WO1999056147A1

WO1999056147A1 - Radar a ondes continues modulees en frequence

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Publication number: WO1999056147A1
Application number: PCT/JP1999/001484
Authority: WO
Inventors: Yukinori Yamada
Original assignee: Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha
Priority date: 1998-04-28
Filing date: 1999-03-24
Publication date: 1999-11-04
Also published as: EP1076244A4; EP1076244A1; JPH11311668A; AU2957299A; EP1076244B1; CN1206544C; AU744641B2; DE69943409D1; KR20010043118A; CN1298488A; CA2330430A1; JP3534164B2; CA2330430C; US6445339B1

Description

明糸田書

F M— C Wレーダ装置技術分野

本発明は、周波数変調された連続波を送信波として用いる F M—C Wレーダ装置に関するものであり、特に、ビーム走査をディジタル ' ビーム ·フォーミング ( D B F ) により達成する F M—C Wレーダ装置に関するものである。背景技術

D B F型のレーダ装置として、特開平 6— 8 8 8 6 9号に記載されたものがある。この従来のレーダ装置では、アレーアンテナを構成する各素子アンテナごとに R Fアンプ、ミキサ、フィル夕、 A/D変換器が接続されており、各 A/D変換器から出力されるディジ夕ル信号をディジタル · ビーム ·フォーミング ·プロセヅサに取り込んで、ディジタル · ビーム · フォーミング処理を行う。発明の開示

一般に、レーダ装置では、マイクロ波やミリ波のような高周波電磁波を用いているが、このような高周波で動作するアナログデバイス（R Fアンプやミキザなど）は非常に高価である。

上述した従来のレーダ装置では、素子アンテナ毎にこれらのアナログデバイスが設けられているので多数のアナログデバイスが必要であり、高い製造コストを余儀なくされている。特に、性能向上のための一つの手段として、素子アンテナの数を増加することが挙げられるが、素子アンテナの増加はそれに付随する高周波アナログデバイスの増加につながり、コストの増加をもたらす。したがって、素子アンテナ数の増加が困難であった。また、アナログデバイスの増加はレーダ装置の大型化にもつながってしまう。本発明の目的は、素子アンテナ数に無関係にアナログデバイス数を最小限に抑えた F M—C Wレーダ装置を提供することにある。

本発明の F M— C Wレーダ装置は、送信部、受信部および信号処理部を備えている。送信部は周波数変調された連続波を送信波として送信するものである。受信部は、目標物で再放射された電波を受信波として複数の素子アンテナが配列された受信アンテナで受信し、各素子アンテナチャネル別に送信波と受信波の差であるビート信号を生成し、このビート信号をデジタルビート信号に A/D変換するものである。信号処理部は、デジ夕ルビ一ト信号を用いてディジ夕ル ·ビーム - フォーミング処理を施し、その結果から目標物の検知を行うものである。

受信部は、ビート信号を生成する回路に素子アンテナのいずれか一つを選択的に接続する切換手段を備え、この切換手段は、周波数変調の繰り返し周期の一周期の中で複数の素子アンテナの一部のみをビート信号生成回路に接続する。このように構成された本発明の F M—C Wレーダ装置によれば、切換手段によつて、ビート信号を生成する回路に素子アンテナのいずれか一つを選択的に接続することにより、ビート信号を生成する回路に各素子アンテナからの受信波を時間的に分割して入力することができる。そのため、受信波と送信波との合成によるビート信号の生成に必要な高周波デバイスすなわち受信波のダウンコンパ一ト用のミキサ回路等を素子アンテナ毎に用意する必要が無く、一組だけあれば十分となる。

しかも、切換手段は、周波数変調の繰り返し周期の一周期の中で複数の素子ァンテナの一部のみをビート信号生成回路に接続するので、周波数変調の繰り返し周期の一周期中にすべての素子アンテナをビート信号生成回路に接続する場合と比較して、切換周波数を低くすることができる。

また、接続切換毎にビート信号をサンプリングして A/D変換することを考えると、切換周波数が低くなれば A/D変換速度も低くすることができる。

切換手段は、素子アンテナの一つを基準素子アンテナとして周波数変調の繰り返し周期の各周期において選択することが望ましく、信号処理部は、周波数変調の繰り返し周期の各周期において基準素子アンテナが受信した受信波の位相差に基づいて基準素子アンテナ以外の素子アンテナが受信した受信波の位相を補正することが望ましい。

