WO1998021828A1 - Oscillateur d'injection/synchronisation d'ondes a frequence micro-onde/millimetrique - Google Patents

Oscillateur d'injection/synchronisation d'ondes a frequence micro-onde/millimetrique Download PDF

Info

Publication number
WO1998021828A1
WO1998021828A1 PCT/JP1997/004060 JP9704060W WO9821828A1 WO 1998021828 A1 WO1998021828 A1 WO 1998021828A1 JP 9704060 W JP9704060 W JP 9704060W WO 9821828 A1 WO9821828 A1 WO 9821828A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
frequency
signal
injection
microwave
circuit
Prior art date
Application number
PCT/JP1997/004060
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Eiji Suematsu
Original Assignee
Sharp Kabushiki Kaisha
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP29697896A external-priority patent/JPH10145143A/ja
Priority claimed from JP27566297A external-priority patent/JP3422915B2/ja
Application filed by Sharp Kabushiki Kaisha filed Critical Sharp Kabushiki Kaisha
Priority to DE69736012T priority Critical patent/DE69736012T2/de
Priority to US09/297,935 priority patent/US6252469B1/en
Priority to EP97911482A priority patent/EP1014587B1/en
Publication of WO1998021828A1 publication Critical patent/WO1998021828A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/24—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal directly applied to the generator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/083—Details of the phase-locked loop the reference signal being additionally directly applied to the generator

Definitions

  • the present invention relates to a small-sized, lightweight microwave-to-millimeter-wave injection-locked oscillator for wireless communication having high frequency stability and high signal purity.
  • FIG 14 shows a conventional injection-locked microwave signal generator.
  • Microwave and millimeter-wave amplifier 65 0 operating at fundamental oscillation frequency ⁇
  • positive feedback loop 651 consisting of delay line 652 and complier / divider 653, and microwave and millimeter wave It consists of amplifiers 6 5 5.
  • free oscillation first, random noise in the positive feedback loop 651 is amplified by the amplifier 650, the noise level at the fundamental oscillation frequency ⁇ increases, and circulates in the positive feedback loop 651. .
  • the component grows, and a signal of the fundamental oscillation frequency f 'and a harmonic ⁇ ⁇ ⁇ ' of that frequency ⁇ is generated in a steady state.
  • the signal of the free fundamental oscillation frequency ⁇ with the signal of f which is m times the injection signal f 0 by forcibly injecting via 5 5, to reduce the phase noise and stabilize the frequency Can be.
  • the forced signal ⁇ 0 injected from the outside generates a signal of a frequency f of f0 ⁇ m due to the nonlinearity of the microwave / milliwave amplifier 655.
  • the free fundamental oscillation frequency ⁇ is in the vicinity (f ′ ⁇ f) of the harmonic ⁇ oxm of the injection signal
  • the signal of the free fundamental oscillation frequency ⁇ becomes the harmonic ⁇ 0 xm (m : integer) of the injection signal.
  • the signal is synchronized with the harmonic signal foxm, and is output from the output unit 670. This makes it possible to reduce the phase noise of the fundamental oscillation frequency ⁇ 'and stabilize the frequency.
  • the phase control is performed by the line length of the positive feedback loop 651 including the delay line 652 and the compiler divider 653, and the fundamental oscillation frequency ⁇ is determined.
  • the frequency ⁇ increases, the line length of the positive feedback loop 651 becomes short, and it becomes difficult to control the fundamental oscillation frequency ⁇ .
  • the injection signal input through the amplifier 655 is output to the output terminal 670 from the transmission characteristic between D and C of the compiner / divider 655, so that The signal extracted from the output terminal 670 is a signal containing not only a desired wave but also many unnecessary waves.
  • the frequency can be slightly changed by changing the bias point of the amplifier 650, the fundamental oscillation frequency ⁇ cannot be changed basically.
  • the locking range during injection locking is increased, Can be made variable, but if the Q value of the circuit is small, the fundamental oscillation frequency ⁇ ⁇ becomes unstable due to the effects of environmental temperature, etc. Synchronization is lost. To achieve stable injection locking, it is limited to near the center of the locking range. For these reasons, the circuit configuration as described above has a problem that it is difficult to increase the frequency to a Milli-wave, reduce unnecessary signal, and vary the frequency. Disclosure of the invention
  • a main object of the present invention is to reduce unnecessary signal, expand the variable frequency range, and increase the frequency of the Millimeter wave. It is to provide an oscillator.
  • the present invention provides a reflection-type voltage-controlled oscillator having a controllable fundamental oscillation frequency without forming a positive feedback loop, which is connected to an active element via a resonator.
  • a serial arrangement is used for direct signal injection. That is, the present invention provides an active element section, a resonance circuit connected to one end of the active element section and resonating at a predetermined frequency f, and a resonance circuit connected to the other end of the active element section.
  • An oscillation circuit unit having a harmonic output circuit for extracting a signal having an n (n: integer) higher harmonic component of the signal having the following from the resonance circuit; and a reference signal for synchronizing the frequency of the signal in the resonance circuit.
  • the resonance circuit includes a transmission line and a capacitance element
  • the input means is provided at one end of the transmission line or the capacitance element
  • the reference signal is f Zm (m : integer) Has the following frequency components.
  • the injection circuit section may include a low-frequency crystal oscillator.
  • the injection circuit unit may include a signal generator and a wideband nonlinear amplifier having an amplification degree between frequencies fZm to nf.
  • the injection circuit unit may further include an h delay doubler (h: an integer) connected between the signal generator and the broadband nonlinear amplifier.
  • the capacitance element of the resonance circuit section is formed by connecting two varactor diodes in series in opposite directions to each other, and injecting a signal from the injection circuit section into a connection midpoint of the varactor diode. It may be.
  • the capacitance element of the resonance circuit section may be configured between two terminals of a microwave transistor, and may be configured by injecting a signal from the injection circuit section into the remaining one terminal.
  • the capacitive element of the resonance circuit section has two collector and base terminals in common, one emitter terminal connected to the transmission line, and the other emitter terminal grounded to two microwaves. It may be configured by a transistor and by injecting a signal from the injection circuit unit into the common collector and base terminals.
  • the output signal uses the n-th harmonic of the basic plate having the basic oscillation frequency.
  • a phase-locked oscillator having high stability and low phase noise characteristics used in digital wireless communication can be used. Therefore, a small-sized, low-cost Millimeter-wave band injection-locked oscillator becomes possible. There is no need to oscillate signals in the millimeter wave band directly. Assuming that harmonics are used, a fundamental oscillation of 15 GHz can output a signal of 60 GHz.
  • the synchronization range during injection locking can be extended by using the nonlinearity of the oscillation circuit, and the nonlinearity of the amplifier and delay multiplier.
  • variable capacitance element while electrically controlling the free oscillation frequency, by controlling injection locking at the same time, c also becomes possible to widen considerably the variable range of frequencies, the broadband amplifier Ya ⁇ device Unnecessary wave components generated by the non-linear action are suppressed through the operation process of injection locking, and are hardly output at the output part, so that a filter for removing these signal components becomes unnecessary.
  • the present invention provides a frequency negative feedback loop described below, which allows a voltage controlled oscillator (voltage control oscillator (VCO)) to freely oscillate.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the frequency is controlled to synchronize the frequency with the reference signal source.
  • the free oscillation frequency of the output signal can follow the frequency of the injection signal. Therefore, the phase of the injection signal and the phase of the signal synchronized by this injection can always be kept in a constant relationship, and the injection locking range can be widened.
