dielectric resonators which are arranged in the xy plane;
  • Figure 7 is a schematic side view of a dielectric resonator structure with the head of a tuning element located within an opening drilled in the dielectric body.
  • FIG. 8 is a schematic side view of a dielectric resonator structure with an opening drilled by the spacers through the resonator in the central part about their z-axis.
  • FIG. 1 shows a side view of an exemplary embodiment of the resonator configuration according to the invention.
  • a dielectric resonator 3 is separated from the upper end plate 4 and the lower end plate 5 of a metallic shielding housing by two dielectric spacers 1 and 2.
  • Some modifications can be made to the resonator, such as drilling an opening in the resonator body. This is taken into account by designating a quasi 4k-fold rotational symmetry.
  • the shape of the spacers 1 and 2 that is, the cross section in the xy plane, is flexible. However, it is advantageous to choose the same shape for the spacer as for the dielectric resonator. The easiest way to make the resonator and the spacers from one piece of a dielectric material.
  • the shape of the housing wall 6 is also flexible. Usually you can use round walls or square walls or a combination of a round wall and a square wall.
  • FIG. 3 is a schematic illustration of a design according to the invention in order to couple the HEMn ⁇ wave of a dielectric resonator 11 with a coaxial cable 12 and a waveguide 13.
  • the coaxial cable is coupled from the opening that opens on the end plate through a coupling antenna 14 connected to the inner conductor of the coaxial cable.
  • the lower end plate 15 is arranged on the broad side 16 of the waveguide.
  • An opening 17 is opened in the center of the broad side 16 by the waveguide through the lower end plate 15.
  • a coupling antenna 18 is used to couple the resonator to the waveguide.
  • a dielectric ring 19 is used to form isolation between the coupling antenna and the wall of the waveguide.
  • a dielectric screw 20 with a low dielectric constant and a low loss is connected to the antenna 18. It can be adjusted from the bottom of the waveguide.
  • FIGS. 1 and 2 are schematic side views of a quasi-elliptical four-pole bandpass filter using two resonators 21a and 21b arranged along the direction of the z-axis.
  • FIGS. 1 and 2 are schematic side views of a quasi-elliptical four-pole bandpass filter using two resonators 21a and 21b arranged along the direction of the z-axis.
  • FIG. 4b and 4c are top views of the upper and lower resonators 21a and 21b, respectively.
  • An input antenna 22a and an output antenna 22b are coupled to the upper and lower resonators, respectively.
  • Dual-mode couplers 23a and 23b and dual-mode tuners 24a and 24b are inserted from the upper and lower plates for the upper and lower resonators, respectively.
  • FIG. 4d is a top view of the common plate with the slots 25 and 26 provided for the coupling.
  • Tuning elements 27 and 28 can be used to set the coupling coefficients k 23 and k 14 . Since the
  • FIG. 5 is a schematic top view of a quasi-elliptical four-pole bandpass filter with two resonators 31a and 31b, which are arranged in the xy plane.
  • the wave polarization is arranged in a direction of 45 ° with respect to the center line of the common side wall, which makes it possible to achieve cross coupling.
  • the negative cross-coupling k 14 is achieved by the arrangement of the input antenna 32a and the output antenna 32b and the dual-mode couplers 33a and 33b shown in FIG.
  • FIG. 6 is a schematic top view of a quasi-elliptical eight-pole bandpass filter with four resonators which are arranged in the xy plane.
  • Three cross couplings (k 36 , k 27 and k 18 ) are introduced in this design. With these cross couplings, k 36 and k 2 ⁇ are negative and k 18 is positive.
  • a self-sustaining one can apply when applying a high frequency electric field Discharge occurs when the applied field is strong enough to emit secondary electrons and when the emitted secondary electrons jump back and forth between the emitting electrodes in resonance with the applied field. If the dielectric resonator is to be used for high power applications in vacuum or a low pressure atmosphere, such self sustaining discharges must be avoided. Such a self-sustaining discharge can be easily avoided with the resonator configuration according to the invention.
  • the neighboring waves of the HEM n ⁇ wave in the resonator configuration according to the invention are the TE 01 ⁇ wave on the lower frequency side and the HEM 12 ⁇ ⁇ wave on the higher frequency side. It was found that the strengths of the electric field for the TE 0 ⁇ wave HEMn ⁇ wave and the HEM 12 ⁇ wave in the center of the resonator are quite different. The electric field is very weak for the TE 01 ⁇ wave, not very strong for the HEMn ⁇ wave and very strong for the HEM 12 ⁇ wave in the center of the resonator. Thus, removing a cylinder plug changes 51 from the center of the resonator and the spacers, as shown in FIG. 8, the resonance frequency of these three waves in different ways. The resonance frequency of the TE 01 ⁇ wave remains almost unchanged. There may be a very slight increase. In contrast, there is a moderate increase in the HEMn ⁇ wave. And with the HEM 12 ⁇ _ wave there is a big increase.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Es wird eine dielektrische Resonatorkonfiguration beschrieben, die zwei dielektrische Abstandsstücke verwendet, um, den dielektrischen Resonator von zwei Endplatten zu trennen. Die Resonatorkonfiguration liefert einen sehr hohen unbelasteten Qualitätsfaktor für eine gemischt elektromagnetische Doppelwelle (HEM11δ-Welle) und eine starke Abstimmung und Kopplung der (HEM11δ-Welle). Man kann damit eine negative und eine positive Kreuzkopplung zwischen nicht benachbarten Wellen erreichen, und man kann N = 2k (k = 2, 3, 4..) -polige Bandpassfilter mit quasi elliptischen Eigenschaften verwirklichen. Es ist mit dieser Resonatorkonfiguration auch möglich, eine selbsterhaltende Entladung für Filter, die mit hoher Leistung und Niederdruckgas arbeiten, zu vermeiden, und eine bessere Wellentrennung für Mehrkanalfilter zu erreichen.

