CH617039A5 - - Google Patents

Description

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Resonator mit Schaumstoff füllen u.a.m.

für elektromagnetische Schwingungen zu schaffen, welcher Anhand der in Fig. 1A dargestellten Grundform des Reso-

auch bei kleinem Volumen einen hohen Gütewert aufweist. Die nators sind verschiedene Abarten und Weiterbildungen mög-

Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbe- 30 lich x/4-Resonatoren weisen allerdings wegen der Verluste in griffs gemäss dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 der Bodenfläche erheblich geringere Eigengüten auf. Eine gün-

gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen stige Weiterbildung erhält man z. B. bei der Zusammenschal-

Patentansprüchen beschrieben. tung von zwei X/2-Resonatoren zu einer kreisförmigen Ringlei-

Im einfachsten Fall können der elektromagnetische Schirm tung. Auf die einzelnen Bauformen wird später (vgl. unten:

aus einem kreisförmigen Metallrohr und der dielektrische 35 Technischer Fortschritt) im Zusammenhang mit der Anwen-

Hohlzylinder vorwiegend aus Luft bestehen. Ferner ist die im dung in Filterschaltungen noch näher eingetreten, wo auch die dielektrischen Draht angeregte Eom-Weile vorzugsweise die Erläuterungen zu den Fig. 1B und 1C enthalten sind. Ei-Welle(TMi-Mode). Der Resonator eignet sich vorzugsweise für Festfrequenz-

Die Erfindung sei nunmehr anhand der Figuren und einiger betrieb. Innerhalb gewisser Grenzen ist aber auch eine Nach-

mathematiseher Darlegungen näher erläutert. 40 Stimmung möglich, z. B. mittels kapazitiv und/oder induktiv wir-

In Fig. 1A ist ein bevorzugter Aufbau des erfindungsgemäs- kender Stempel.

sen Resonators in der Längs- und Queransicht dargestellt. Der Bei dem erfindungsgemäss zwischen dielektrischem Draht drahtförmige dielektrische Leiter 1 mit den Materialkonstan- und Rohrwand erzwungenen Feldverlauf nach Potenzfunktio-

ten |ii (Permeabilität) und £1 (Dielektrizitätskonstante) und dem nen ist ohne Rohr eine Schwingungsanfachung nicht möglich.

Durchmesser Di ist konzentrisch in einem kreiszylindrischen 45 Auch ohne dielektrischen Draht ist eine Resonanz nicht mög-

Metallrohr 3 mit dem Innendurchmesser D2 angeordnet. Das nch, solange der Rohrdurchmesser unterhalb des Grenzdurch-

Medium im Zwischenraum 2 - z. B. Luft - habe (im Mittel) die messers gehalten wird. Beide Bauteile sind für die Funktionsfä-

Materialkonstanten n.2, £2, wobei voraussetzungsgemäss mög- higkeit des Resonanzsystems unerlässlich. Der dielektrische liehst \ii £2 < }Xi £1 sein soll. Der Durchmesser Di und die Länge 1 Draht bewirkt die Formierung der Feldkomponenten, so dass des dielektrischen Drahtes 1 sind so gewählt (vgl. unten: Theo- so speziell bei der Eoi-Welle an der Drahtoberfläche keine Längs-

retische Ergebnisse), dass bei der jeweiligen Resonanzfrequenz komponenten auftreten. Das Rohr hingegen sichert die Exi-

im Aussenraum 2 zumindest angenähert eine stehende TEM- stenz der TEM-Welle im dielektrischen Hohlzylinder. Der

Welle auftritt. jeweilige Feldverlauf gleicht im dielektrischen Draht nur in

Fig. 2 zeigt ein Momentbild des Feldverlaufes, welcher sich radialer Richtung dem in einem dielektrischen Resonator, in bei Anregung der Ei-Welle im dielektrischen Draht gemäss der 55 der Längsrichtung sowie im Aussenraum dagegen demjenigen

Erfindung einstellt. Wegen ^2 £2 < ui £1 wird die jeweilige Feld- eines koaxialen V2-Resonators. Das Resonanzsystem bildet struktur in radialer Richtung von der Leiterachse her aufge- weder einen Hohlraumresonator noch einen echten dielektri-

baut. Durch entsprechende Wahl des Drahtdurchmessers Di schen Resonator, dher das Kennwort der Anordnung: Quasi-

im Vergleich zu den Materialkonstanten ni, ei und jj.2, e2 sowie dielektrischer Resonator, im folgenden kurz auch QD-Resona-

der jeweiligen Betriebsfrequenz lässt sich daher stets ein Feld- 60 tor genannt.

verlauf erzwingen, bei dem für E-Wellen die Längskomponente Das günstige Verhalten des Resonators tritt erst oberhalb des elektrischen Feldes an der Oberfläche des dielektrischen ejner bestimmten Grenzfrequenz auf, welche vom gewählten

Drahtes verschwindet. Das elektromagnetische Feld im dielek- Rohrdurchmesser D2 und der DK des dielektrischen Drahtes trischen Hohlzylinder 2, d. h. im Räume zwischen dem dielektri- abhängt. Im hier nicht interessierenden Grenzfall (Di = D2) ent-

schen Draht 1 und dem Metallrohr 3 (vgl. Fig. 1A), gleicht dann es spricht die Anordnung exakt einem eindimensional offenen di-

exakt demjenigen zwischen Innen- und Aussenleiter einer Ko- elektrischen Resonator. Das Resonanzsystem lässt sich bis ins axialleitung (TEM-Welle). Die Phasengeschwindigkeit der sich Frequenzgebiet der mm-Wellen hinauf verwenden. Die kon-

nach beiden Richtungen ausbreitenden elektromagnetischen krete Anwendung ist in erster Linie eine Frage der verfügbaren

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Dielektrika zur Herstellung des dielektrischen Drahtes. Bei Die Einführung von Gl. (4) in (1) führt wiederum auf y = 0

sehr hohen Frequenzen genügen schon Stoffe mit relativ nied- und daher nach der Eigenwertgleichung zu rigen Dielektrizitätskonstanten, während im Mikrowellenbe-

reich bis zu den dm-Wellen hinab solche mit höheren bis sehr Jn(x) = 0 oder x = unm (5)

hohen DK-Werten erforderlich sind. 5

für HEnm-Wellen (unm = m-te Wurzel der Besseischen Funktion Theoretische Ergebnisse n-tert Ordnung). Im Spezialfall n = 0 ist