周波数変調の繰り返し周期の周期区間が異なると、その間に目標物との距離が変化することがあり、その場合、受信波の位相が変化してしまう。すなわち、素子アンテナ毎の受信の同時性が十分に確保できない。これに対して各周期における基準素子アンテナからの信号の位相差を検出し、この位相差に基づいて基準素子アンテナ以外の素子アンテナの信号位相を補正すれば、同一周期内で全素子ァンテナからの信号を取り込んだときと同等の DBF合成ができる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の一実施形態である FM— CWレーダ装置を示す構成図である。図 2 Aは、 FM— CWレーダの探知原理を説明するためのグラフである。

図 2 Bは、 FM—CWレーダの探知原理を説明するためのグラフである。

図 3 Aは、 F M— CWレーダの探知原理を説明するためのグラフである。

図 3 Bは、 FM—CWレーダの探知原理を説明するためのグラフである。

図 4は、図 1の FM— CWレーダ装置の動作を示すフローチャートである。図 5は、図 1の FM— CWレーダ装置の切換スィツチ部 3の接続タイミングを示すタイミングチャートである。

図 6は、 DB F合成の処理手順を示すフローチャートである。

図 7は、本発明の第 2実施形態である FM— CWレーダ装置を示す構成図である

図 8は、周波数変換の様子を示すスぺクトルマップである。

発明を実施するための最良の形態図 1は本発明の一実施形態であるレーダ装置を示す構成図である。このレーダ装置は、連続波（C W) に周波数変調（F M) を掛けた送信信号を用いる F M— C Wレーダ装置であり、且つ、ディジタル · ビーム · フォーミング処理を行う D B Fレーダ装置である。

本実施形態の具体的な構成および動作を説明するのに先だって、 F M— C Wレ —ダ装置の探知原理を説明する。

図 2 A、 2 B、 3 Aおよび 3 Bは、それそれ F M— CWレーダの探知原理を示す波形図である。

図 2 Aは、送信信号周波数の変化と、距離 Rの位置にあり相対速度が零の目標物から再放射された受信信号周波数の変化とを示したグラフであり、縦軸に周波数、横軸に時間をとつている。実線は送信信号周波数を示し、破線は受信信号周波数を示している。

このグラフから判るように、送信信号には連続波に三角状の周波数変調を掛けた変調信号を用いる。変調波の中心周波数は: f 0、周波数偏移幅は A F、三角波の繰り返し周波数は f mである。

また、図 3 Aは、送信信号周波数の変化と、目標物の相対速度が零でない速度 Vであるときの受信信号周波数の変化とを示したグラフであり、実線は送信信号周波数を示し、破線は受信信号周波数を示している。なお、送信信号および座標軸の意義は図 2 Aのときと同じである。

図 2 Aに示すように、目標物の相対速度が零のときには、受信信号は、送信信号に対して距離に応じた時間遅れ T ( T = 2 R/ C ： Cは光の速度）を受ける。また、図 3 Aに示すように、目標物の相対速度が零以外の値である Vであるときには、受信信号は、送信信号に対する距離に応じた時間遅れ Tと、相対速度に相当する周波数偏移 Dを受ける。なお、図 3 Aに示す例は、受信信号周波数が同グラフにおいて上方に偏移しており、目標物が接近する場合を示している。このような受信信号に対して送信信号の一部をミキシングすれば、ビート信号が得られる。図 2 Bおよび図 3 Bは、それぞれ目標物の相対速度が零のときと V (V≠0) のときのビート周波数を示すグラフであり、時間軸（横軸）はそれそれ図 2 Aおよび図 3 Aとタイミングを一致させてある。

レ、ま、相対速度が零のときのビート周波数を f r、相対速度に基づくドッブラ周波数を f d、周波数が増加する区間（アップ区間）のビート周波数を f b l、周波数が減少する区間（ダウン区間）のビート周波数を f b 2とすると、 f b l =f r-f d - ( 1 )

f b 2 = f r + f d - (2)

が成り立つ。

したがって、変調サイクルのアップ区間とダウン区間のビート周波数 f b 1および f b 2を別々に測定すれば、次式（3) (4) から f rおよび f dを求めることができる。

f r = (f b l +f b 2) /2 ·'· (3)

f d- (f b 2-f b l) /2 ·'· (4)

f rおよび： f dが求まれば、目標物の距離 Rと速度 Vを次の（5) (6) 式により求めることができる。

R= (C/ (4 · AF · f m)) · f r … （5)