Description

Dielektrische Resonatorkonfiguration für Mikrowellen-Mehrpol
Bandpaßfilter
Gemischte elektromagnetische Wellen (HEM-Wellen) weisen bezüglich der Rotationsachse (z-Achse) in einem zylindrischen dielektrischen Resonator, der innerhalb eines metallischen Abschirmungshohlraumes angeordnet ist, eine Degeneration auf, das heißt, zwei Wellen mit identischer natürlicher Resonanzfrequenz. Die HEM-Welle mit der niedrigsten Resonanzfrequenz ist die HEM δ-Welle . Mit Hilfe einer Kopplungsschraube, die in die Abschirmung eingeschoben wird, ist es möglich, die Energie zwischen den zwei HEMuδ- ellen zu koppeln, und zu bewirken, daß sich die Energie im Resonator in ein Paar orthogonaler Wellen aufspaltet. Eine solche Kopplung gestattet die Verwirklichung eines zweipoligen Filters mit nur einem Resonator. In konventionellen Resonatorkonfigurationen, bei denen beispielsweise ein zylindrischer dielektrischer Resonator auf einer Bodenplatte angeordnet wird, weist die HEMnδ-Welle einen niedrigen Leerlaufqualitätsfaktor (Q0-Faktor) auf. Darüberhinaus ist es schwierig, eine genügend starke Kopplung zwischen der HEMnδ-Welle und dem Koaxialkabel, das zu einer Meßvorrichtung führt, zu erzielen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine dielektrische Resonatorkonfiguration zu schaffen, mit der es möglich ist, für eine HEMnδ-Welle einen hohen Leerlaufqualitätsfaktor und eine starke Abstimmung und Kopplung der HEMuδ-Welle zu erzielen.
Gelöst wird diese Aufgabe mit einer dielektrischen Resonatorkonfiguration, bei der der dielektrische Resonator von seinen Endplatten getrennt wird. Dies kann beispielsweise erreicht werden, indem der dielektrische Resonator mit zwei dielektrischen Abstandsstücken an seinen Endplatten befestigt wird. Mit dieser Resonatorkonfiguration kann für die HEMnδ-Welle ein sehr hoher Leerlauf-Qualitätsfaktor (Q0-Faktor) , eine starke Abstimmung der HEMnδ-Welle, eine starke Kopplung zwischen den zwei HEMnδ-Wellen uncl eine starke Kopplung zwischen der HEM δ-Welle und einem Koaxialkabel oder einer Antenne erzielt werden. Es kann damit auch eine negative und eine positive Kreuzkopplung zwischen den nicht benachbarten Wellen sowohl entlang der Richtung der z-Achse als auch in Richtung der xy-Ebene erzielt werden. Mit diesen Kreuzkopplungen ist es möglich, N = 2k (k = 2, 3, 4,...)- polige Bandpaßfilter mit quasi elliptischen Eigenschaften zu erzielen.
Der Aufbau und die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Resonatorkonfiguration wird nachfolgend an einem
Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnungsfiguren näher erläutert .
Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Seitenansicht einer erfindungsgemäßen Resonatorkonfiguration, wobei der dielektrische Resonator durch zwei dielektrische Abstandsstücke von seinen beiden Endplatten getrennt ist;
Fig. 2a die elektrische Feldverteilung in der Meridianebene φ = 0° für die HEMnδ-Welle;
Fig. 2b die magnetische Feldverteilung in der Meridianebene φ = 90° für die HEMnδ-Welle;
Fig. 3 eine schematische Ansicht der Kopplung einer HEMnδ- Welle mit einem Koaxialkabel und einem Wellenleiter;