  • the configuration of a microwave / millimeter-wave injection-locked oscillator according to one embodiment of the present invention that realizes this is as described below.
  • the injection circuit section includes a reference signal generator that generates the reference signal
  • the oscillation circuit section further includes a duplexer provided on the output side of the resonance circuit.
  • the injection-locked oscillator has a frequency mixer to which a signal from the demultiplexer and a signal from the reference signal generator are input, and outputs an error signal output from the frequency mixer to the common oscillator.
  • a frequency negative feedback loop that feeds back to the oscillation circuit and frequency-synchronizes the resonance circuit with a signal from the reference signal generator.
  • a frequency negative feedback loop is configured to synchronize the free oscillation frequency of the oscillation circuit with the reference signal generated by the reference signal generator.
  • this injection-locked oscillator can be used as a signal source for synchronous detection, and can stabilize the output signal of the nth harmonic, reduce phase noise, and reduce spurious signals. Can be suppressed. Further, the injection locking range can be widened.
  • phase noise and the pull-in time are controlled by the injection locking method without being controlled by the loop filter or low-pass filter, high-speed pull-in and low phase noise can be achieved, and the frequency variable range can be expanded. .
  • the microwave and millimeter wave injection locked oscillator may include a distributor for distributing a signal from the reference signal generator to two sides of the input unit and the frequency mixer.
  • the signal from the reference signal generator can be distributed to the input means and the frequency mixer by the distributor to be used for two operations of injection locking and frequency negative feedback loop. .
  • the frequency negative feedback loop may include an m-th order multiplier connected between the distributor and the frequency mixer.
  • the frequency of the reference signal generated by the reference signal generator is multiplied by m using an m-th order multiplier, and then input to the frequency mixer. Therefore, high A phase-locked oscillator having high stability and low phase noise characteristics and used in digital radio communication in a quasi-microwave band or the like can be used as the reference signal generator. Therefore, the reference signal generator can be reduced in size and cost, and a small and low-cost frequency synthesizer can be realized.
  • the oscillation circuit section includes an n-th harmonic matching circuit connected to the demultiplexer and extracting the n-th harmonic from the resonance circuit, the n-th harmonic matching circuit outputs a reference signal The n-th harmonic of the frequency can be extracted at the maximum output.
  • the microwave / millimeter wave injection locked oscillator may include an h-order harmonic amplifier connected between the reference signal generator and the distributor.
  • the h-order harmonic amplifier receives the signal from the reference signal generator and generates the h-order harmonic of the signal at the previous stage of the resonance circuit, so that the output efficiency of harmonic generation should be increased. Can be. In addition, the operating frequency of the reference signal generator can be lowered to reduce costs.
  • an m-order multiplier can be connected between the distributor and the frequency mixer, in addition to the h-order high-frequency amplifier.
  • the synchronization frequency is further increased, and the signal frequency output from the oscillation circuit section is further increased. it can.
  • an h-order harmonic amplifier may be connected between the distributor and the input means, and a frequency divider may be connected between the duplexer and the frequency mixer.
  • the h-order harmonic amplifier since the h-order harmonic amplifier is connected between the distributor and the input means, the reference signal before input to the h-order harmonic amplifier is input to the frequency negative feedback loop.
  • the h-order harmonic The h-order harmonic is input from the amplifier. Then, the harmonic from the splitter is frequency-divided by the divider to reduce the frequency and input to the frequency mixer.
  • the operating frequency of the frequency mixer can be suppressed low without lowering the oscillation frequency of the oscillation circuit section, and the frequency negative feedback loop can be manufactured simply and inexpensively.
  • FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration example of a first embodiment of a microwave / millie wave injection locked oscillator according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a specific circuit configuration example of the embodiment of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the resonance circuit unit.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a basic configuration of a second embodiment of the microwave and millimeter wave injection locked oscillator according to the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a basic configuration of a third embodiment of the microwave and millimeter wave injection locked oscillator according to the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating another example of the circuit configuration of the resonance circuit unit.
  • FIG. 7 is an equivalent circuit diagram when a transistor is used as a varactor.
  • C FIG. 8 is a diagram showing still another circuit configuration example of the resonance circuit section.
  • FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration of a microwave and millimeter wave injection locked oscillator according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a circuit configuration of the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a circuit configuration of the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing a circuit configuration of the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a circuit configuration of the eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration example of a conventional microphone mouth wave injection locked oscillation circuit. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of a first embodiment of an injection-locked oscillator according to the present invention.
  • the circuit of the present invention is roughly composed of an oscillation circuit section 15 and an injection circuit section 16.
  • the active element section 1 having a negative resistance component at the frequency ⁇ includes the reflection feedback control circuit 2 for controlling the reflection feedback gain at the frequency f and the harmonic nxf (n: an integer) component. It is connected to an nth-order harmonic matching circuit 3 for extracting a signal having the same, and is connected to a frequency variable resonance circuit (hereinafter simply referred to as a resonance circuit) 4 that resonates at a frequency f composed of a varactor capacitance element and a transmission line.
  • a resonance circuit hereinafter simply referred to as a resonance circuit
  • the signal generator 5 of the injection circuit section 16 is a signal generator for injecting a signal having a frequency component of i Zm (m : integer) into the resonance circuit 4 as a reference signal for frequency synchronization.
  • a signal input terminal 7 is provided at an arbitrary end of the transmission line or the capacitive element of the resonance circuit unit 4, and a signal having a frequency component of f Zm (m: an integer) is injected into the resonance circuit 4 from the signal input terminal 7. I am trying to do
  • the frequency stability of the free oscillation signal (frequency ⁇ ) in the microwave band and millimeter wave band having such a configuration is particularly high in a monolithic circuit because the Q value of the resonance circuit 4 cannot be increased. It is significantly lower than the stability of a crystal oscillator.
  • the phase synchronization between the quasi-mic mouthband with crystal oscillator and the microphone mouthband A signal generator having a high signal purity such as an oscillator is used as the signal generator 5 for generating a signal having a frequency fZm.
  • the signal of the frequency f from the signal generator 5 is applied to the resonance circuit 4 through the signal input terminal 7, and due to the non-linearity of the oscillation circuit unit 15, the i-th order (i Integer) Generates harmonics (f / m) xi.
  • the free fundamental oscillation frequency ⁇ of the oscillator near the frequency f or its nth harmonic component ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ is drawn into the harmonic (iZm) Xi component of the injection signal.
  • the synchronized harmonic signal nxf is output from the output unit 49 via the n-th harmonic matching circuit 3.
  • the nth-order harmonic matching circuit 3 constitutes a harmonic output circuit described in the claims.
  • the frequency stability of the microwave and millimeter-wave oscillators can be increased to the level of a crystal oscillator, and the phase noise of the oscillator can be reduced.
  • the oscillation circuit section 15 directly oscillates the millimeter wave band signal (for example, 60 GHz). For example, if the fundamental oscillation is performed at 15 GHz using the fourth harmonic, a signal of 60 GHz can be output.
  • the frequency range to be synchronized during injection locking is multiplied by mxn when viewed from the injection signal frequency i / m, so that it can be expanded to mxn times.
  • the free oscillation frequency ⁇ can be varied by the varactor element, not only the frequency variability due to injection locking but also the injection locking while electrically controlling the free oscillation frequency ⁇ can be improved. Because it can be controlled, the variable range of the frequency can be greatly expanded.
  • the resonance circuit 4 is described using a varactor variable capacitance element. It is possible. However, in this case, the function of changing the free oscillation frequency is limited to only the bias voltage of the active element section 1 described above.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a specific example. The same symbols as those in Fig. 1 are used for the same parts.