Die grossen Vorteile des vorgeschlagenen Resonators zeigen sich insbesondere im Aufbau der Gütewertformel sowie im J0(x) = 0 oder x = uom (= 2,4048 für m = 1 ) (6) Verhalten gegenüber den bekannten Resonatorarten (Stri- 10 für Eom-Wellen. Mit dem obigen Wertepaar x, y = unm, 0 lässt pline-, Koaxial-, Hohlraum-Resonator). Die nachstehenden sich nach den Gleichungen (3) und (4) auch sofort der jeweils Darlegungen gelten für streng kreisförmige Leiterquerschnitte, erforderliche Drahtdurchmesser Di für die speziell interessie-Die Ergebnisse lassen sich jedoch unter bestimmten Bedingun- renden HEnm-Wellen angeben. Nach kleiner Umrechnung folgt gen auch auf Leiter mit anderen Querschnittsformen übertra- hierfür gen (vgl. unten: Technischer Fortschritt), z. B. rechteckig, ellip- is u tisch, Anordnungen mit plattenförmiger Abschirmung. _ nm A

1 ^ r .» (7)

a) Allgemeine Zusammenhänge "V/^rl <fri ~ A1 ? / o

Der vorliegende Resonator ist eine Weiterbildung des den ' Yd Yd.

Gegenstand der früheren DE-OS 2 711 665 bildenden «Wellen- 20

leiters zur Übertragung elektromagnetischer Energie», auch worin ~k die Betriebswellenlänge im freien Raum und ur, er nun-

«Quasidielektrischer Wellenleiter» genannt. Die dort für ein mehr die relativen Stoffkonstanten bedeuten.

Leitungssystem mit zweifach geschichtetem Dielektrikum Bezüglich Dämpfung und Gütewert ergibt, wie beim früher genannten Zusammenhänge unter den einzelnen Parametern vorgeschlagenen Wellenleiter dargelegt, nur der Fall n = 0 der sind deshalb auch hier massgebend. Sie werden im folgenden 25 HEnm-Wellen (vorzugsweise die Ei-Welle) sinnvolle Werte. Die lediglich soweit erwähnt, als dies zur Beschreibung der Resona- Zusammenhänge für die EHnni-Wellen einschliesslich der Hom-

tor-Eigenschaften erforderlich ist. Wellen sind deshalb hier weggelassen.

Die jeweilige Phasenkonstante ß der sich in einem Leitungssystem mit geschichtetem Dielektrikum ausbreitenden Hybrid- b) Resonanzfrequenz modi (HEnm-Wellen, EHnm-Wellen) ergibt sich aus den Lösun- 30 Angenommen sei der praktisch interessanteste Fall, näm-

gen der sog. Eigenwertgleichung der betreffenden Anordnung. lieh ein offener X/2-Resonator (gemäss Fig. 1A), angeregt auf

Im vorliegenden Fall sind dies Funktionen der Materialkon- der Ei-Welle (m = 1). Bei gegebener Resonanzwellenlänge Ào stanten des dielektrischen Drahtes (m, £0 und des dielektri- im freien Raum und gegebenen Materialkonstanten folgt daher sehen Hohlzylinders (1x2,82), des Durchmesserverhältnisses a = aus Gl. (7) mit unm = ui = 2,40482 für den jeweiligen Drahtdurch-

R2/R1 = D2/D1 und des Wertepaares x, y gemäss den Beziehun- 35 messer gen U 1

■n - 01 Ao x2 = (co2n,iEi-ß2)Ri2,y2=(co2ii2e2-ß2)Ri2, (1) 1 ~ —- (8)

worin f = (û/271 die jeweilige Betriebsfrequenz bedeutet. Aus 40 *Yl ~ P-Y2 *y2

den Gleichungen (1), nach ra und ß separiert, folgt explizit und aus Fl. (4) mit ßl = 7t für die erforderliche Drahtlänge x2—y2=co2(n,iei —|X2S2)Ri2 (2) ^

6 =

und 45 /~ I ' " (9)

ß -

W

y2 ùy2

2

~ y yu1 In Gl. (9) sind der Einfachheit halber allfällige Randeffekte

,( 3 ) weggelassen. Der Fehler dürfte aber, wie beim konventionellen

<f 1 ~ f^2 ^ 2 50 A./2-Resonator, höchstens 10% betragen. Der Durchmesser des

Resonanzelementes verhält sich somit zu seiner Länge wie wobei voraussetzungsgemäss (dielektrischer Draht im dielek-

trischen Hohlzylinder) n,i8i> 1x282 zu setzen ist. D 2um / yu c

Für die Berechnung der Resonatoreipenschaften «Tilt anph -*- VA / / r2 Cv2

Für die Berechnung der Resonatoreigenschaften gilt auch = 1 • — , .

hier wie beim bisher vorgeschlagenen Wellenleiter, der relativ 55 £ Tf / /u / — u. / ^

einfache Sonderfall gemäss der Annahme, das Zusammenwir- » / rl rl /"r2 ^ r2

ken der einzelnen Grössen sei bei der jeweiligen Betriebsfre- XI , . , .... . . ^ „

quenz gerade so, dass die Phasenkonstante den Wert (2uoi/ n — 1,531). Im praktisch speziell interessierenden Fall fir2 —

!xrl = 1, er2 = 1 und eri = er ist also

ß = 2 w" _ ^01 ^

aufweist ß hängt dann nur noch von der Kreisfrequenz to und den Materialkonstanten ju, £2 des dielektrischen Hohlzylin- 65 ders ab. Ist insbesondere (x2 = jxo, £2 = £o, so entspricht die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen q 0 exakt der Lichtgeschwindigkeit im freien Raum.

Dl = Tr '

und e = ^ . (i2)

5

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Für die Bemessung des Resonanzelementes sind somit zwei Bedingungen einzuhalten. Gl. (11) liefert einen derartigen Drahtdurchmesserwert, dass im Raum ausserhalb des dielektrischen Drahtes eine stehende TEM-Welle auftritt, und Gl. (12) die entsprechende Resonanzlänge.