Fig. 4a eine schematische Seitenansicht eines quasielliptischen Vierpolfilters mit zwei dielektrischen Resonatoren, die entlang der Hauptachse (z-Achse) angeordnet sind; Fig. 4b eine Aufsicht auf die gemeinsame Platte mit Öffnungsschlitzen, die für die Kopplung verwendet werden;
Fig. 4c eine Aufsicht auf den oberen Resonator, wobei eine Dual-mode-Abstimmvorrichtung, ein Dual-mode-Koppler und eine Eingangsantenne von der oberen Platte eingeführt werden;
Fig. 4d eine Aufsicht auf den unteren Resonator, wobei die Dual-mode-Abstimmvorrichtung, der Dual-mode-Koppler und eine Ausgangsantenne von der unteren Platte eingeführt werden;
Fig. 5 eine schematische Aufsicht auf ein quasi-elliptisches Vierpolfilter mit zwei dielektrischen Resonatoren, die in der xy-Ebene angeordnet sind;
Fig. 6 eine schematische Aufsicht auf ein quasi-elliptisches Achtpolfilter mit vier dielektrischen Resonatoren, die in der xy-Ebene angeordnet sind;
Fig. 7 eine schematisches Seitenansicht einer dielektrischen Resonatorstruktur, wobei der Kopf eines Abstimmelements innerhalb einer Öffnung, die in den dielektrischen Körper gebohrt wurde, angeordnet ist; und
Fig. 8 eine schematische Seitenansicht einer dielektrischen Resonatorstruktur mit einer Öffnung, die von den Abstandsstücken durch den Resonator im zentralen Teil um deren z-Achse gebohrt wurde.
Figur 1 zeigt eine Seitenansicht eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Resonatorkonfiguration. Dabei wird ein dielektrischer Resonator 3 von der oberen Endplatte 4 und der unteren Endplatte 5 eines metallischen Abschirmgehäuses durch zwei dielektrische Abstandsstücke 1 und 2 getrennt. Der dielektrische Resonator 3 besitzt eine 4k-fache (k = 1, 2,..) Rotationssymmetrie um seine z-Achse, beispielsweise mit horizontalen Querschnitten eines Kreises, eines Quadrates und dergleichen. Am Resonator können einige Modifikationen, wie beispielsweise das Bohren einer Öffnung in den Resonatorkörper vorgenommen werden. Dies wird durch die Bezeichnung einer quasi 4k-fachen Rotationssymmetrie berücksichtigt .
Die Form der Abstandsstücke 1 und 2, das heißt der Querschnitt in der xy-Ebene, ist flexibel. Es ist jedoch vorteilhaft, für das Abstandsstück die gleiche Form wie für den dielektrischen Resonator zu wählen. Am einfachsten können der Resonator und die Abstandsstücke aus einem Stück eines dielektrischen Materials hergestellt werden. Die Form der Gehäusewand 6 ist ebenfalls flexibel. Normalerweise kann man runde Wände oder quadratische Wände oder eine Kombination aus einer runden Wand und einer quadratischen Wand verwenden.
Fig. 2a zeigt die elektrische Feldverteilung in der Meridianebene φ = 0° für die HEMnδ-Welle. Man erkennt aus dieser Feldverteilung, daß sich das stärkste elektrische
Feld, das durch dicke Pfeile angedeutet ist, im freien Raum zwischen dem dielektrischen Resonator und der oberen und der unteren Endplatte befindet. Dies bewirkt eine ausreichend starke Kopplung und Abstimmung durch die Verwendung von elektrischen Meßfühlern.