V= (C/ ( 2 · f 0)) · f d … （6)

ここに、 Cは光の速度である。

このようにして任意のビーム方向について目標物の距離 Rおよび速度 Vを求めることができるので、ビーム走査を行いながら距離 Rおよび速度 Vを順次算出すれば、目標物の方位、距離、速度を探知することができる。これが FM— CWレ —ダの原理である。

図 1に示す本実施形態の F M— C Wレーダ装置は、 DBFレーダ装置でもある。すなわち、この FM— CWレーダ装置では、複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを受信アンテナとして用い、各素子アンテナで受信した信号をデジタル化してその位相と振幅を後段の信号処理部において変換し、さらに、全素子アンテナチャネルの信号を合成することにより、受信アンテナの指向性を形成するものである。したがって、一旦取り込んだ信号に対して位相と振幅の変換量を適宜変えて変換すれば、所望のビーム走査を行うことができる。

このレーダ装置は、送信部 1、アレーアンテナ 2、切換スィッチ部 3、受信回路部 4、およびディジタル信号処理部 5を備えており、アレーアンテナ 2、切換スィッチ部 3および受信回路部 4により受信部が構成されている。

送信部 1は、中心周波数が f O (たとえば 7 6 G H z ) の電圧制御型発振器 1 1と、バッファアンプ 1 2と、送信アンテナ 1 3と、 R Fアンプ 1 4とを備えている。発振器 1 1は、図示省略した変調用の直流電源から出力される制御電圧によって、 f 0土の被変調波（送信信号）を出力する。被変調波はバヅファアンプ 1 2で増幅され、送信アンテナ 1 3から電磁波として放射される。なお、送信信号の一部は R Fアンプ 1 4で増幅されダウンコンバート用のローカル信号として出力される。

受信用アレーアンテナ 2は、第 1チャネル（C H 1 ) から第 9チャネル（C H 9 ) までの各チャネルに対応する 9個の素子アンテナを備えている。切換スイツチ部 3は、スィツチ本体 3 1とスィツチ制御部 3 2を備える。スィツチ本体 3 1 は、 9個の入力端子と 1個の出力端子とを有し、各入力端子にはアレーアンテナ 2の各素子アンテナが 1個づっ接続されている。出力端子は入力端子のいずれか一つと接続されるものであり、スィッチ制御部 3 2からの切換信号によりその接続が適宜切り換えられる。接続切換は回路上で電気的に行われるものであり、どのような順番で切り換えるかについては後述する。

受信回路部 4は、 R Fアンプ 4 1、ミキサ 4 2、アンプ 4 3、フィルタ 4 4および A/D変換器 4 5を備えている。スィヅチ本体 3 1の出力端子から出力された信号、すなわち、アレーアンテナ 2のいずれかの素子アンテナで受信した信号は、 R Fアンプ 4 1で増幅され、ミキサ 4 2で R Fアンプ 1 4からの送信信号の一部とミキシングされる。このミキシングにより受信信号はダウンコンバートされ、送信信号と受信信号との差信号であるビート信号が生成される。ビート信号は、アンプ 4 3およびローパスフィルタ 4 4を介して A/D変換器 4 5に入力され、スィッチ制御部 3 2からの信号、すなわち、スイッチ本体 3 1での接続切換を行うためのクロック信号 f s wのタイミングでディジタル信号に変換される。ディジタル信号処理部 5は、 A/D変換器 4 5からのディジタルビート信号に対してディジタル ' ビーム · フォーミング（D B F ) 処理を施し、その結果から目標物の検知を行う。

つぎに、このように構成された F M—C Wレーダ装置の動作を説明する。

図 4はこの F M— C Wレーダ装置の動作を示すフローチャートであり、図 5は切換スィツチ部 3の切換夕ィミングを示すタイミングチャートである。

図 4のフローチャートにおいて、 iは素子アンテナ毎のチャネルの番号を示し、 jは三角波変調のアップ区間およびダウン区間のそれぞれにおける受信波のサンプリング番号を示し、 kは三角波変調の周期番号を示している。本実施形態では、 iは 1〜9の値をとり、 jは 1〜N (たとえば 1 2 8 ) の値をとり、 kは 1〜4 の値をとる。