Zusätzlich ist darauf zu achten, dass das den Resonator umschliessende Gehäuse keine Störresonanzen erzeugt. Dieser Fall lässt sich von vornherein ausschliessen, wenn man den Rohrdurchmesser D2 höchstens so gross wählt, dass dieser für die Ei-Welle (ohne Resonanzelement) stets unterhalb des Grenzdurchmessers liegt. Es gilt also die Bedingungsgleichung d2^

01

1 o

V/*r2 £v2

oder zusammen mit Gl. (9) wegen 2uoi = 1,531 • 71: D2^ 1,5-1,

(13)

(14)

welche Forderung sich praktisch immer einhalten lässt. Das Schirmrohr kann dann stirnseitig auch offen gelassen werden, ohne dass Energie abgestrahlt wird.

c) Eigengüte

Im Falle y = 0 verlaufen die Feldkomponenten nur noch im dielektrischen Draht nach Besseischen Funktionen, ausserhalb des Drahtes sind es reine Potenzfunktionen. Bei den HEnm-Wellen sind zudem im Räume ausserhalb des Drahtes keine Längskomponenten mehr vorhanden. Folglich lassen sich die im Resonator gespeicherte Energie sowie die galvanischen und dielektrischen Verluste und damit die Eigengüte explizit exakt berechnen. Für die HEnm-Wellen erhält man hierfür unter der Annahme, dass der Stoff zwischen dielektrischem Draht und Metallrohr verlustfrei ist (wobei angenommen sei, dass die Feldverteilung beim verlustbehafteten Resonator mit grosser Näherung dieselbe ist wie im verlustfreien Fall) und bei Vernachlässigung der Endverluste die allgemeine Formel

Q

— + 4^tanh2 (n•In a) + tanh (n-ln a)

P? *2 n

, (15)

y = 0

p.-1 £-1 o

— + 7—tanh (n*ln a)

P~2 2

tan

S

^2

R2 cosh2 (n-ln a)

worin S den Verlustwinkel des dielektrischen Drahtes, )xL die Permeabilität des Schirmrohres und

2 TT

cm

30cv./MrL

(16)

das Eindringmass des elektromagnetischen Feldes in die Rohrwand bezeichnen ( a = elektrische Leitfähigkeit in S/cm). Gleichung (15) ist so geschrieben, wie sich die einzelnen Terme unmittelbar aus der Rechnung ergeben, so dass man den Einfluss der verschiedenen Grössen auf den Gütefaktor sofort erkennen kann.

Im praktisch speziell interessierenden Fall, nämlich für (irL = ji,r2 = (iri = 1 und er2 = 1, eri = sr folgt aus Gl. (15)

o o

1 + <5 r tanh (n*ln a) + — tanh (n-ln a)

(17)

y=o

1 + C ^tanh (n*In a)

• tan £

$0

1

R

2 cosh (n-ln a)

(gültig für HEnm-Wellen, n = 0,1,2,3...), wobei nach Gl. (7) bei Die Eigengüte entspricht dem Stoff-Gütewert des dielektri-gegebenem Rohrdurchmesser D2 nunmehr sehen Drahtes und zwar weitgehend unabhängig von den Grossi , 5o sener, n und a. Ist dagegen n = 0 (Hauptmode), so folgt aus(l 7)

a = u^~ * ~ 1 (l8) n-n — 1+2-In a nm y Qj - Q — —— • (21)

das jeweilige Durchmesserverhältnis a = D2/D1 bedeutet. Dabei / , r •vO

ist zu beachten, dass stets a^ 1 sein muss. ermuss also für jede 55 |y_0 tono + ^

Unm-Wurzel einen bestimmten Mindestwert aufweisen. Die I n = 0 2

Bedingung hierfür folgt aus Gl. (18) für a = 1 zu

U 0 \ - In diesem Fall nimmt die Eigengüte mit wachsendem er

£ 'S: 1 + ( nm) • ( ) « (19) ständig zu, und zwar proportional mit Ina, wobei a durch Gl.

cr -ir d2 so (18) für n = 0 gegeben ist. Theoretisch kann man also mit sehr hohen er-Werten die Eigengüte Unendlich erzielen, und zwar Gleichung (17) zeigt nun ein sehr interessantes Verhalten. Für unabhängig von den galvanischen und dielektrischen Verlu-n> 1 folgt zunächst sten. Der Grund für dieses Verhalten liegt, wie die Rechnung zeigt, darin, dass die Energie für n^l vorwiegend im dielektri-q Cot S 65 sc^en Draht, für n = 0 dagegen mehrheitlich ausserhalb des di-

^ " elektrischen Drahtes gespeichert wird. Die Feldkomponenten y _ q (20) und damit die Energiedichte können dabei (für n = 0) an der

Aussenseite der Drahtoberfläche mit abnehmendem Draht-

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durchmesser sehr hohe Werte annehmen, so dass die Energie-speicherung vorwiegend nur noch dort erfolgt. Dies erklärt auch die Tatsache, dass mit wachsendem Verhältnis a = D2/D1 der Einfluss der galvanischen und dielektrischen Verluste in gleichem Mass vermindert wird. 5

In Fig. 3 ist an einem Beispiel das Verhalten der Eigengüte, berechnet nach Gleichung (17), als Funktion der Dielektrizitätskonstante er für n = 0,1,2,4,8 und m = 1 dargestellt. Annahmen: fo = 10 GHz resp. Xo = 3 cm, Innendurchmesser des Schirmrohres D2 = 10 mm, ferner tanô = 2-IO-4, a = 60-104 S/cm.10 Während für n^l die Eigengüte sehr bald dem Gütewert cotS = 5000 des dielektrischen Drahtes zustrebt, nimmt sie für n = 0 ständig zu. Schon bei relativ geringen er-Werten ergeben sich beachtliche Unterschiede. Für er = 100 z. B. ist bereits Qo = 12 000, wobei hier a = 4,33 ist, d. h. der Durchmesser des dielek- 15 trischen Drahtes noch 2,31 mm beträgt bei einer Länge (nach Gl. [12]) von 1 = 15 mm.

Von allen möglichen Wellentypen sind die Eom-Wellen die einzigen, bei denen die Eigengüte mit wachsender Dielektrizitätskonstante des dielektrischen Drahtes ständig zunimmt. Der 20 günstigste Fall ergibt sich dabei für m = 1 (erste Wurzel von Jo(x) = 0,x = uoi = 2,4048), da dann nach Gl. (7) der erforderliche Drahtdurchmesser Di den kleinsten Wert annimmt bzw. nach Gl. (18) das Verhältnis a = D2/D1 bei gegebenen Grössen D2/À0 und er den höchsten Betrag aufweist. 25

Wie Gleichung (15) für n = 0 nach Einsetzen der Grössen So und a aus den Gleichungen (16) und (18) zeigt, wird Qo um so grösser, je grösser er, D2 und fo sind. Die Veränderung von Qo ist durchweg monoton und einsinnig. Es existieren hier keine extremen Optimierungsbedingungen, wie dies z. B. bei der Dämpfungskonstante des entsprechenden Wellenleiters der Fall ist.