Fig. 2b zeigt die magnetische Feldverteilung in der Meridianebene φ = 90° für die HEMuδ-Welle. Bei dieser Feldverteilung befindet sich das stärkste magnetische Feld innerhalb des dielektrischen Resonators. Das Magnetfeld auf den beiden Endplatten ist relativ schwach. Diese Feldverteilung ergibt für die beiden Endplatten einen sehr niedrigen Verlust. Dies ergibt für das Resonatorgehäuse einen sehr guten Qualitätsfaktor. Dies steht im Gegensatz zu einer konventionellen Resonatorkonfiguration, bei der beispielsweise der dielektrische Resonator direkt auf der unteren Endplatte angeordnet ist. Hierbei befindet sich auf der unteren Endplatte nämlich ein starkes Magnetfeld, was bewirkt, daß die untere Endplatte einen starken Verlust verursacht .
Figur 3 ist eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Gestaltung, um die HEMnδ-Welle eines dielektrischen Resonators 11 mit einem Koaxialkabel 12 und einem Wellenleiter 13 zu koppeln. Für die Kopplung mit dem Koaxialkabel wird das Koaxialkabel von der Öffnung, die sich auf der Endplatte öffnet, durch eine Kopplungsantenne 14, die mit dem inneren Leiter des Koaxialkabels verbunden ist, gekoppelt. Für die Kopplung mit dem Wellenleiter wird die untere Endplatte 15 auf der Breitseite 16 des Wellenleiters angeordnet. Eine Öffnung 17 wird im Zentrum der Breitseite 16 vom Wellenleiter durch die untere Endplatte 15 geöffnet. Es wird eine Kopplungsantenne 18 verwendet, um den Resonator mit dem Wellenleiter zu koppeln. Ein dielektrischer Ring 19 wird verwendet, um eine Isolierung zwischen der Kopplungsantenne und der Wand des Wellenleiters auszubilden. Eine dielektrische Schraube 20 mit einer niedrigen Dielektrizitätskonstante und einem geringen Verlust wird mit der Antenne 18 verbunden. Sie kann von der Unterseite des Wellenleiters her eingestellt werden.
Für die Verwirklichung von Bandpaßfiltern mit quasi- elliptischen Eigenschaften sind positive und negative
Kreuzkopplungen zwischen nicht benachbarten Wellen notwendig. Die Kreuzkopplung kann durch die erfindungsgemäße Resonatorkonfiguration sowohl entlang der Richtung der z- Achse als auch in der xy-Ebene verwirklicht werden. Die negative oder positive Kreuzkopplung wird durch das Positionieren der Richtung der Wellenpolarisation in derselben oder der entgegengesetzten Richtung beim Koppeln erzielt. Dies wird durch eine passende Anordnung von Eingangs- und Ausgangsantennen und von Dual-mode-Kopplern erreicht. Nachfolgend werden einige Beispiele zur Gestaltung von Bandpaßfiltern mit quasi-elliptischer Antwort angegeben. Figur 4a ist eine schematische Seitenansicht eines quasielliptischen Vierpol-Bandpaßfilters, der zwei Resonatoren 21a und 21b verwendet, die entlang der Richtung der z-Achse angeordnet sind. Die Figuren 4b und 4c sind Aufsichten auf die oberen beziehungsweise unteren Resonatoren 21a beziehungsweise 21b. Eine Eingangsantenne 22a und eine Ausgangsantenne 22b werden mit den oberen beziehungsweise unteren Resonatoren gekoppelt. Dual-mode-Koppler 23a und 23b und Dual-mode-Abstimmvorrichtungen 24a und 24b werden von den oberen beziehungsweise unteren Platten für die oberen beziehungsweise unteren Resonatoren eingeführt. Figur 4d ist die Aufsicht auf die gemeinsame Platte mit den für die Kopplung vorgesehenen Schlitzen 25 und 26. Es können Abstimmelemente 27 und 28 verwendet werden, um die Kopplungskoeffizienten k23 und k14 einzustellen. Da die
Richtungen der Wellenpolarisation für die Welle 1 (Ml) und die Welle 4 (M4) dieselben sind, so ist k1 negativ.