  • the microwave and millimeter wave injection locked oscillator of the present invention includes an oscillation circuit section 15 and an injection circuit section 16 for inputting an injection signal.
  • the oscillation circuit section 15 will be described.
  • the nth-order harmonic matching circuit 3 as a harmonic output circuit to be extracted, the resonance circuit 4, and the output section 49 constitute an oscillation circuit section 15.
  • the active element unit 1 having a negative resistance component at a frequency f is configured by a microwave transistor 11 such as an FET, an HEMT or an HBT, and a series feedback element 12 including a MIM capacitor and a short stub.
  • the microwave transistor 11 may be any device of FET, HEMT, or HBT.
  • the HEMT unipolar transistor any of a source ground, a gate ground, and a drain ground may be used.
  • the bipolar transistor (1) any of the emitter ground, the base ground, and the collector ground may be used.
  • the emitter grounding of ⁇ is used as an example.
  • the reflection feedback control circuit 2 for controlling the reflection feedback gain at the frequency f includes a transistor bias circuit and is composed of T-type distributed constant lines Tl, T2, and T3. You.
  • the lengths t1, t2, and t3 of each distributed constant line greatly depend on the oscillation frequency and the performance of the transistor, but the microwaves must be at least capable of obtaining a reflection gain that exceeds the line loss of the resonance circuit 4.
  • the output impedance of transistor 11 is controlled by the length t1, t3 of the distributed parameter line.
  • the nth-order harmonic matching circuit unit 3 for extracting a signal having the harmonic 4 X 15 GHz (n-4) component is composed of distributed constant transmission lines T2, T4, T5, and T6 including open stubs.
  • the lengths t2, t4, t5, and t6 of each transmission line are adjusted to match the output load of 50 ⁇ at 60 GHz.
  • the balanced open stubs T4 and T6 are used, but either T4 or ⁇ 6 may be used, and a short stub or the like may be used instead of the open stub.
  • the resonance circuit 4 includes a transmission line ⁇ 7, a bias supply circuit 21 for the transistor 11 and a capacitor 22 for DC cut, and bias circuits 24 for the variable capacitance elements 23 and 32 and the variable capacitance elements 23 and 32.
  • the length t7 of the transmission line T7 is configured to have a length of approximately one to four wavelengths including the length of the DC cut capacitor.
  • a signal input terminal 7 is provided at an arbitrary end of the transmission line T7 or an arbitrary end of the capacitive element 23, and a signal having a frequency component of f / m (m : an integer) is injected through the signal input terminal 7.
  • Injection circuit section 16 is connected.
  • two (twin) varactor diodes 23 and 32 are used as variable capacitance elements arranged in series in opposite directions. However, only one varactor diode 23 may be used.
  • a variable capacity function may be used.
  • the injection circuit section 16 includes the signal generator 5.
  • a 7.5 GHz signal is used as the injection signal.
  • the output impedance of signal generator 5 is Z s ⁇ 50 ⁇ .
  • the frequency that cannot be synchronized mainly depends on the cut-off frequency performance of the microwave transistor 11.
  • the frequency stability is significantly lower than the stability of the crystal oscillator.c
  • the free oscillation frequency ⁇ (around 15 GHz) of the oscillation circuit section 15 and its first, second, third, and fourth harmonics are the harmonics of this injected signal.
  • the output harmonic signal is output as a 6.0 GHz signal from the output unit 49 via the n-th harmonic output matching circuit unit 3 having a fourth harmonic matching circuit. Is output.
  • the frequency stability of the microwave and millimeter-wave oscillator can be increased to the level of a crystal oscillator, and the phase noise of the oscillator can be reduced.
  • the frequency variable width in the 60 GHz band can be expanded to 8 times since the synchronization range at the time of injection locking is multiplied by 2 ⁇ 4 delay due to the nonlinearity of the active element section 1.
  • the variable capacitance elements 23 and 32 electrically control the free oscillation frequency and simultaneously control the injection locking, thereby making it possible to greatly widen the frequency variable range.
  • FIG. 3 is a configuration diagram showing a second specific example. Same as in Figure 2 ⁇ Synonymous parts use the same symbols. The operation principle is the same as that of the first specific example shown in FIG. 2, and only different portions will be described.
  • a signal input terminal 7 is provided at any one end of the capacitive elements 23, 32, and a reference signal having a frequency component of fZm (m: an integer) is injected from the signal input terminal 7 to the signal input terminal 7.
  • fZm an integer
  • the signal input terminal 7 for injecting a signal having a frequency component of is provided at the terminal 25 of the variable capacitance element 23.
  • two varactor diodes 23 and 32 are formed as a variable capacitance element by arranging them in series in opposite directions to each other, and the midpoint 2 between the two varactor diodes 23 and 32 is formed.
  • a signal having a frequency component of f / m (m : an integer) is injected.
  • the injection signal input point In the case of 25 the DC voltage cancels each other out, so even if the free oscillation frequency is changed by changing the varactor voltage, the offset voltage of the diode voltage is not affected by the injection signal, and the oscillation wave
  • the injection locking operation can be performed stably without fluctuation of the amplitude.
  • FIG. 4 shows a basic configuration of the second embodiment of the present invention. Same as Fig. 1 ⁇ The same symbols are used for the same parts.
  • the oscillation circuit section 15 is of the same type as that described above, and only the injection circuit section 16 will be described.
  • a broadband nonlinear amplifier 8 having an amplification degree between the frequencies f Zm and n f is connected to the injection signal input terminal 7 of the oscillation circuit section 15.
  • a signal generator 5 is connected to the input side of the wideband amplifier 8, and a signal having a frequency of f (km) (k: an integer) is injected from an input terminal 10 to thereby provide a non-linear amplifier. Width, i / (km), 2 f / (km), 3 f / (km), 4 f / (km)
  • the oscillation circuit section 15 is synchronized with any one of the frequency components of f / m to nf. Note that the synchronization depends on the input signal power levels of the frequency components i / m to nf and the nonlinearity of the oscillation circuit unit 15. In addition, the oscillation circuit section 15 has a capability of synchronizing to a signal of an integral frequency (subharmonic) to an integral multiple (harmonic) of the free oscillation frequency by a nonlinear action. The operation after synchronization is the same as in Fig. 1.
  • the signal frequency for injection locking can be further reduced as compared with the case of FIG. 1, and the crystal used in digital radio communication in the UHF band or the like is used.
  • a phase-locked oscillator using an oscillation element can be used as an injection signal source Becomes
  • Signal generator 5 is connected. This signal is nonlinearly amplified by injecting a signal with a frequency of 1.25 GHz into the amplifier 8, and the frequency is 7.5 GHz, 8.75 GHz, 10 GHz, 11.25 GHz, 12.5 Hz.
  • a signal having a superior frequency component of 30 GHz is input from the input terminal 7 to the oscillation circuit unit 15.
  • a phase-locked oscillator having a low-frequency crystal oscillator such as 1.25 GHz, for example.
  • the amplifier 8 in the direction from the oscillation circuit section 15 to the injection circuit section 16, by using the amplifier 8, high-frequency electrical isolation between the oscillation circuit section 15 and the injection circuit section 16 can be ensured, so that stable operation of the circuit can be achieved. It becomes possible. Further, there is also an advantage that unnecessary wave components generated from the amplifier 8 are suppressed by the injection locking operation process due to the nonlinear amplification of the amplifier 8, and almost no output is output to the output unit 49. , Useful. Regarding the frequency variable width, due to the non-linearity of the active element section 1 and the non-linearity of the amplifier 8, the locking range at the time of injection locking is k x mx n Because it is multiplied, it can be expanded to kxmxn times.