まず、ステップ S 4 1において i， j , kをそれぞれ初期値である「1」に設定する。ついで、ステップ S 4 2でサンプリングクロック信号の取込区間であるか否かを判断する。本実施形態では三角波変調のアップ区間およびダウン区間のそれそれの中央部を取込区間としている。これは三角波変調のアップ区間からダゥン区間あるいはダウン区間からアップ区間への変化点近傍に比較して各区間の中央部の方が高いリニアリティを確保できるからである。

クロック信号取込区間であれば、ステップ S 4 3を経て S 4 4に移行し、クロック信号のエッジを検出した時点でステップ S 4 5に移行してスィツチ本体 3 1 の切換が行われる。いま、 i = 1であるからこの切換によって 1番目の素子アンテナ c h 1がスィツチ本体 3 1に接続される。このスィツチ切換により、第 1素子アンテナ c h 1で受信した信号がミキサ 4 2でダウンコンバートされ、そのビート信号が A/D変換器 4 5に送られる。つきに、ステップ S 4 6でクロック周期（ 1 / f s w) の 1 / 2の遅延を行つた後、ステップ S 4 7で A/D変換器 4 5によるビート信号の A/D変換を行い、そのデジタルビート信号をデジタル信号処理部 5のバッファに取り込む。ステツプ S 4 6の遅延は、一回の素子アンテナ接続期間の中央時点で A/D変換処理を行うためのものであり、これにより、接続の安定時に A/D変換を行うことができる。また、デジタルビート信号のバッファへの取り込みは、後処理のために、 i , j， k別、且つ、アップまたはダウンの区間別に行う。

この 1回の A/D変換が終了すると、ステップ S 4 8に移行する。これから説明するステップ S 4 8からステップ S 5 7の処理は、切換スィツチ部 3により受信回路部 4に接続される素子アンテナの順番を決定するフローである。この実施形態では、周波数変調の繰り返し周期を 4回使って全素子アンテナチャネルの選択を完了させることとしている。

図 5は素子アンテナチャネルの選択順を示すタイミングチャートであり、横軸に時間をとつている。 C H . 1〜C H . 9は、第 1から第 9の各素子アンテナチャネルの接続タイミングを示すものであり、ハイレベルが接続を意味する。また、波形 5 1は三角波変調のタイミングを示す。なお、図を見やすくするために、各チャネルの接続時間（ハイレベル期間）を波形 5 1との関係において実際の接続時間よりも大幅に長く示している。

この図からわかるように、第 1区間では第 1、第 2、第 3素子アンテナを選択してこれらを順に繰り返し接続する。第 2区間では第 1、第 4、第 5素子アンテナを選択してこれらを順に繰り返し接続する。第 3区間では第 1、第 6、第 7素子アンテナを選択してこれらを順に繰り返し接続する。第 4区間では第 1、第 8、第 9素子アンテナを選択してこれらを順に繰り返し接続する。

第 1素子アンテナは、基準素子アンテナとして第 1〜第 4区間において常に選択されており、第 2〜第 9素子アンテナは、 2つずつに分けられてそれぞれ第 1 〜第 4区間に割り当てられる。第 1素子アンテナで受信した信号のビート信号は後述する D B F合成の際の位相補正の基準信号として利用される。

このような素子アンテナの切換接続を行うためのステップ S 4 8からステップ S 5 7の処理はつぎの通りである。

ステップ S 4 8では i = 1か否かを判断し、 i = 1であればステップ S 4 9に進んで iを（i + ( 2 k - 1 ) ) に置換し、 i = 1でなければステップ S 5 0に進んで iを（i + 1 ) に置換する。その後、ステップ S 5 1において i力 s ( 2 + ( 2 k - l ) ) より大きいか否かを判断する。

いま、 i = k = 1であるから、ステップ S 4 9に進んで i 二 2とし、ステップ

S 5 1の判断を経てステップ S 4 2に戻り、ステップ S 4 2 〜 S 4 7により第 2 素子アンテナで受信した信号のデジタルビート信号をバッファに取り込む。この時点では i = 2であるからステップ S 4 8からステップ S 5 0に移行して i = 3 となり、再びステップ S 5 1からステップ S 4 2に戻り、ステップ S 4 2〜 S 4 7により第 3素子アンテナで受信した信号のデジタルビート信号をバッファに取り込む。