Wie Gl. (15) hinsichtlich des Einflusses der übrigen Stoffkonstanten für n = 0 zeigt, könnte man die Eigengüte zusätzlich noch dadurch vergrössern, dass man |ir2 > 1 macht, d. h. den Raum zwischen dielektrischem Draht und Schirmrohr z. B. mit einem Ferrit ausfüllt. Nun haben aber solche permeablen Stoffe auch eine relative DK>1 und zudem sind sie noch mit einem Verlustwinkel behaftet, so dass hierdurch die Eigengüte eher kleiner als grösser würde. Der Fall p.rl > 1 wie auch ein Rohrleiter aus einem permeablen Stoff (nrL>l) hätten ebenfalls eine geringere Eigengüte zur Folge. Ferner soll das Verhältnis 81/82, in Gleichung (15) für n = 0 nur noch in a = D2/D1 enthalten (vgl. Gl. (18), möglichst gross sein. Die obige Annahme |i.rL=Hr2 = Uri = 1 und er2 = 1 liefert deshalb bezüglich Einfluss dieser Stoffkonstanten auf die Eigengüte des Resonators die günstigsten Verhältnisse.

Bei Annahme eines Verlustwinkels 82 im dielektrischen 'Hohlzylinder erhält der Nenner in Gl. (21) die Form

N = tan ( cT^ ) + 2tön ( cJ^) * a +

R.

(22)

Das günstige Verhalten von Qo gemäss GL (21) ist dann nicht mehr vorhanden. Mit wachsendem erj strebt Qo -► cot 82, weshalb die Verluste im dielektrischen Hohlzylinder möglichst

N = t-Qn ( ]_) +

è

R,

0 + 3^2.

klein gehalte werden sollten.

Im Falle des W4-langen QD-Resonators (1 = (2p-1) • Xo/4, p = 1,2,3...) tritt anstelle des Nenners in Gl. (21) der Ausdruck

(1+2 • In a).

(23)

Auch hier wird das günstige Verhalten von Q0 gemäss 40 Gl.(21) gestört. Mit wachsendem e strebt Q0 —■ 1/ 50. Die galvanischen Verluste in der Bodenplatte gehen allerdings desto weniger ein, je grösser die Länge I des Resonanzelementes gemacht werden kann. Das gleiche gilt auch für den an den Enden kurzgeschlossenen X/2-QD-Resonator. 45

Falls ein Resonator nur reine Leitungsverluste enthält, ist seine Eigengüte unabhängig von dessen Länge. Allfällige Endverluste verteilen sich in ihrer Wirkung stets auf die gesamte Resonatorlänge. Jene kommen deshalb umso weniger zur Geltung, je länger der Resonator ist. 50

Auch beim vorgeschlagenen, an den Enden offenen QD-Resonator können bei gewissen Durchmesserverhältnissen infolge Feldverzerrung merkliche Endverluste auftreten. Diese lassen sich aber leicht durch entsprechende Bombierung der Endflächen bzw. Abrundung der Endkanten auf ein belangloses 55 Mass vermindern. Sie entfallen ganz, falls der QD-Resonator zum Beispiel aus einer kreisförmigen Ringleitung besteht.

d) Vergleich mit Koaxialleitungsresonator

Das vorzügliche Verhalten des QD-Resonators geht schon 60 aus dem Beispiel gemäss Fig. 3 hervor. Die Vorteile zum Bei:

spiel gegenüber dem Stripline-Resonator, nämlich wesentlich höhere Eigengüte bei etwa gleichen Abmessungen, sind offensichtlich. Auch gegenüber dem dielektrischen Resonator lassen sich beachtlich bessere Gütefaktoren erzielen. Im Prinzip kön- 65 nen sogar die sehr hohen Gütewerte der Hohlraumresonatoren realisiert werden, wozu allerdings Stoffe mit verhältnismässig hohen 8r-Werten erforderlich sind. Die aussergewöhnlichen

Eigenschaften des QD-Resonators zeigen sich besonders im Vergleich zum Verhalten des konventionellen Koaxialleitungs-resonators.

Die Eigengüte des offenen W2-Koaxialresonators ist bei Annahme von gleichen Stoffkonstanten der Leiter und Luft als Zwischenmedium bestimmt durch

Q'

KA

In b 1 + b

D

à '

(24)

worin das Durchmesserverhältnis b = D/d ausser im Zähler auch im Nenner vorhanden ist. Das Maximum dieser Funktion liegt bei bopt = bo = 3,6. Damit gilt für den jeweils möglichen Höchstwert

KA = KA

\ax o

(25)

1 D

— — • T" •

bo ^

Die Grössen bo und D sind unabhängig von der jeweiligen Resonanzfrequenz. Der Vergleich von Gl. (25) mit (21) liefert nunmehr eine Bedingungsgleichung dafür, welchen Verlustwinkel der Stoff des dielektrischen Drahtes höchstens haben darf, damit die Eigengüte des QD-Resonators gleich oder höher als die des konventionellen W2-Koaxialresonators ist. Für X = h> und D = D2 folgt hierfür mit Gl. (25) nach einiger Umstellung tûn S —

3 + 2

ln (ïï}

bo j

/€- (»6)

7

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worin a = D2/D1 bei gegebenen Grössen D2/À0 und er durch GL (18) bestimmt ist (unm = uoi = 2,40482). Der jeweils höchst zulässige Wert wächst proportional mit In a. z. B. folgt für a = bo und Q^o = 2500 die Forderung: tan 5^12* 10-4. Nur ein sehr schlechter Verlustwinkel des dielektrischen Drahtes könnte die 5 gütemässige Konkurrenzfähigkeit des QD-Resonators mit dem konventionellen Koaxialresonator merklich beeinträchtigen.

Funktionsmässig verhält sich der QD-Resonator wie ein konventioneller Koaxialleitungsresonator, dessen Innenleiter unendlich gut leitend ist und dafür der Aussenleiter eine entsprechend geringere Leitfähigkeit aufweist. Ein offener X/2-Koaxialresonator, bei dem die Leitfähigkeit des Innenleiters cti = 00 angenommen ist, hat mit 0 gemäss Gl. (16) die Eigengüte

10

q:

KA o

27TD

30°^

In b.