  • the frequency can be greatly expanded.
  • the non-linearity and amplification degree of the broadband amplifier 8 are used, but similar effects can be obtained by using the non-linearity and conversion gain of the duplexer.
  • the frequency variable range can be greatly expanded. Becomes possible.
  • FIG. 5 shows a basic configuration diagram of the third embodiment of the present invention. Same as Fig. 1 'Synonymous parts used the same symbols. Only the differences will be described.
  • the input terminal 7 of the oscillation circuit section 15 is connected to a wide band amplifier 8 having an amplification degree between the frequencies f / mnf. Further, an h (: integer) delay multiplier 9 is connected to the input side of the amplifier 8, and a signal generating a frequency of ⁇ / (hmk) (h: integer) is connected to an input terminal 10 of the week multiplier 9. Generator 5 is connected. By injecting a signal that generates a frequency component of f / (hmk) (h: an integer) into the input terminal 10, the signal is delayed by h in the h delay doubler 9 and further nonlinearly amplified by the wideband amplification circuit 8.
  • the frequency component of fZm nf becomes an excellent signal, and is input from the signal input terminal section 7 to the oscillation circuit section 15.
  • the signal of the free oscillation frequency ⁇ or the high frequency having the frequency nx f ′ of the oscillation circuit section 15 is drawn into and synchronized with any one of the frequency components of f / m ⁇ ((this period is f 111 11 f frequency component input signal Power level and the nonlinearity of the oscillator circuit section 15. This is the same as the embodiment in FIG. 4).
  • the operation after synchronization is the same as in FIG.
  • the amplifier 8 is usually constituted by a transistor circuit, and when the delay multiplier 8 is particularly constituted by a transistor circuit, the amplifier 8 comprising these transistor circuits or the high-frequency amplifier and the delay multiplier is used.
  • the signal frequency for injection locking can be further reduced as compared with the case of FIG. It is possible to use a phase-locked oscillator with high stability and low phase noise characteristics and a direct digital synthesizer used in wireless communication.
  • the frequency range synchronized during injection locking depends on the nonlinearity of the active element 1 and the nonlinearity of the amplifier 8 and the characteristics of the delay multiplier 9.
  • the variable oscillation element can electrically control the free oscillation frequency and simultaneously control injection locking, greatly expanding the frequency variable range.
  • a signal having a predominant frequency component of 0 GHz and 30 GHz is input from the input terminal section 7 to the oscillation circuit section 15.
  • the input terminal 10 of the four-multiplier 9 can be connected to the signal generator 5 that can switch high-speed frequencies such as a direct digital synthesizer having a frequency of 312.5 MHz. is there.
  • FIG. 6 is a diagram showing another configuration example of the resonance circuit unit 4. As shown in FIG. Figures 2 and 3 are the same and have the same symbols as in Figure 3. The difference from FIGS. 2 and 3 is that, in this embodiment, a three-terminal element of the microwave transistor 33 is used, and this is used as a variable capacitor. By using a three-terminal element, the collector terminal C can be connected to the capacitor 22 of the DC cut on the resonance circuit side, the emitter E can be grounded, and the base terminal B can be used as the injection signal terminal.
  • FIG. 7 shows an equivalent circuit model of the transistor 33. As is clear from FIG. 7, a varactor diode D 1, D 2 forms a series and opposite twin diode type similar to FIG.
  • the base terminal B may be connected to the capacitor 22 of the DC cut on the resonance circuit side, the emitter E may be grounded, and the collector terminal C may be used as the injection signal terminal. Also in this case, a variable frequency characteristic of the free oscillation frequency can be obtained, and an injection locking characteristic can be obtained. Furthermore, as another connection method, even if the emitter terminal E is connected to the capacitance 22 of the DC cut on the resonance circuit side, the base terminal B is grounded, and the collector terminal C is used as the injection signal terminal, the variable frequency of the free oscillation frequency can be changed. Characteristics can be obtained, and injection synchronization characteristics can be obtained.
  • FIG. 8 is a diagram showing still another configuration example of the resonance circuit section 4.
  • the same symbols as those in Figs. 2, 3 and 6 have the same symbols.
  • one transistor 33 is used as the variable capacitance element.
  • the variable capacitance element is formed using two transistors 33 and 34. That is, with respect to the two transistors 33 and 34, the emitter terminal E of one transistor 33 is connected to the capacitor 22 of the DC cut on the resonance circuit side, and the emitter terminal E of the other transistor 34 is grounded.
  • the base terminals B and B of both transistors 33 and 34 and the collector terminals C and C of both transistors 33 and 34 are connected to node 28. Connected.
  • the node 28 is connected to the bias circuit 24 of the transistor and the injection circuit 16.
  • the base emitter diodes D2 having the same diode characteristics in series and in opposite directions, equivalently, the same state as that of FIG. 2 can be realized.
  • the base / collector terminals B and C are connected to the base terminal to have the same potential, but in the present embodiment, the collector terminals C and C may be open respectively. Even with such a configuration, a variable frequency characteristic of the free oscillation frequency can be obtained, and an injection locking characteristic can be obtained.
  • each of the collector terminals C may be connected to a resistance element. Even with such a configuration, a variable frequency characteristic of the free oscillation frequency can be obtained, and an injection locking characteristic can be obtained.
  • each of the collector terminals C may be directly grounded. Even with such a configuration, a variable frequency characteristic of the free oscillation frequency can be obtained, and an injection locking characteristic can be obtained.
  • the output signal of the nth harmonic output to the output terminal 49 is output.
  • the frequency of the injection signal from signal generator 5 at the start of the synchronization range When it is constant between the number (minimum frequency) and the frequency (maximum frequency) at the end point of the synchronization range, the phase of the output signal of the n-th harmonic is the same between the minimum frequency signal and the maximum frequency signal of the synchronization range.
  • the phase may be rotated by nx ( ⁇ 90) degrees, and the phase may not be constant during this synchronization range.
  • FIG. 9 shows a basic configuration of a microwave and millimeter wave injection locked oscillator according to a fourth embodiment of the present invention. Same as Figures 1 to 8 ⁇ The same parts have the same symbols.
  • This oscillator is roughly divided into an oscillation circuit section 15, an injection circuit section 16, and a frequency negative feedback loop section 17.
  • the oscillation circuit section 15 includes a frequency variable resonance circuit 4, an active element section 1, a reflection feedback control circuit 2, a duplexer 18, and an nth harmonic matching circuit 3.
  • the frequency variable resonance circuit 4 has a variable capacitance element 101 composed of a varactor diode and transmission lines 102 a, 102 b, and 102 c.
  • the transmission line 102 a is connected to the signal input terminal 7.
  • the capacitor 104 and the variable capacitor 101 are connected to the signal input terminal 7, and the variable capacitor 101 is grounded.
  • a connection point between the variable capacitance element 101 and the input terminal 7 is connected to a series circuit of a resistor R1 and a capacitance element C1, and this series circuit is grounded.
  • a resistor R2 is connected to a connection point between the resistor R1 and the capacitive element C1, and the resistor R2 is grounded.
  • a voltage control terminal 6 is connected to a connection point between the resistor R1 and the capacitor C1.
  • the capacitive element 104 is connected to the transmission line 102b, and the transmission line 102b is connected to the transmission line 102c.