続いて、ステップ S 4 8からステップ S 5 0に移行して i = 4となると、ステップ S 5 1では否定判断がなされ、ステップ S 5 2に移行して i 二 1に設定されると同時に、 j = 2に設定される。

その後、ステップ S 5 3に移行して jが Nと比較される。値 Nは、アップ区間およびダウン区間における素子アンテナチャネル別のサンプリング数であり、ここでは例えば、 N = 1 2 8に設定されている。いま j = 2であるので、 i = l、 j = 2の状態でステップ S 4 2に戻る。その後、ステップ S 5 2で： i = 3となるまで、第 1〜第 3素子アンテナのデジタルビート信号を順に取り込む。

以後同様に、第 1〜第 3素子アンテナチャネルのデジタルビート信号を順に取り込み、各チャネル別に N個のデジタルビート信号を取り込んだら、ステップ S 5 3の判断においてステップ S 5 4に移行し、 jの値を初期値である「1」に戻す。

つづくステップ S 5 5では、それまでのデジタルビート信号取り込み処理がァップ区間で行われたものかダウン区間で行われたものかを判断する。今は、アツプ区間の取り込みが終了したところであるから、ステップ S 5 5の判断では否定され、ステップ S 4 2に戻る。以後、第 1区間のダウン区間において、第 1〜第 3素子アンテナチャネルのデジタルビート信号を順にそれぞれ 1 2 8サンプルずつ取り込む。

第 1区間のダウン区間のデジタルビート信号取り込みが終了すると、ステップ S 5 5からステップ S 5 6に移行して kが（k + 1 ) に置換される。いま、 k 二 1なので、ここで k = 2となり、ステップ S 5 7の判断を経て、ステップ S 4 2 へ戻る。

その後のステップ S 4 2からステップ S 5 5までの処理を繰り返すことにより、第 2区間のァッブ区間およびダウン区間のそれそれにおいて、図 5に示すように第 1、第 4、第 5素子アンテナが順次選択され、そのデジタルビート信号が繰り返し取り込まれる。

ステップ S 5 6において、 k = 3となると、第 3区間のアップ区間およびダウン区間のそれぞれにおいて、図 5に示すように第 1、第 6、第 7素子アンテナが順次選択されてそのデジタルビート信号が繰り返し取り込まれる。さらに、 k = 4となると、第 4区間のアップ区間およびダウン区間のそれぞれにおいて、第 1 、第 8、第 9素子アンテナが順次選択され、そのデジタルビート信号が繰り返し取り込まれる。

以上の処理が終わると、全素子ァンテナチャネルで受信した信号のデジ夕ルビ一ト信号がデジ夕ル信号処理部 5のバッファにすべて取り込まれたことになる。このとき、 kの値はステヅプ S 5 6で k = 5となり、ステップ S 5 7の判断において肯定され、ステップ S 5 8に移行する。ステップ S 5 8ではチャネル別の複素 F F T処理、 D B F合成およびその結果に基づく目標物体の認識処理が行われる。ステップ S 5 8の後は、ステップ S 4 1に戻りこれまで説明した処理を行い、以後これを繰り返す。

つぎに、デジタル信号処理部 5における D B F合成の手順を図 6のフローチヤ —トを用いて説明する。

ステップ S 6 0では、 D B F合成の前処理として、各チャネル別にデジ夕ルビート信号に対して複素 F F T処理を施し、ステップ S 6 1でこのチャネル別 F F Tデータを読み込む。この F F T処理によって、目標物に応じた周波数のピークがチャネル別に得られる。 D B F合成は、周波数ピークに対して選択的に行えば十分であるから、ステップ S 6 2では D B F合成を行う周波数ポイントを抽出する。

つぎに、ステップ S 6 2で抽出された周波数ポイントに関して、ステップ S 6 3からステップ S 6 7までの処理でチャネル別に位相および振幅の変換および補正を行う。ステップ S 6 3では、周波数変調の第 1〜第 4周期区間のうちの第 1 周期区間か否かを判断する。第 2周期区間〜第 4周期区間の場合は、ステップ S 6 5に移行して第 1素子アンテナチャネルを基準とした区間間の位相補正を行う。デジタルビート信号を取り込む周波数変調の周期区間が異なれば、その間に目標物との距離が変化していると考えられるので、各周期区間で受信信号位相差が生じている。