(27)

worin b = D/d nunmehr beliebig sein kann und a, eine entsprechend modifizierte Leitfähigkeit des Aussenleiters bedeutet. Der Vergleich mit GL (21) ergibt mit X = Xo, D = D2 und 9 aus GL (16) bezüglich Zähler und Nenner die Identitäten

20

§♦

ITO-

In a = In b

(28)

25

%

o

30<>

- tön cT +

'D,

%

30CV *

(29)

30

und daraus den zugeordneten Durchmesser des Innenleiters zu y?

(e = 2,71828) und für die resultierende Leitfähigkeit

(30)

35

CN-

O'

r

[1 ♦ irD2yi||.w ]

(31)

40

Der Nenner in GL (31) ist unabhängig vom Verhältnis a = D2/D1. Die Verluste des dielektrischen Drahtes erscheinen in der Tat in Form zusätzlicher Verluste im Aussenleiter. Diese 45 Transformation bewirkt effektiv, dass gemäss GL (21) die Eigengüte lediglich im Zähler in Funktion von Ina beeinflusst wird (im Gegensatz zum konventionellen Koaxialleitungsresonator, vgl. GL [24]) und deshalb für sehr kleine Drahtdurchmesser (a —°o) beliebig hohe Werte annehmen kann. Der QD-Reso-50 nator entspricht formal exakt einem konventionellen, an den Enden offenen Koaxialleitungsresonator, dessen Innenleiter eine unendlich hohe Leitfähigkeit aufweist, also gewissermas-sen supraleitend ist.

55

Technischer Fortschritt

Während alle bekannten Resonatorarten für einen hohen Gütewert neben minimalsten dielektrischen Verlusten (tan8 = 0) ein grosses Bauvolumen erfordern, lässt sich beim vorgeschlagenen Resonator auch bei kleinem Volumen eine hohe Eigengüte erzielen. Durch den dielektrischen Draht wird mit zunehmender Dielektrizitätskonstante die Energiedichte in steigendem Mass auf die Umgebung der Drahtoberfläche konzentriert, wobei sich aber der Draht selbst vom umgebenden Feld immer mehr entkoppelt. Im Grenzfall einer sehr hohen Dielektrizitätskonstante erfolgt die Energiespeicherung praktisch nur noch im Zentrum des Schirmrohres längs der Oberfläche des fadenförmigen dielektrischen Leiters. Dabei lassen eo sich, wie im vorigen Abschnitt dargelegt, ausserordentlich hohe Gütewerte erzielen. Voraussetzung für dieses Phänomen ist, dass an der Drahtoberfläche vorwiegend nur ein elektrisches Radialfeld vorhanden ist. Dieses ist im dielektrischen Draht um den Faktor £1/82 schwächer als ausserhalb des Drahtes und entsprechend auch der im Draht gespeicherte Energie-anteil. Mit der Wahl des Drahtdurchmessers dermassen, dass im Grundmode (Eoi-Welle) im Räume zwischen Draht und Schirmrohr bei der jeweiligen Resonanzfrequenz eine stehende TEM-Welle auftritt, ist diese Bedingung zwangsläufig erfüllt. Bei allen anderen Feldstrukturen der HEnm-Wellen (n = 1,2,3...) und EH„m-Wellen (n = 0,1,2,3...) ist stets auch eine E <p-Komponente vorhanden. Diese ist aber nach den Übergangsbedingungen für Tangentialfelder an Grenzflächen im Drahtin-nern gleich gross wie die ausserhalb des Drahtes. Entsprechend hoch sind auch die Anteile der bei diesen Modi im Draht gespeicherten Energie und der damit verbundenen Verluste, so dass sich hier höchstens eine Eigengüte entsprechend dem Gütewert cot5 des dielektrischen Drahtes erzielen lässt. Die Eom-Wellen (speziell die Eoi-Welle) sind in der Tat die einzigen Typen, mit denen man bei kleinstem Volumen eine dermassen hohe Eigengüte erhalten kann.

Bei dem auf den Grundmode (Eoi-Welle) dimensionierten dielektrischen Draht ist in der näheren Umgebung nur diese Welle existenzfähig. Höhere Wellentypen sind erst bei entsprechend höheren Frequenzen möglich, beim erläuterten ^-QD-Resonator z. B. bezüglich radialer Richtung entsprechend u02 = 5,5201 bei f = 2,3-fo, bezüglich Längsrichtung bei f = 2-fo. Der wirkliche Wert dürfte dazwischen liegen. Die nächsthöhere Eigenresonanz liegt also hier mindestens über der doppelten Grundfrequenz, welcher Abstand, im Vergleich zu denen beim dielektrischen Resonator, wesentlich günstiger ist.

Dem vorgeschlagenen Resonator kommt grundsätzliche Bedeutung zu. Erstmalig wird ein Resonanzsystem für elektromagnetische Schwingungen aufgezeigt, welches den Grenzfall (für Er d. h. Di —• 0, D2 ¥= 0, jedoch beliebig klein) einer unendlich hohen Eigengüte bei verschwindendem Volumen der Energiespeicherung enthält, und zwar unabhängig von den jeweiligen galvanischen und dielektrischen Verlusten. Diese Eigenschaft ist möglich, weil der QD-Resonator, wie im vorigen Abschnitt dargelegt, formal exakt einem koaxialen Leitungsresonator entspricht, dessen Innenleiter eine unendlich hohe Leitfähigkeit aufweist. Praktisch wird man diesen Idealfall beliebig annähern können, sofern die hierzu erforderlichen Dielektrika verfügbar sind. Im höheren Frequenzgebiet kann man schon mit verhältnismässig tiefen Er-Werten beachtlich hohe Gütewerte erzielen, während im Mikrowellenbereich bis zu den dm-Wellen hinab höhere bis sehr hohe Dielektrizitätskonstanten erforderlich sind.