Figur 5 ist die schematische Aufsicht auf einen quasi- elliptischen Vierpol-Bandpaßfilter mit zwei Resonatoren 31a und 31b, die in der xy-Ebene angeordnet sind. In dieser Anordnung ist die Wellenpolarisation in einer Richtung von 45° in Bezug auf die Mittellinie der gemeinsamen Seitenwand angeordnet, was es möglich macht, eine Kreuzkopplung zu erzielen. Die negative Kreuzkopplung k14 wird durch die in Figur 5 gezeigte Anordnung der Eingangsantenne 32a und der Ausgangsantenne 32b und der Dual-mode-Koppler 33a und 33b erzielt.
Figur 6 ist die schematische Aufsicht auf einen quasielliptischen Achtpol-Bandpaßfilter mit vier Resonatoren, die in der xy-Ebene angeordnet sind. Drei Kreuzkopplungen (k36, k27 und k18) werden bei dieser Gestaltung eingeführt. Bei diesen Kreuzkopplungen sind k36 und k2τ negativ und k18 ist positiv.
In einem Gas niedrigen Druckes kann beim Anlegen eines hochfrequenten elektrischen Feldes eine selbsterhaltende Entladung auftreten, wenn das angelegte Feld stark genug ist, daß es Sekundarelektronen aussendet, und wenn die ausgesendeten Sekundarelektronen zwischen den aussendenden Elektroden m Resonanz mit dem angelegten Feld vor und zurück springen. Wenn der dielektrische Resonator für Anwendungen bei hoher Leistung im Vakuum oder einer Atmosphäre niedrigen Druckes verwendet werden soll, so müssen solche selbsterhaltenden Entladungen vermieden werden. Mit der erfmdungsgemaßen Resonatorkonfiguration kann eine solche selbsterhaltende Entladung leicht vermieden werden. Das
Prinzip ist in Figur 7 dargestellt. Dort wird der Kopf eines AbStimmelements oder einer Antenne 42, nachdem die Abstimmung durchgeführt wurde, in einer Öffnung 41, die m den dielektrischen Resonatorkorper gebohrt wurde, angeordnet. Das elektrische Feld innerhalb des dielektrischen Korpers ist viel geringer als das der beiden Enden des dielektrischen Resonators .
Ein anderer wichtiger Punkt bei der Anwendung von Filtern, ist, insbesondere für Mehrkanalfilter, die Wellentrennung. Es ist notwendig, alle unerwünschten Resonanzfrequenzen in allen
Kanalfiltern außerhalb des Betriebsfrequenzbandes zu halten.
Um dies zu erzielen, muß man gewohnlicherweise die unerwünschten Resonanzfrequenzen so weit wie möglich von der Arbeitsresonanzfrequenz weg schieben. Dies kann mit der erfmdungsgemaßen Resonatorkonfiguration ebenfalls erzielt werden.
Die benachbarten Wellen der HEMnδ-Welle in der erfmdungsgemaßen Resonatorkonfiguration sind die TE01δ-Welle auf der Seite der niedrigeren Frequenz und die HEM12δ~Welle auf der Seite der höheren Frequenz. Es wurde ermittelt, daß die Starken des elektrischen Feldes für die TE0ιδ-Welle HEMnδ -Welle und die HEM12δ-Welle im Zentrum des Resonators ziemlich verschieden sind. Das elektrische Feld ist für die TE01δ-Welle sehr schwach, nicht sehr stark für die HEMnδ- Welle und sehr stark für die HEM12δ-Welle im Zentrum des Resonators. Somit ändert das Entfernen eines Zylinderstopfens 51 aus dem Zentrum des Resonators und der Abstandsstücke, wie das in Figur 8 dargestellt ist, die Resonanzfrequenz dieser drei Wellen auf unterschiedliche Art. Die Resonanzfrequenz der TE01δ-Welle bleibt nahezu unverändert. Eventuell tritt ein sehr geringfügiger Anstieg auf. Bei der HEMnδ-Welle tritt dagegen ein mäßiger Anstieg auf. Und bei der HEM12δ_ Welle tritt ein großer Anstieg auf.