そこで、この実施形態では、第 1素子アンテナを基準素子アンテナとし、すべての周期区間で第 1素子アンテナで受信した信号のデジタルビート信号を取り込み、その区間間位相差を用いて他の素子アンテナでのデジタルビート信号の位相を補正する。なお、ここに言う位相は原信号の位相であり、ダウンコンバート後のビート信号にもこの位相は保存されているので、位相差を検出できる。

第 2周期区間では、第 1、第 4、第 5素子アンテナの受信信号（デジタルビート信号）を取り込んでいるので、その第 1素子アンテナのデジタルビート信号から得られた位相と第 1周期区間で取り込んだ第 1素子アンテナのデジタルビート信号から得られた位相との位相差を求める。そして、第 4および第 5素子アンテナの受信信号の位相をその位相差分だけ逆回転させることにより、第 1周期区間で取り込んだものと同等に扱うことができる。

同様の補正を第 3および第 4周期区間で行うことにより、すべての素子アンテナの受信信号を第 1周期区間で取り込んだものとして扱うことができる。

ステップ S 6 4では、 D B F合成で一般的に行われる、装置固有の初期位相補正や初期振幅補正、および振幅分布制御がチャネル別に行われる。

ついで、ステップ S 6 6では現在選択されている指向角に基づく位相回転およびチャネル間のベクトル合成を行う。また、切り換えスィッチによる位相遅延補正もここで行う。

全素子アンテナチャネルについてべクトル合成が完了したら、ステップ S 6 8 に移行し、合成したピーク周波数に関する情報を抽出する。

ステップ S 6 9では、この合成したピーク周波数に関する情報の抽出が、ステヅプ S 6 2で抽出した D B F合成すべき周波数のすべてについて終了したか否かを判断する。 D B F合成すべきすべての周波数について情報抽出が完了したら、ステップ S 7 0に移行して、指向角度を 0 . 5度ずらし、再びステップ S 6 3からステップ S 6 9までの処理を実行する。これを、一 1 0度から + 1 0度まで 0 . 5度刻みで 4 1回行うことにより、 D B F合成による走査が 0 . 5度の解像度で達成される。

図 6に示す F F T処理および D B F合成は、アップ区間とダウン区間について別々に行われる。その後、アップ区間とダウン区間の周波数ピークのペアリングを行い、その結果に基づいて目標物体の速度、距離、方位に関する情報を得る。つぎに、本発明の他の実施形態を説明する。図 7は本発明の第 2実施形態である F M— CWレーダ装置の構成を示す図である。第 1実施形態の F M— C Wレーダ装置がホモダイン検波を行うものであるのに対し、この実施形態のレーダ装置はへテ口ダイン検波を行うことによりノィズの低減を図つたものである。

図 7において、図 1と同一の要素には同一の符号を付してあり、その詳細な説明は省略する。切換スィッチ部 6は、図 1の切換スィッチ部 3と同様に、スィツチ本体 6 1とスィツチ制御部 6 2とを備える。スィヅチ本体 6 1は 9個の入力端子と 1個の出力端子とを有し、出力端子は入力端子のいずれか一つと接続され、スイツチ制御部 6 2からの切換信号によりその接続が周期的に切り換えられる。第 1実施形態のスィッチ本体 3 1との相違は、入力端子と出力端子の接続を外部入力される断続信号により断続されるようになっている点である。なお、スイツチ制御部 6 2は第 1実施形態のスィツチ制御部 3 2と同じである。

受信回路部 7は、図 1の受信回路部 4のミキサ 4 2とアンプ 4 3との間に I F アンプ 7 1および第 2ミキサ 7 2を直列に挿入した構成となっている。さらに、切換信号: P s wよりも数十倍の周波数をもつ断続信号 f _{I F}を出力する発振器 7 3を有する。各信号周波数の一例を示すと、送信信号周波数 f 0がたとえば 7 6 G H z , 中間周波数帯である断続信号周波数 f _{I F}がたとえば 1 0 0 M H z、切換信号周波数がたとえば 5 M H z、ビート信号周波数がたとえば D C〜 1 0 O K H zである。