Wie an der kreisförmigen koaxialen Resonatorform dargelegt, werden die Abmessungen des dielektrischen Drahtes so gewählt, dass bei gegebener Dielektrizitätskonstante und Resonanzfrequenz sich im Räume zwischen Draht und Schirmwand zumindest angenähert eine stehende TEM-Welle einstellt. Diese Feldkomponenten sind, wie erwähnt, reine Potenzfunktionen, gehorchen also der zweidimensionalen Potentialgleichung und damit auch den Rechenregeln der konformen Abbildung. Man kann daraus folgern, dass die hier für den koaxialen Resonator erläuterten Ergebnisse zumindest angenähert auch tür Leiterformen gelten, die sich aus dem Feld zwischen zwei konzentrischen Kreisen durch konforme Abbildung herleiten lassen. Darunter fallen z. B. rechteckige und elliptische Querschnittsformen, dielektrischer Draht zwischen Metallplatten u.a.m. Für jede derartige Querschnittsform des QD-Resona-tors müssen, bei sinngemässer Anregung der Eoi-Welle, bezüglich Abmessungen und Resonanzfrequenz stets Verhältnisse existieren, bei denen die elektrischen Feldlinien auf der Drahtoberfläche überall senkrecht stehen. Andernfalls müssten sich

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bei der Rücktransformation der Leiterkonturen auf die Kreisform im Feldverlauf Widersprüche ergeben.

Der QD-Resonator lässt sich im Prinzip in all jenen Bauformen realisieren, wie sie aus der Technik des konventionellen Koaxialleitungsresonators und dessen Abarten bekannt sind. 5 Das vorteilhafte Verhalten des vorgeschlagenen Resonators kommt indessen nur dann voll zur Geltung, wenn der Raum zwischen dielektrischem Draht und Schirmrohr bei möglichst grossem eil £2-Verhältnis möglichst verlustarm ist und keine Abstrahlungs- und Endverluste vorhanden sind. Der gestreckte,10 an den Enden offene und koaxial geschirmte W2-QD-Resonator kann als Grundform betrachtet werden. Seine Anwendung liegt vorwiegend im Mikrowellengebiet. Mögliche Weiterbildungen sind z. B. die kreisförmige Ringleitung, bestehend aus 2, 4,6... in Serie geschalteten A./2-Resonatoren, sowie ein längs der 15 Schirmwand oder zwischen zwei koaxialen Zylindern (in passendem Abstand) spiralförmig geführter dielektrischer Draht von À/2-Gesamtlânge. Ringförmige QD-Resonatoren eignen sich bis hinauf ins Frequenzgebiet der mm-Wellen, während spiralförmige Strukturen vorwiegend im Bereich der dm-Wellen 20 in Betracht kommen.

Der dielektrische Draht kann im Prinzip aus jedem antimagnetischen Stoff bestehen, z. B. aus Plastik, Keramik, Glas oder aus einer in ein Isolierrohr gebetteten Flüssigkeit. Im vorliegenden Fall kommen wegen der erforderlichen mechani- 25 sehen Stabilität vorzugsweise Keramik und Glas in Betracht. Verschiedene geeignete keramische Stoffe haben eine DK zwischen er= 10-100 bei einem Verlustwinkel von tanô = (0,7-5). 10~4. Ferner existieren gewisse titanhaltige sowie zirkon- resp. strontium- und bariumhaltige Mischkeramiken, die z. T. sehr 30 hohe £r-Werte, aber auch relativ hohe Verlustwinkel aufweisen. Verlustarme Gläser sind z. B. aus der Technik der Lichtleit-Glasfasern bekannt. Ihre Eignung bedingt allerdings, dass die statische DK beachtlich höher ist als die bei Lichtfrequenzen. Die konkrete Verwendung eines bestimmten Stoffes richtet 35 sich in erster Linie nach seinen elektrischen Eigenschaften und der jeweiligen Betriebsfrequenz. Im Bereich der sehr hohen Frequenzen, wo der dielektrische Draht verhältnismässig kleine Abmessungen aufweist, können gegebenenfalls hierfür auch relativ teure Stoffe (z. B. einkristalline) in Betracht kom- 4<> men.

Bezogen auf eine bestimmte Eigengüte darf der Verlustwinkel des dielektrischen Drahtes desto grösser sein, je höher dessen Dielektrizitätskonstante ist. Bei sehr hohen DK-Werten können deshalb auch Stoffe mit relativ schlechtem Verlustwin- « kel verwendet werden.

Ein bevorzugtes Anwendungsgebiet des QD-Resonators sind Filterschaltungen, insbesondere im Frequenzgebiet der

Mikrowellen bis in den Bereich der mm-Wellen hinauf, z. B. in Form von Bandpassfiltern, Bandsperren u.a.m. Die einzelnen Resonatoren lassen sich leicht block- oder plattenförmig zusammenbauen. Die Verkopplung kann nach den üblichen Methoden erfolgen wie kapazitiv oder induktiv wirkende Lochkopplung, Leitungskopplung usw. Bei dünnen dielektrischen Drähten (etwa bei Di ^ 1 mm) dient mit Vorteil ein Filteraufbau im Sinne der Stripline-Technik, vorzugsweise in Triplate-Ausführung (keine Abstrahlungsverluste). Die in dieser Filtertechnik bekannten Bauformen wie W2-«end-coupled»- und A/2-«side-coüpled»-Filter können im Prinzip auch hier angewendet werden. Geeignete Trägermedien sind z. B. plastische, keramische oder glasartige Schaumstoffe. Bei Verwendung besonders verlustarmer Dielektrika erhält man schon bei relativ kleinem Plattenabstand beträchtliche Eigengüten. Der quasidielektrische Resonator öffnet damit einen Weg, nunmehr auch in der Stripline-Technik hochselektive und dämpfungsarme Filterstrukturen bauen zu können, wie man sie bis heute nur mittels der voluminösen Hohlraumresonatoren realisieren konnte.

Zwei Beispiele für die Zusammenschaltung von QD-Resonatoren zu Dreikreisfiltern sind in den Fig. 1B und IC schematisch dargestellt. In Fig. 1B sind die Resonanzelemente 1 in drei separaten, nebeneinander liegenden Kammern 5 untergebracht und jeweils über Löcher 6 in den Trennwänden magnetisch gekoppelt. Zur Abstützung der Resonanzelemente dienen dielektrische Hohlzylinder 7. Die Ankopplung des Filters an die Zuleitungen erfolgt kapazitiv mittels der Stifte 8. Fig. IC zeigt eine Anordnung der drei QD-Resonatoren im Sinne eines A72-«side-coupled»-Filters in Triplate-Technik. Zwischen den Leiterplatten 9 mit den Trägersubstraten 10 ist eine dritte Isolierschicht 11 vorhanden, deren Dicke gleich dem Durchmesser der Resonanzelemente 1 ist und welche Aussparungen 12 zur Aufnahme der Resonanzelemente an Stellen enthält, die so gewählt sind, dass bei den jeweiligen Kopplungsfaktoren gerade die erforderliche Filtercharakteristik auftritt. Mittels der Zuleitungen 13 ist das Filter an den Wellenwiderstand Zo der Schaltung angepasst.