Claims

Patentansprüche
1. Dielektrische Resonatorkonfiguration für Mikrowellen- Mehrpol-Bandpaßfilter mit einem dielektrischen Resonator (3) in einem metallischen Abschirmgehäuse, das obere und untere Endplatten (4 und 5) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Resonator (3) von den Endplatten getrennt ist.
2. Dielektrische Resonatorkonfiguration nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Trennung des dielektrischen Resonators (3) von den Endplatten (4 und 5) durch dielektrische Abstandsstücke (1 und 2) erfolgt.
3. Dielektrische Resonatorkonfiguration nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dielektrischen Abstandsstücke (1 und 2) eine dielek- frische Konstante aufweisen, die zwischen 1 und dem Wert der dielektrischen Konstante des dielektrischen Resonators liegt.
4. Dielektrische Resonatorkonfiguration nach Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der dielektrische Resonator (3) und die dielektrischen Abstandsstücke (1 und 2) aus einem Stück eines dielektrischen Materials hergestellt sind.
5. Dielektrische Resonatorkonfiguration für Mikrowellen- Mehrpol-Bandpaßfilter mit einem dielektrischen Resonator (3) in einem metallischen Abschirmgehäuse, das obere und untere Endplatten (4 und 5) aufweist, für eine strenge Abstimmung einer Dualmode, eine starke Kopplung zwischen einer Dualmode und einer Antenne (14), die mit einem Koaxialkabel (12) oder mit einem Wellenleiter (13) verbunden ist, oder eine starke Kopplung zwischen den zwei Moden, dadurch gekennzeichnet, daß eine Dualmode-Abstimmvorrichtung, die Antenne oder ein Dualmode-Koppler im offenen Raum zwischen dem dielektrischen Resonator und den Endplatten plaziert wird, dort wo ein starkes elektrische Feld existiert.
6. Dielektrische Resonatorkonfiguration für Mikrowellen- Mehrpol-Bandpaßfilter mit einem dielektrischen Resonator (3) in einem metallischen Abschirmgehäuse, das obere und untere Endplatten (4 und 5) aufweist für eine Kopplung zwischen dem dielektrischen Resonator (3) und einem Wellenleiter (13) , dadurch gekennzeichnet, daß das Gehäuse des dielektrischen Resonators mit seiner unteren Endplatte auf der Oberseite der Breitseite des Wellenleiters (13) plaziert und eine Kopplungsantenne (18) durch eine Öffnung (17) im Zentrum der Breitseite des Wellenleiters (13) durch die Endplatte verwendet wird.
7. Dielektrische Resonatorkonfiguration für Mikrowellen- Mehrpol-Bandpaßfilter mit zwei dielektrischen Resonatoren (21a und 21b) in einem metallischen Abschirmgehäuse für eine negative/positive Kreuzkopplung nicht benachbarter Wellen, dadurch gekennzeichnet, daß die Richtung der Wellenpolarisierung oder einer Teilkomponente der Wellenpolarisierung in derselben oder in der ent- gegengesetzten Richtung bei der Kopplung durch eine passende Positionierung einer Eingangsantenne (22a) und einer Ausgangsantenne (22b) und einer Doppelwellenabsti mvorrichtung (24a, 24b) erzielt wird.
8. Dielektrische Resonatorkonfiguration für Mikrowellen- Mehrpol-Bandpaßfilter mit einem dielektrischen Resonator (3) in einem metallischen Abschirmgehäuse, das obere und untere Endplatten (4 und 5) aufweist, für eine negative/positive Kreuzkopplung zwischen dem dielektrischen Resonator (3) und einem Wellenleiter (13) in Richtung der Hauptachse (z-Achse) des Resonators und des Wellenleiters, dadurch gekennzeichnet, daß das Gehäuse m einer gemeinsamen Grundplatte des dielektrischen Resonators (3) und des Wellenleiters (13) Schlitze (25, 26) m Richtung der Wellenpolaπsation aufweist.
9. Dielektrische Resonatorkonfiguration für Mikrowellen-
Mehrpol-Bandpaßfllter mit einem dielektrischen Resonator (3) m einem parallelen Plattenkondensator und einem metallischen Abschirmgehause, das obere und untere Endplatten (4 und 5) aufweist für die Verwendung Filtern hoher Leistung m ei- ner Umgebung mit Vakuum oder niedrigem Druck, dadurch gekennzeichnet, daß em Kopf oder eine Oberflache eines AbStimmelements oder einer Antenne (42) innerhalb des Resonators angeordnet oder durch Offnungen (41), die im den Korper des dielektrischen Resonators (3) ausgebildet sind, eingeschoben wird.
10. Dielektrische Resonatorkonfiguration nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für die Trennung von HEMnδ Doppelwellen von benachbarten Wellen em Teil des dielektrischen Materials um die Hauptachse (z-Achse) des Resonators und der Abstandsstucke entfernt wird.
11. Dielektrische Resonatorkonfiguration nach einem der vor- hergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie Verwendung findet bei der Verwirklichung von Mikro- wellen-Mehrpol-Bandpaßflltern mit quasi elliptischen Eigenschaften auf der Basis von HE nδ Doppelwellen.
PCT/DE2000/001936 1999-06-18 2000-06-13 Dielektrische resonatorkonfiguration für mikrowellen-mehrpolbandpassfilter WO2000079640A1 (de)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP00949093A EP1190466A1 (de) 1999-06-18 2000-06-13 Dielektrische resonatorkonfiguration für mikrowellen-mehrpolbandpassfilter
CA002375879A CA2375879A1 (en) 1999-06-18 2000-06-13 Dielectric resonator configuration for microwave-multipole bandpass filters
JP2001505102A JP2003502974A (ja) 1999-06-18 2000-06-13 マイクロ波多極帯域パスフィルタ誘電共振子配置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19927798.2 1999-06-18
DE1999127798 DE19927798A1 (de) 1999-06-18 1999-06-18 Dieelektrische Resonatorkonfiguration für Mikrowellen-Mehrpol-Bandpaßfilter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2000079640A1 true WO2000079640A1 (de) 2000-12-28