図 8は、本実施形態における信号処理過程での周波数変換の様子を示すスぺクトルマツプである。本実施形態の F M— C Wレーダ装置では、受信信号 1 3 0を切換スィツチ部 6での断続信号に従うオンオフにより信号 1 3 1および 1 3 2に置き換えた後、ミキサ 4 2で中間信号 1 3 3までダウンコンバートし、続いて、第 2ミキサ 7 2でビート信号 1 3 4までダウンコンバートする。

図 8において、曲線 1 3 5はミキサ 4 2のノイズフロアを示し、曲線 1 3 6は第 2ミキサ 7 2のノイズフロアを示している。この図から判るように、ミキサ 4 2では、そのノイズの影響が低下する I F帯までのダウンコンバートが行われ、ついで、低域のノイズがミキサ 4 2よりも低い第 2ミキサ 7 2でビート信号までのダウンコンバートが行われる。したがって、ホモダイン方式に比べて大幅にノィズマ一ジンを拡大することができる。

ミキサ 4 2は、帯域が非常に広いため、一般には低域側の 1 / f ノイズや F M —CW方式による F M— AM変換ノイズが多く出てしまう力、第 2ミキサ 7 2は、帯域が狭くなるので、ノイズフロアが低下する。本実施形態ではこのような作用を利用してノイズマージンの拡大を達成している。

なお、第 2ミキサ 7 2の前段の I Fアンプ 7 1を狭帯域化すると、低周波域で発生する F M— AM変換ノイズと I F信号を分離できるので、さらに低域ノイズを低下させることができる。

第 1および第 2実施形態では、素子アンテナのチャネル数が 9チャネルであつたが、チャネル数を増やせば検出精度はさらに増大する。産業上の利用可能性

以上説明したように、本発明の F M— CWレーダ装置によれば、ダウンコンパ' ートに必要な高価なデバイス、たとえば、 R Fアンプや高帯域のミキサ等を素子アンテナの数に無関係に一組だけ設ければよい。したがって、装置全体を安価に構成することができ、小型化することができる。

しかも、切換手段は、周波数変調の繰り返し周期の一周期の中で複数の素子ァンテナの一部のみをビート信号生成回路に接続するので、一周期中にすべての素子アンテナとビート信号生成回路とを接続する場合と比較して、切換周波数を低くすることができる。また、接続切換毎にビート信号をサンプリングすることを考えると、切換周波数が低くなれば A/D変換速度も低くすることができる。これにより、スィツチ素子や A/D変換器をさらに安価なものとすることができる。

Claims

言青求の範囲

1 . 周波数変調された連続波を送信波として送信する送信部と、前記送信波が目標物で反射された電波を受信波として複数の素子アンテナが配列された受信アンテナで受信し、各素子アンテナチャネル別に送信波と受信波の差であるビート信号を生成し、このビート信号をデジタルビート信号に A/D変換する受信部と、

前記デジタルビート信号に対してディジタル · ビーム · フォーミング処理を施し、その結果から前記目標物の検知を行う信号処理部と

を備える F M— CWレーダ装置において、

前記受信部は、前記ビート信号を生成する回路に前記素子アンテナのいずれか一つを選択的に接続する切換手段を備え、

前記切換手段は、前記周波数変調の繰り返し周期の一周期の中で前記複数の素子アンテナの一部のみを前記ビート信号生成回路に接続することを特徴とする F M— CWレーダ装置。

2 . 前記切換手段は、前記周波数変調の繰り返し周期の任意の一周期で前記ビート信号生成回路に接続される 1または 2以上の素子アンテナと、それと異なる一周期で前記ビート信号生成回路に接続される 1または 2以上の素子ァンテナとは少なくとも一部が異なっていることを特徴とする請求項 1に記載の F M— C Wレーダ装置。

3 . 前記切換手段は、前記周波数変調の繰り返し周期の複数周期の間で前記複数の素子アンテナのすべてが前記ビート信号生成回路に接続されることを特徴とする請求項 2に記載の F M— CWレーダ装置。

4 . 前記切換手段は、前記素子アンテナの一つを基準素子アンテナとして前記周波数変調の繰り返し周期の各周期において選択することを特徴とする請求項 3に記載の F M— C Wレーダ装置。

5 . 前記信号処理部は、前記周波数変調の繰り返し周期の各周期において基準素子アンテナが受信した受信波の位相差に基づいて基準素子アンテナ以外の素子アンテナが受信した受信波の位相を補正することを特徴とする請求項 4 に記載の F M— C Wレーダ装置。