Konkrete Realisierungsmöglichkeiten des vorgeschlagenen QD-Resonators bestehen bereits, da verschiedene passende Dielektrika schon bekannt sind. Die allgemeine Verwendung des Resonators, insbesondere für Filterschaltungen in Stripline-Ausführung, ist vorwiegend ein technologisches Problem. Der Resonator könnte in vielen Fällen der Übertragungstechnik, speziell wo es auf hochselektive und/oder dämpfungsarme Filterstrukturen bei minimalsten Abmessungen ankommt, die heutigen Anordnungen (Stripline-Filter, Koaxial- und Hohlraumresonatoren) vorteilhaft ersetzen.

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2 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

617039 2 PATENTANSPRÜCHE 16. Verwendung des Resonators nach Anspruch 1 für Filter-

1. Resonator für hochfrequente elektromagnetische Schaltungen im Frequenzgebiet der Mikrowellen bis zu den Schwingungen, welcher auch bei kleinem Volumen einen mm-Wellen, dadurch gekennzeichnet, dass die einzelnen Reso-hohen Gütewert aufweist, mit einem an seinen beiden Enden natoren block- bzw. plattenförmig zusammengebaut sind und offenen drahtförmigen dielektrischen Leiter (1) der Länge n-X/2 5 die Verkopplung mittels kapazitiv und/oder induktiv wirkender mit n = 1,2,3,...; X = Betriebswellenlänge, und einer im Abstand Lochkopplung bzw. Leitungskopplung erfolgt.

dazu angeordneten elektromagnetischen Abschirmung (3,9),

dadurch gekennzeichnet, dass dieser drahtförmige dielektrische Leiter (1) aus einem Werkstoff hoher Dielektrizitätskon-

stante (ei) besteht und das Medium in dem Zwischenraum (2, 10 10) zwischen drahtförmigem dielektrischem Leiter und

Abschirmung eine kleine Dielektrizitätskonstante (62) aufweist, Die Erfindung betrifft einen Resonator für hochfrequente die Querschnittsabmessung (Di) des drahtförmigen dielektri- elektromagnetische Schwingungen nach dem Oberbegriff des sehen Leiters (1 ) in Abhängigkeit von den Dielektrizitätskon- Anspruchs 1.

stanten (ei, £2) der beiden Medien bzw. Werkstoffe und der 15 Die wichtigsten Kenngrössen eines Resonators für elektro-

jeweiligen Resonanzfrequenz so getroffen ist, dass in dem magnetische Schwingungen sind seine Resonanzfrequenz fo drahtförmigen dielektrischen Leiter (1) eine Eom-Welle, m = 1, und die unbelastete Güte oder Eigengüte Qo. Die bekannten

2. Resonator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, 20 Pérot-Resonator, die Microstrip-Resonatoren und gewisse di-dass die Permeabilität (1x2) des Mediums des Zwischenraumes elektrische Resonatoren, zur zweiten Gruppe z. B. die verschie-(2,10) sowie die Permeabilität (jxi> des drahtförmigen dielektri- denen Koaxial- und Hohlraumresonatoren, Triplate-Resonato-schen Leiters (1) gleich der Vakuum-Permeabilität (n0) sind und ren und auch dielektrische Resonatoren. Ihre Anwendung dass die Dielektrizitätskonstante (82) des Zwischenraumes erfolgt im allgemeinen in frequenzbestimmenden Schaltungen, zumindest angenähert gleich der Vakuum-Dielektrizitätskon- 25 z. b. in Form von Bandfiltern oder Bandsperren. Von prakti-stante (eQ) ist, während die Dielektrizitätskonstante (ei) des scher Bedeutung sind insbesondere die Microstrip- und Tri-drahtförmigen dielektrischen Leiters (1) erheblich grösser ist plate-Resonatoren in Schaltungen mit weniger hohen Selek-

3. Resonator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn- tionsanforderungen sowie die Koaxial- und Hohlraumresonato-zeichnet, dass der Stoff mit geringer Dielektrizitätskonstante ren in Schaltungen mit höherem bis sehr hohem Selektionsver-(2) vorwiegend Luft ist. 30 mögen.

4. Resonator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, Microstrip- resp. Triplate-Resonatoren sind Schaltelemente dadurch gekennzeichnet, dass der drahtförmige dielektrische in der unsymmetrischen resp. symmetrischen Stripline-Technik. Leiter (1) aus einem Plastikmaterial besteht. Übliche Bauformen sind der offene À/2-Resonator, der Kreis-

5. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch scheibenresonator und der Kreisringresonator. Besondere gekennzeichnet, dass der drahtförmige dielektrische Leiter (1) 35 Vorteile sind die gute Reproduzierbarkeit, kleines Bauvolumen, aus einem Keramikmaterial besteht. hohe Betriebssicherheit, preisgünstige Anfertigung. Nachteilig

6. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch dagegen ist die geringe Eigengüte infolge der hohen galvani-gekennzeichnet, dass der drahtförmige dielektrische Leiter (1) sehen Verluste. Beim Microstrip-Resonator kommen noch die aus Glas besteht. etwa gleich grossen Abstrahlungsverluste hinzu, wogegen die

7. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch 40 dielektrischen Verluste durchweg praktisch kaum ins Gewicht gekennzeichnet, dass der drahtförmige dielektrische Leiter (1) fallen. Stripline-Bandfilter haben deshalb relativ hohe Durchaus einem Einkristall besteht. lassdämpfung und ein schlechtes Selektionsvermögen. Sie eig-

8. Resonator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, nen sich vorwiegend für Schaltungen, an deren Übertragungs-dadurch gekennzeichnet, dass der drahtförmige dielektrische qualität keine besonderen Anforderungen gestellt werden. Leiter (1) zumindest angenähert kreisförmigen Querschnitt hat. 15 Dielektrische Resonatoren sind Volumenschwinger und

9. Resonator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, werden in Form von Scheiben, Ringen, Zylindern, Quadern in dadurch gekennzeichnet, dass die Endflächen bombiert und/ Streifenleitungen wie auch in Hohlräumen eingesetzt. Die,

oder die Endkanten abgerundet sind. Gruppe der offenen Resonatoren kann man in ein-, zwei- und