Family

ID=7911651

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2000/001936 WO2000079640A1 (de) 1999-06-18 2000-06-13 Dielektrische resonatorkonfiguration für mikrowellen-mehrpolbandpassfilter

Country Status (5)

Country Link
EP (1) EP1190466A1 (de)
JP (1) JP2003502974A (de)
CA (1) CA2375879A1 (de)
DE (1) DE19927798A1 (de)
WO (1) WO2000079640A1 (de)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0064799A1 (de) * 1981-05-11 1982-11-17 FORD AEROSPACE & COMMUNICATIONS CORPORATION Miniaturisiertes Zweifachmodus-Resonator-Filter dessen Hohlräume dielektrische Elemente enthalten
JPS62183604A (ja) * 1986-02-07 1987-08-12 Mitsubishi Electric Corp 分波器
EP0399770A1 (de) * 1989-05-22 1990-11-28 Nihon Dengyo Kosaku Co. Ltd. Vorrichtung mit dielektrischem Resonator
US5191304A (en) * 1990-03-02 1993-03-02 Orion Industries, Inc. Bandstop filter having symmetrically altered or compensated quarter wavelength transmission line sections
US5200721A (en) * 1991-08-02 1993-04-06 Com Dev Ltd. Dual-mode filters using dielectric resonators with apertures
JPH08288717A (ja) * 1995-04-18 1996-11-01 Murata Mfg Co Ltd 誘電体共振器
WO1999012225A1 (fr) * 1997-09-04 1999-03-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dispositif à résonance diélectrique multimode, filtre diélectrique, filtre diélectrique composite, synthétiseur, distributeur et appareil de communication

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4241027C2 (de) * 1992-12-05 1997-03-20 Bosch Gmbh Robert Abstimmbarer dielektrischer Resonator
DE4316334A1 (de) * 1993-05-15 1994-11-17 Forschungsgesellschaft Fuer In Dielektrischer Resonator
DE19617698C1 (de) * 1996-05-03 1997-10-16 Forschungszentrum Juelich Gmbh Dual-mode-Zweipolfilter

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0064799A1 (de) * 1981-05-11 1982-11-17 FORD AEROSPACE & COMMUNICATIONS CORPORATION Miniaturisiertes Zweifachmodus-Resonator-Filter dessen Hohlräume dielektrische Elemente enthalten
JPS62183604A (ja) * 1986-02-07 1987-08-12 Mitsubishi Electric Corp 分波器
EP0399770A1 (de) * 1989-05-22 1990-11-28 Nihon Dengyo Kosaku Co. Ltd. Vorrichtung mit dielektrischem Resonator
US5191304A (en) * 1990-03-02 1993-03-02 Orion Industries, Inc. Bandstop filter having symmetrically altered or compensated quarter wavelength transmission line sections
US5200721A (en) * 1991-08-02 1993-04-06 Com Dev Ltd. Dual-mode filters using dielectric resonators with apertures
JPH08288717A (ja) * 1995-04-18 1996-11-01 Murata Mfg Co Ltd 誘電体共振器
WO1999012225A1 (fr) * 1997-09-04 1999-03-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dispositif à résonance diélectrique multimode, filtre diélectrique, filtre diélectrique composite, synthétiseur, distributeur et appareil de communication
EP1014474A1 (de) * 1997-09-04 2000-06-28 Murata Manufacturing Co., Ltd. Multimodale dielektrische resonanzvorrichtung, dielktrisches filter, synthesierer, verteiler und kommunikationsgerät