  • a capacitive element C2 is connected to the transmission line 102c, and the capacitive element C2 is grounded. Further, resistors R3 and R4 are connected in series to the transmission line 102c, and the resistor R4 is grounded.
  • variable frequency resonance circuit 4 resonates at the control frequency ⁇ .
  • the active element section 1 is composed of a microphone microwave transistor Tr 1 having a reflection feedback gain at an oscillation control frequency ⁇ .
  • the base of the microwave transistor Tr1 is connected to the transmission line 102b, and the collector of the transistor Tr1 is connected to the capacitive element C3 and the transmission line 105 in parallel. I have. The capacitive element C3 and the transmission line 105 are grounded.
  • the active element section 1 is connected between the variable frequency resonance circuit 4 and the reflection feedback control circuit 2.
  • the reflection feedback control circuit 2 has a transmission line T1 connected to the emitter of the transistor Tr1, and the transmission line T2 is connected to the transmission line T1. Further, a series circuit of the transmission line T3 and the capacitive element C5 is connected to a connection point of the transmission lines T1 and T2, and this series circuit is grounded. Further, the transmission line T 2 is connected to the duplexer 18. This reflection feedback control circuit 2 controls the reflection feedback gain at the oscillation control frequency ⁇ .
  • the ⁇ -order harmonic output circuit 3 is a transmission line connected to the duplexer 18.
  • a transmission line ⁇ 4 and a transmission line ⁇ 6 are connected to a connection point between the transmission line ⁇ 5 and the duplexer 13.
  • the transmission line 5 is connected to an output unit 49.
  • the ⁇ -order harmonic output circuit 3 extracts a signal having a harmonic nxf (n: integer) component from the signal obtained from the duplexer 18 and outputs the signal to the output unit 49.
  • the injection circuit section 16 has a signal generator 5.
  • a power distributor 13 is connected to the signal generator 5 via a transmission line 111.
  • One output terminal of the power distributor 13 is connected to the resonance circuit 4, and the other output terminal is connected to the frequency negative feedback loop unit 17 via the transmission line 112. I have.
  • the signal generator 5 is a phase-locked oscillator having high signal purity, and includes a crystal oscillator.
  • the signal 54 from the signal generator 5 is divided into two by the power divider 13, and one signal 53 is injected into the transmission line 102 a of the resonance circuit 4.
  • the other signal 52 is input to the frequency negative feedback loop unit 17 and is input to the frequency mixer 122 via the m-th order multiplier 121.
  • the frequency negative feedback loop unit 17 includes an m-th order multiplier 122, a frequency mixer 122, a bandpass filter 124, and a one-pass filter 123.
  • the m-order delay multiplier 12 1 is connected to the other output terminal of the power divider 13 of the injection circuit section 16, and the m-order delay multiplier 12 21 is frequency-mixed via a transmission line. It is connected to one input terminal of the device 122.
  • the output terminal of the frequency mixer 122 is connected to the variable capacitance voltage control terminal 6 of the resonance circuit 4 via a one-pass filter 123.
  • a bandpass filter 124 is connected to the other input terminal of the frequency mixer 122 via a high-frequency transmission line 75 that is a distributed constant line. This bandpass filter 124 is connected to the duplexer 18.
  • the reflection feedback control circuit of the oscillation circuit section 15 is used.
  • the fundamental wave oscillating signal 51 extracted by the duplexer 18 connected to the output side of the path unit 2 is input to the frequency mixer 122 via the bandpass filter 24.
  • one signal 52 of the signal divided into two by the power divider 13 of the injection circuit part 16 is multiplied by m by the m-order delay multiplier 21 and input to the frequency mixer 122. . Then, the frequency of the signal 51 and the frequency of the signal 52 are compared by the frequency mixer 122.
  • the frequency mixer 1 2 2 outputs an output signal 5 5 to the low-pass filter 12 3, and this output signal 55 returns from the low-pass filter 12 3 to the variable capacitance voltage control terminal 6 of the oscillation circuit section 15. Is to be entered.
  • a signal 53 from a signal generator (reference signal source) 5 distributed by the power distributor 13 is injected into one end of the transmission line 102 a of the resonance circuit 4. Then, due to the nonlinearity of the oscillation circuit section 15, an m-order harmonic of the frequency f 0 of the signal generator 5 is generated inside the oscillation circuit section 15, and the m-order harmonic is added to the oscillation circuit section 15. The frequency and phase of the signal are synchronized. This synchronization speed is 100 to 1000 times higher than the synchronization speed of the frequency negative feedback loop unit 17 described below.
  • the synchronization characteristics due to this injection signal are different from the synchronization characteristics due to the frequency negative feedback loop unit 17 and do not depend on the low-pass filter 123 in the frequency negative feedback loop unit 17. However, noise can be reduced.
  • the oscillation circuit section 15 freely oscillates in the vicinity of the control frequency f due to the reflection feedback gain characteristics of the resonance circuit 4 having the control frequency ⁇ and the active element section 1.
  • This free oscillation frequency ⁇ can be changed by changing the resonance frequency ⁇ in the frequency variable resonance circuit 4. it can.
  • a free oscillation signal of frequency ⁇ by the oscillation circuit section 15 is taken out by the demultiplexer 18 and inputted to the frequency negative feedback loop section 17, and the frequencies f to f are outputted by the bandpass filter 124. 'After removing signals outside the peripheral band from the free oscillation signal, input the signal to the frequency mixer 122.
  • the signal 54 output from the signal generator 5 is input to the m-th multiplier 122 via the power distributor 13 and multiplied by m.
  • the m-delay harmonic output from the m-th week multiplier 12 1 is a signal 52 having little noise and having the same stability as a crystal oscillator.
  • the signal 52 and the signal 51 from the splitter 18 are input to the frequency mixer 122, and the frequencies are compared.
  • the frequency mixer 1 2 2 generates an error signal 55 of the signals 51 and 52, and only the error signal 55 is taken out via the mouth-pass filter 123 to obtain a variable capacitance. Feedback input to voltage control terminal 6.
  • the oscillation frequency of the oscillation circuit section 15 changes with the voltage of the error signal 55. More specifically, the polarity of the variable capacitance voltage control terminal 6 and the polarity of the error signal voltage 55 are set to be negative feedback with respect to the oscillation frequency of the oscillation circuit unit 15.
  • the free oscillation frequency ⁇ of the oscillation circuit unit 15 becomes equal to the n-delay harmonic 52 of the reference signal from the signal generator 5. It approaches a stable, low-noise signal.
  • the frequency negative feedback loop unit 17 by operating the frequency negative feedback loop unit 17 during the injection locking operation, the frequency can be made closer to the mduct harmonic of the reference oscillation frequency. Therefore, the oscillation frequency of the oscillation circuit section 15 can be narrowed down to a frequency region where injection locking is performed.
  • the frequency negative feedback loop By controlling the feedback voltage, the free oscillation frequency ⁇ of the oscillation circuit section 15 can be changed, and the free oscillation frequency f ′ can follow the frequency of the injection signal. Therefore, synchronization can be applied up to the frequency voltage control range of the frequency variable resonance circuit 4, the synchronization range can be widened, and the problem of the conventional injection locked oscillator having a narrow synchronization range can be solved.
  • another problem of the injection locked oscillator that the phase is shifted by about 180 ° at the start point and the end point of the frequency range in which injection locking is performed is also caused by the frequency negative feedback loop.
  • the operation can be eliminated by the operation of section 17, and the phase can be kept constant at the start and end points of the frequency range in which injection locking is performed.