10. Resonator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dreidimensional offene unterteilen. Damit ein offener Resona-dadurch gekennzeichnet, dass die elektromagnetische Abschir- so tor schwingfähig ist, muss das elektromagnetische Feld in der mung ein kreiszylindrisches Metallrohr (3) ist. (oder den) offenen Richtung(en) nach einer Exponential- oder

11. Resonator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, modifizierten Hankelfunktion abnehmen, welches Verhalten dadurch gekennzeichnet, dass der drahtförmige dielektrische von den Abmessungen und Materialkonstanten des dielektri-Leiter (1) im Innern des Zwischenraumes (2) konzentrisch sehen Körpers und der jeweiligen Betriebsfrequenz abhängt, angeordnet ist. 55 Der jeweilige Gütefaktor richtet sich beim ein- und zweidimen-

12. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch sional offenen Resonator nach den dielektrischen und galvani-gekennzeichnet, dass der drahtförmige dielektrische Leiter (1) sehen Verlusten, beim dreidimensional offenen nach den dielek-längs einer rohrförmigen Abschirmung (3) wendeiförmig trischen und den abgestrahlten Verlusten. Besonders günstige angeordnet ist. Qo-Werte erhält man beim allseitig geschirmten Resonator,

13. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch 60 falls die Weite der Abschirmung mindestens etwa der doppelgekennzeichnet, dass die elektromagnetische Abschirmung aus ten grössten Abmessung des dielektrischen Resonators ent-mindestens einer Metallplatte (9) besteht. spricht. Höhere Gütewerte als der Eigenwert cotô des dielek-

14. Resonator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, trischen Stoffes (Ô = Verlustwinkel) lassen sich jedoch beim dass der drahtförmige dielektrische Leiter ( 1 ) zwischen zwei dielektrischen Resonator nicht erreichen.

Metallplatten (9) spiralförmig angeordnet ist. es Obschon der dielektrische Resonator in der Literatur aus-

15. Resonator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, führlich beschrieben ist, findet man nur wenige konkrete dadurch gekennzeichnet, dass q = 2,4,6... À/2-Resonatoren zu Anwendungen. Nachteilig sind insbesondere die relativ kleinen einer kreisförmigen Ringleitung zusammengeschaltet sind. Abstände der nächsthöheren Oberschwingungen. Ferner ist

2,3,...; angeregt wird und dass sich im Zwischenraum (2,10) Bauformen lassen sich im Prinzip in offene und geschirmte zumindest angenähert eine TEM-Welle einstellt. Systeme aufteilen. Zur ersten Gruppe gehören u. a. der Fabry-

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der Aufbau von Filterstrukturen mit gewissen Problemen ver- Wellen (= stehende Welle) hängt dann nur noch von der bunden. Um geringe Durchlassdämpfungen zu erhalten, sind Betriebsfrequenz und den Stoffkonstanten \i2, £2 des dielektri-

sehr verlustarme Dielektrika erforderlich. sehen Hohlzylinders 2 ab. Bei einer derartigen Wahl der Länge

Koaxiale ^-Resonatoren werden besonders in Topfkreis- 1 des dielektrischen Drahtes, dass der jeweilige Phasenunter-

form für Mehrkreisfilter verwendet, z. B. als Bandfilter mit 5 schied an den Drahtenden gerade 180° (oder ein ganzzahliges kammartig (combline) oder fingerartig (interdigital) angeord- Vielfaches hiervon) beträgt, erhält man den erfindungsgemäs-

neten Leiterstrukturen. Bevorzugtes Frequenzgebiet: 500 MHz sen Resonator.

bis etwa 5 GHz, wobei sich Eigengüten bestenfalls von Qo = Die Wechselwirkung (und Verteilung) der Feldkomponen-

2000-3000 erzielen lassen. ten ist naturgemäss beim dielektrischen Draht eine andere als

Hohlraumresonatoren gelangen vorwiegend in Schaltun- 10 die beim galvanisch leitenden. Der Gütefaktor des erläuterten gen zur Anwendung, wo bei möglichst geringen Übertragungs- Resonators muss sich deshalb, wie nachstehend auch gezeigt

Verlusten eine hohe Selektion gefordert wird, z. B. für Anten- wird, völlig anders verhalten, als dies z. B. beim konventionellen nenfilter in hochempfindlichen Mikrowellenempfängern. Die Koaxialleitungsresonator der Fall ist.

erzielbaren Eigengüten liegen, wenn man von Spezialfällen im praktischen Fall muss möglichst \i2 = (ii = n« und £2 = £0

absieht, im Bereich Qo = 5000-10 000. Nachteilig sind das rela- 's se[n) weji dann bezüglich des Einflusses dieser Stoffkonstanten tiv grosse Volumen im tieferen Frequenzgebiet sowie der nicht auf den Gütewert die günstigsten Verhältnisse vorliegen (vgl.

unerhebliche mechanische Aufwand. Zwecks Gewichtserspar- unten: Theoretische Ergebnisse). Zudem sollte das Trägerme-

nis werden als Resonatoren auch metallisierte Keramikkörper dium möglichst verlustarm sein. Sinngemässe Möglichkeiten verwendet, welche Konstruktionen ebenfalls teuer und aufwen- für die Halterung des dielektrischen Drahtes 1 im Metallrohr 3

dig sind. 20 sjncj z g Abstützung über zwei dreiarmige Stege aus einem pla-

Erfahrungsgemäss kann man bei allen bekannten Resona- s'tischen oder keramischen Stoff (in Fig. 1A mit 4 angedeutet),

torarten hohe Eigengüten nur mittels grosser Leiteroberflä- beim X/2-Resonator etwa im 1/2-Abstand (1 = effektive Reso chen bzw. grosser Feldvolumina erzielen. Diese Tatsache ist nanzlänge, so dass sich deren elektrische Störungen wechselsei-

effektiv, wie eine nähere Betrachtung zeigt, eine Folge der Iso- tig aufheben, beim X-Resonator etwa im X/2-Abstand (Span-

tropie des jeweils im Resonatorraum vom elektromagneti- 25 nungsknoten), ferner Fixierung des Drahtes stirn- und/oder sehen Feld durchsetzten Mediums. mantelseitig mittels dielektrischer Zapfen, den Zwischenraum