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KAPILEVICH B Y ET AL: "A COMPACT MICROWAVE FILTER BASED ON A THREE-MODE CUTOFF WAVEGUIDE-DIELECTRIC CAVITY", TELECOMMUNICATIONS AND RADIO ENGINEERING,US,BEGELL HOUSE, INC., NEW YORK, NY, vol. 41/42, no. 9, 1 September 1987 (1987-09-01), pages 97 - 100, XP000027726, ISSN: 0040-2508 *
M MIZUMURA ET AL: "DIELECTRIC RESONATOR BANDPASS FILTERS FOR MICROWAVE COMMUNICATION SYSTEMS", NEC RESEARCH AND DEVELOPMENT,NIPPON ELECTRIC LTD. TOKYO,JP, no. 82, July 1986 (1986-07-01), pages 96 - 103, XP002113668, ISSN: 0547-051X *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 12, no. 26 (E - 577) 26 January 1988 (1988-01-26) *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 1997, no. 3 31 March 1997 (1997-03-31) *

Also Published As

Publication number Publication date
JP2003502974A (ja) 2003-01-21
EP1190466A1 (de) 2002-03-27
DE19927798A1 (de) 2001-01-04
CA2375879A1 (en) 2000-12-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE3688375T2 (de) Dreifachmodus mit dielektrischen resonatoren belastete bandpassfilter.
DE69121352T2 (de) Vorrichtung zur Speisung eines Strahlungselementes für zwei orthogonale Polarisationen
DE60102099T2 (de) Dielektrisches Resonatorfilter
DE3801251A1 (de) Dielektrischer resonator
DE2538614A1 (de) Dielektrischer resonator
DE3852650T2 (de) Mikrowellenmultiplexer mit mehrmodenfilter.
DE3115388A1 (de) Antenne mit duenner struktur
DE69816324T2 (de) Verbundfilter
DE10008018A1 (de) Dielektrischer Resonator, Induktor, Kondensator, Dielektrisches Filter, Oszillator und Kommunikationsvorrichtung
EP0255068A1 (de) In der Art vom Kammleitungs- bzw. Interdigitalleitungsfiltern ausgebildetes Filter für kurze elektromagnetische Wellen
DE4107552C2 (de) Elektronenstrahlröhren-Anordnung
DE2654283C2 (de) Filter für sehr kurze elektromagnetische Wellen
DE69732201T2 (de) Dielektrischer Resonator im TM-Modus und dielektrisches Filter im TM-Modus und Duplexer mit dem Resonator
DE69121549T2 (de) Bandpassfilter
CH617039A5 (de)
DE68917373T2 (de) Magnetisch abstimmbares Bandpassfilter.
DE69829327T2 (de) Dielektrisches Filter, Sende/Empfangsweiche, und Kommunikationsgerät
DE10065510C2 (de) Resonator, Filter und Duplexer
DE10214895A1 (de) Resonatorbauelement, Filter, Duplexer und Kommunikationsvorrichtung, die dieselben verwendet
DE60038079T2 (de) Dielektrische Resonanzvorrichtung, dielektrisches Filter, zusammengestellte dielektrische Filtervorrichtung, dielektrischer Duplexer und Kommunikationsgerät
EP2749151B1 (de) Hf-resonator und teilchenbeschleuniger mit diesem hf-resonator
EP2742781B1 (de) Hf-resonator und teilchenbeschleuniger mit hf-resonator
DE2653856C2 (de) Filter für sehr kurze elektromagnetische Wellen
DE2657649C2 (de) Filter für sehr kurze elektromagnetische Wellen
DE69816496T2 (de) Kreuzung für dielektrische Leitungen

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): CA JP US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2375879

Country of ref document: CA

Kind code of ref document: A

Country of ref document: CA

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2000949093

Country of ref document: EP

Ref document number: 10009736

Country of ref document: US

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2001 505102

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2000949093

Country of ref document: EP

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 2000949093

Country of ref document: EP