  • a signal whose frequency and phase are synchronized with the m delay harmonic ⁇ frequency: (f Zm) xm ⁇ of the reference signal of the signal generator 5 becomes a basic oscillation wave .
  • the oscillation by nonlinearity of the circuit 1 5 generates harmonics of the oscillation frequency f, n order by harmonic matching circuit 3, the desired output portion 4 of the c oscillation circuit 1 5 the high-frequency signal can be taken out 9
  • the problem of the conventional injection-locked oscillator can be solved by the action of the frequency / phase synchronization by the frequency negative feedback loop unit 17 and high-speed frequency synchronization and phase synchronization can be achieved.
  • a microwave and millimeter-wave frequency synthesizer with low phase noise can be realized.
  • the portions other than the reference signal generator 5 are configured by analog circuits, they can be monolithically formed on a GaAs substrate.
  • the signal 53 from the injection circuit section 16 is injected into one end of the transmission line 102a.
  • the signal 53 is injected into any one end of the capacitive element 104. May be. Also, it may be injected into an arbitrary end of the transmission line 102a or 102b.
  • FIG. 10 shows a configuration of a fifth embodiment of the present invention.
  • the fifth embodiment is a microwave / millimeter wave injection locked oscillator having a frequency negative feedback loop, similarly to the fourth embodiment, and the operation principle is the same. Therefore, in FIG. 10, portions having the same meaning as in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals, and different portions will be mainly described.
  • the fifth embodiment is different from the fourth embodiment in that an injection circuit section 16 is connected to a high-frequency amplifier 110 and a band-pass filter 1 connected in sequence to the output side of a signal generator 5. There are only two points, that is, the point that the frequency feedback loop unit 17 is not provided and the point that the frequency negative feedback loop unit 17 is not provided with the m delay multiplier 12 1.
  • the frequency f of the h-order harmonic is (h x f o), which is a frequency near the free oscillation frequency ⁇ .
  • the signal 52 transmitted from the injection circuit section 16 through the power divider 13 is directly input to the frequency mixer 122 without passing through the frequency multiplier. Will be done.
  • the harmonic amplifier 110 since the harmonic amplifier 110 generates harmonics outside the oscillation circuit section 15, the output efficiency of harmonic generation can be increased, and therefore, the signal as the reference signal source can be increased.
  • the operating frequency of the generator 5 can be lowered.
  • the injection locking range can be widened and stable injection locking characteristics can be obtained. Therefore, according to the fifth embodiment, a more stable operation characteristic can be obtained together with the improvement of the frequency'phase synchronization characteristic by the frequency negative feedback loop 17.
  • a 1.5 GHz signal generator 5 with a crystal oscillator can be used to output a stable, low-phase noise of 60 GHz from the output 49 of the oscillation circuit 15.
  • the signal can be extracted.
  • phase-locked oscillator phase-locking oscillator (PLO)
  • PLO phase-locking oscillator
  • the signal 53 from the injection circuit unit 16 is Although the signal 53 is injected into one end of the capacitor 102a, the signal 53 may be injected into an arbitrary end of the capacitor 104. Also, it may be injected into an arbitrary end of the transmission line 102a or 102b.
  • FIG. 11 shows a configuration of a sixth embodiment of the present invention.
  • the sixth embodiment is a microwave / millimeter-wave injection-locked oscillator having a frequency negative feedback loop, as in the fifth embodiment. Therefore, in FIG. 11, the same parts as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and different points will be mainly described.
  • the sixth embodiment is different from the fifth embodiment only in that the frequency negative feedback loop unit 17 includes an m-th order multiplier 22 Km (integer).
  • the sixth embodiment has a configuration in which the fourth embodiment and the fifth embodiment are combined.
  • the frequency of this h-order harmonic is the frequency f ox h, which is I Zm of the fundamental oscillation control frequency f, that is, h times f / m.
  • the frequency signal component 54 near 1 / m of the fundamental oscillation frequency f is extracted by the bandpass filter 125, and the signal component 54 is divided into two by the power distributor 13.
  • One signal 53 is injected into one end of the transmission line 102 a of the resonance circuit 4.
  • the oscillation circuit section 15 to which the signal 53 is input generates harmonics of the reference signal due to the nonlinearity inside the oscillation circuit section 15.
  • Other operations are the same as those of the fourth and fifth embodiments.
  • the output frequency of the signal output from the output unit 49 of the oscillation circuit unit 15 can be further increased. it can.
  • the free fundamental oscillation frequency of the oscillation circuit unit 15 is 30 GHz, and that a 1.5-GHz signal generator 5 having a crystal oscillator is used.
  • a stable and low phase noise signal of 120 GHz can be extracted from the output unit 49 of the oscillation circuit unit 15.
  • the signal 53 from the injection circuit section 16 is injected into one end of the transmission line 102a.
  • the signal 53 may be injected into any one end of the capacitive element 104.
  • it may be injected into any one end of the transmission lines 102a and 102b.
  • FIG. 12 shows a configuration of a seventh exemplary embodiment of the present invention.
  • the seventh embodiment is a microwave / millimeter-wave injection-locked oscillator having a frequency negative feedback loop, similarly to the fifth embodiment, and operates in the same manner. Therefore, in FIG. 12, the same parts as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be mainly described.
  • the injection circuit unit 16 includes a power divider 311 connected between the signal generator 5 and the harmonic amplifier 110.
  • the frequency negative feedback loop unit 17 includes a frequency divider 61 connected between the frequency mixer 122 and the band-pass filter 124.
  • the output signal 51 from the duplexer 18 is frequency-divided by the frequency divider 61 to reduce the operating frequency and input to the frequency mixer 122. Let it.
  • the signal from the signal generator 5 is directly split into two by the power splitter 311 without multiplication, and one signal 52 is input to the frequency mixer 122.
  • the other two-divided signal 53 is input to the harmonic amplifier 110 to generate a harmonic component of the signal generator 5.
  • the operating frequency of the frequency mixer 122 can be reduced, and the frequency negative feedback loop unit 17 can be manufactured very simply and at low cost.
  • the output of the oscillation circuit section 15 can be obtained by using a 2 GHz reference signal source 5 having a crystal oscillator.
  • a signal with a frequency of 64 GHz can be output from section 49.
  • the operating frequency of the frequency mixer 122 is only 2 GHz.
  • frequency divider 61 is used in this embodiment, a frequency mixer may be used instead of the frequency divider 61.
  • the signal 53 from the injection circuit section 16 was injected into one end of the transmission line 102a, but the signal 53 may be injected into any negative end of the capacitive element 104. Also, any one end of the transmission line 102a or 102b May be injected.
  • FIG. 13 shows a configuration of an eighth embodiment of the present invention.
  • the eighth embodiment is a microwave / millimeter wave injection locked oscillator having a frequency negative feedback loop, as in the seventh embodiment. Therefore, in Fig. 13, the same parts as those in Fig. 12 are denoted by the same symbols, and different points are mainly described.
  • the eighth embodiment differs from the seventh embodiment only in the configuration of the signal generator 505 and the configuration of the frequency divider 561.
  • a signal having a frequency of 1000 or more can be input to the frequency mixer 122. .
  • a quasi-mic open-band reference signal generator 505 composed of a phase-locked oscillator is used.
  • the reference signal generator 505 includes a voltage-controlled oscillator 84, a frequency divider 85, a crystal oscillator (temperature-controlled crystal oscillator) 87, a reference counter 81, a frequency mixer 82, and a loop filter.
  • Ruta 8 consists of eight.
  • a reference signal is output from the reference counter 81 to a reference signal output point 83 to be used as a comparison reference signal of the frequency mixer 122.
  • the signal 54 from the voltage controlled oscillator 84 of the reference signal generator 505 passes through the h-order (h : / integer) harmonic amplifier 110, and the transmission line 102 of the resonance circuit 104. Is injected at one end.
  • a low phase noise signal with a stable frequency of 60 GHz is extracted from the output section 49. be able to.
  • This derived signal has the characteristics dominated by the frequency stability and low phase noise characteristics of the reference signal generator 505 (ie, the characteristics dominated by the frequency stability and low phase noise characteristics of the crystal oscillator 87). have.
  • high-frequency signals are propagated from the divider 18 to the divider 561, but from the divider 561 to the frequency mixer 122.
  • a signal having a frequency on the order of KHz to MHz propagates through the wiring of the reference signal and the wiring from the reference signal output point 83 to the frequency mixer 122. Therefore, there is a merit that assembly such as wiring and mounting for signal propagation becomes very easy.
  • the signal 53 from the injection circuit section 16 is injected into one end of the transmission line 102a.
  • the signal 53 is injected into any one end of the capacitive element 104. May be. Also, it may be injected into an arbitrary end of the transmission line 102a or 102b.
  • the microwave and millimeter wave injection locked oscillator of the present invention is used in a communication device for wirelessly transmitting high-speed, large-capacity analog / digital information.

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Description

明 細 書 マイクロ波♦ ミ リ波注入同期型発振器 技術分野
本発明は、 周波数安定性が高くかつ信号純度の高い、 小型 ·軽量の無線 通信用マイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器に関する。 背景技術
近年、 情報量の増大に伴い、 マイクロ波ゃミ リ波のような高周波搬送波 を用いて、 高速 ·大容量のアナログ ·ディジタル情報を無線伝送するパー ソナル通信が注目されている。 このような通信においては、 周波数安定性 が高くかつ位相雑音の低い、 小型 ·軽量のマイクロ波 · ミ リ波信号発生器 が要求されている。
従来の注入同期型マイクロ波信号発生器を、 図 1 4に示す。 基本発振周 波数 Γ で動作するマイクロ波 · ミ リ波増幅器 6 5 0、 遅延線路 6 5 2か らなる正帰還ループ 6 5 1とコンパイナ/ディバイダ 6 5 3、 及び、 マイ クロ波 · ミ リ波増幅器 6 5 5から構成される。 自由発振時の動作は、 まず 正帰還ループ 6 5 1内にあるランダム雑音が増幅器 6 5 0で増幅され、 基 本発振周波数 Γ の雑音レベルが高くなり、 正帰還ループ 6 5 1内を循環 する。 この過程を繰り返すことにより、 正帰還ループの位相回転角が 3 6 0度となる周波数で基本発振周波数 f ' の信号と増幅器 6 5 0の非線形性 により基本発振周波数 Γ の高調波 η χ ί ' ( η ：整数） 成分が成長し、 定常状態で基本発振周波数 f ' とその周波数 Γ の高調波 η χ ί ' の信号 が発生する。 ここで、 入力端子 6 6 0より、 f 0の周波数 （f o = f /m [m：整数] ) を有した周波数安定で位相雑音が低減された信号成分を、 マイクロ波， ミ リ波増幅器 6 5 5を介して、 強制的に注入することにより、 自由基本発 振周波数 Γ の信号を注入信号 f 0の m倍の f の信号に同期させ、 位相雑 音の低減と周波数を安定化させることができる。
以下にこの作用を説明する。 外部から注入された強制信号 ί 0は、 前記 マイクロ波 · ミ リ波増幅器 6 5 5の非線形性により、 f 0 x mの周波数 f の信号を発生させる。 前記自由基本発振周波数 Γ が、 注入信号の高調波 ί o x mの近傍 （f ' ^ f ) にあれば、 自由基本発振周波数 Γ の信号は、 注入信号の高調波 ί 0 x m (m :整数） に引き込まれ、 このとき高調波信 号 f o x mに同期された信号となり、 出力部 6 7 0より出力される。 これ によって基本発振周波数 ί ' の位相雑音の低減化と周波数の安定化を達成 することができる。
図 1 4に示す方法では、 遅延線路 6 5 2とコンパイナ ·ディバイダ 6 5 3を含む正帰還ループ 6 5 1の線路長によって位相制御し、 基本発振周波 数 Γ が決まってしまう。 周波数 Γ が高くなると前記正帰還ループ 6 5 1の線路長が短くなり、 基本発振周波数 Γ の制御が困難になってしまう。 さらに、 このような回路の構成では、 コンパイナ/ディバイダ 6 5 3の D 一 C間の伝送特性から、 増幅器 6 5 5介して入力された注入信号が出力端 子 6 7 0に出力されるため、 出力端子 6 7 0から取り出される信号は所望 波だけでなく、 多くの不要波を含んだ信号となってしまう。 さらに、 増幅 器 6 5 0のバイアス点を変えることにより周波数を僅かに変えることがで きるものの、 基本的には、 基本発振周波数 Γ を変えることはできない。 基本発振周波数 Γ を変える方法として、 この正帰還ループ 6 5 1の Q 値を小さくすることによって、 注入同期時の同期レンジを広く し、 周波数 を可変とすることが可能ではあるが、 回路の Q値が小さいと、 環境温度等 の影響により、 基本発振周波数 Γ が不安定になり、 一旦注入同期しても、 同期レンジを越えてしまうと、 同期がはずれてしまう。 安定した注入同期 をとるためには、 同期レンジの略中央部付近に限られてくる。 このような 理由のために、 前記のような回路構成では、 ミ リ波への高周波化、 不要波 信号の低減、 及び周波数可変化が、 困難であるという課題点があった。 発明の開示
そこで、 この発明の主たる目的は、 不要波信号の低減を可能にすると 共に、 周波数の可変範囲の拡大を可能とし、 ミ リ波の高周波化が容易なマ イク口波 · ミ リ波注入同期型発振器を提供することである。
この発明のさらなる目的は、 そのようなマイクロ波 · ミ リ波注入同期型 発振器において、 同期レンジの間で位相を一定にし、 安定で低雑音の信号 を確実に発振できるようにすることである。
前記主たる目的を達成するために、 本発明は、 正帰還ループを構成する ことなく、 基本発振周波数 の制御可能な反射型の電圧制御発振器を構 成し、 共振器を介して、 能動素子部へ直接信号注入する直列配置とする。 すなわち、 本発明は、 能動素子部と、 この能動素子部の一端側に接続さ れて所定の周波数 f で共振する共振回路と、 前記能動素子部の他端側に接 続されて前記周波数 f を有する信号の n ( n ：整数） 次高調波成分を有す る信号を前記共振回路から取り出す高調波出力回路とを有する発振回路部 と、 前記共振回路における信号を周波数同期させるための基準信号を生成 する注入回路部と、 前記基準信号を前記共振回路に入力するための入力手 段 （7 ) とを備えたことを特徴とするマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振 器を提供する。 一実施の形態においては、 前記共振回路は伝送線路および容量素子を含 み、 前記入力手段は前記伝送線路または容量素子の一端に設けられており、 前記基準信号は、 f Zm (m :整数） の周波数成分を有する。
前記注入回路部は、 低周波数の水晶発振器を含んでいてもよい。
前記注入回路部は、 信号発生器および、 周波数 f Zmないし n f の間で 増幅度を有する広帯域非線形増幅器を備えることができる。
また、 前記注入回路部は、 前記信号発生器と前記広帯域非線形増幅器と の間に接続された h遲倍器 （h ：整数） をさらに備えていてもよい。
一方、 前記共振回路部の容量素子は、 2個のバラクタダイオードを互い に逆向きに直列接続してなり、 バラクタダイ一ドの接続中点に前記注入回 路部からの信号を注入してなるものであってもよい。
それに代えて、 前記共振回路部の容量素子は、 マイクロ波トランジスタ の 2端子間で構成され、 残りの 1端子に前記注入回路部からの信号を注入 してなるものであってもよい。
さらにまた、 前記共振回路部の容量素子は、 コレクタおよびベース端子 を共通に、 一方のェミ ッタ端子を伝送線路に接続するとともに、 もう一方 のエミ ッタ端子を接地した 2個のマイクロ波トランジスタよりなり、 前記 共通のコレクタおよびベース端子に前記注入回路部からの信号を注入して なるものであってもよい。
上述の構成を有する本発明のマイクロ波 · ミ リ波注入同期発振器によれ ば、 出力信号は、 基本発振周波数を有する基本板の n次高調波を用いるた め、 注入信号として、 U H F帯等のディジタル無線通信で用いられている、 高い安定性と低い位相雑音特性を有した位相同期発振器を用いることがで きる。 したがって、 小型で低コストの、 ミ リ波帯注入同期発振器が可能と なる。 そして、 ミ リ波帯の信号を直接発振する必要がなく、 例えば 4次高 調波を使うとすれば、 1 5 G H zの基本発振をすれば、 6 0 G H zの信号 を出力させることができる。 加えて、 注入同期時の同期レンジは、 発振回 路部の非線形性、 及び、 増幅器や、 遲倍器の非線形性を利用することによ り、 同期する周波数レンジを広げることが可能であり、 加えて、 可変容量 素子により、 自由発振周波数を電気的に制御しながら、 注入同期も同時に 制御することにより、 周波数の可変範囲を大幅に広げることが可能となる c また、 広帯域増幅器ゃ遲倍器の非線形作用によって、 生ずる不要波成分は、 注入同期の動作過程を経ることによって、 抑圧されてしまい、 出力部には、 殆ど出力されることないため、 これらの信号成分取り除くフィルタが不要 になる。
また、 前記さらなる目的を達成するために、 本発明は、 下記に述べる周 波数負帰還ループを構成し、 この周波数負帰還ループによって、 電圧制御 発振器（ボルテージ ' コントロール ·オシレータ （V C O ) )の自由発振周 波数を制御して、 基準信号源に周波数同期させる。 これにより、 注入同期 レンジの範囲内で注入信号の周波数を変えたときに、 この注入信号の周波 数に出力信号の自由発振周波数を追随させてゆくことができる。 したがつ て、 注入信号の位相とこの注入によって同期された信号の位相とを常に一 定の関係に保つことができ、 ひいては、 注入同期レンジを広くすることが 可能となる。 これを、 実現する本発明の一実施の形態に係るマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器の構成は、 以下に述べるごとくである。
つまり、 この実施の形態では、 前記注入回路部は前記基準信号を生成す る基準信号発生器を有すると共に、 前記発振回路部は前記共振回路の出力 側に設けられた分波器をさらに備えている。 そして、 この注入同期型発振 器は、 前記分波器からの信号と前記基準信号発生器からの信号とが入力さ れる周波数混合器を有し、 この周波数混合器が出力する誤差信号を前記共 振回路にフィ一ドバックして前記共振回路を前記基準信号発生器からの信 ' 号に周波数同期させる周波数負帰還ループをさらに備えている。
このマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器では、 周波数負帰還ループを 構成し、 発振回路部の自由発振周波数を基準信号発生器が発生する基準信 号に周波数同期させる。 これにより、 注入同期レンジ間で注入信号の周波 数を変えたときにでも、 発振回路部から出力する信号の自由発振周波数を 注入信号の周波数に追随させることができる。 そして、 注入信号と注入同 期信号の位相を常に一定の関係に保つことができる。
したがって、 この注入同期型発振器によれば、 同期検波のための信号源 としても用いることが可能であり、 かつ、 n次高調波の出力信号の安定化 や、 位相雑音の低減および不要波スプリアス信号を抑えることができる。 さらに、 注入同期レンジを広くすることができる。
さらに、 位相雑音と引き込み時間とをループフィル夕またはローパスフィ ルタで制御することなく、 注入同期法によって制御するから、 高速引き込 みと低位相雑音化を達成でき、 かつ、 周波数可変範囲を拡大できる。
前記マイクロ波， ミ リ波注入同期型発振器は、 前記基準信号発生器から の信号を前記入力手段と前記周波数混合器との 2方に分配する分配器を備 えていてもよい。
この場合、 前記基準信号発生器からの信号を前記分配器で前記入力手段 と前記周波数混合器との 2方に分配して、 注入同期と周波数負帰還ループ の 2つの動作に役立てることができる。.
また、 前記周波数負帰還ループは、 前記分配器と前記周波数混合器との 間に接続された m次遞倍器を備えることができる。
この構成においては、 前記基準信号発生器が発生した基準信号を m次遁 倍器で周波数を m倍してから、 周波数混合器に入力する。 したがって、 高 い安定性と低い位相雑音特性と有している準マイクロ波帯等のデジタル無 線通信で用いられている位相同期発振器を、 前記基準信号発生器として用 いることができる。 したがって、 基準信号発生器を小型かつ低コストにで き、 小型で低コス卜の周波数シンセサイザを実現できる。
前記発振回路部が、 前記分波器に接続されて前記共振回路から n次高調 波を取り出す n次高調波整合回路を備えて L、る場合、 この n次高調波整合 回路から、 基準信号の周波数の n次高調波を最大出力で取り出すことがで きる。
また、 前記マイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器は、 前記基準信号発生 器と前記分配器との間に接続された h次高調波増幅器を備えることもでき る。
この場合、 h次高調波増幅器が、 共振回路の前段で、 基準信号発生器か らの信号を受けて、 その信号の h次高調波を発生させるので、 高調波発生 の出力効率を高くすることができる。 その上に、 基準信号発生器の動作周 波数を低く して、 コストダウンを図れる。
また、 前記分配器と前記周波数混合器との間には、 前記 h次高周波増幅 器に加えて、 m次遁倍器を接続することもできる。
この場合、 前記 m次逦倍器で h次高調波増幅器からの h次高調波の周波 数を更に m倍するから、 同期周波数をより高く して、 発振回路部から出力 させる信号周波数を一層高くできる。
また、 前記分配器と前記入力手段との間に h次高調波増幅器が接続され、 前記分波器と周波数混合器との間に分周器が接続されていてもよい。
このような構成においては、 h次高調波増幅器が分配器と入力手段との 間に接続されているから、 周波数負帰還ループへは、 h次高調波増幅器に 入力される前の基準信号が入力され、 一方、 発振回路部へは、 h次高調波 増幅器からの h次高調波が入力される。 そして、 前記分波器からの高調波 は前記分周器で分周されて、 周波数が低くされて、 周波数混合器に入力さ れ 。
したがって、 この発明では、 発振回路部の発振周波数を低下させること なく、 周波数混合器の動作周波数を低く抑えることができ、 周波数負帰還 ループを簡単， 安価に製作できる。 図面の簡単な説明
図 1は本発明のマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器の第 1の実施形態 の基本構成例を示す図である。
図 2は図 1の実施形態の具体的回路構成例を示す図である。
図 3は共振回路部の回路構成例を示す図である。
図 4は本発明のマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器の第 2の実施形態 の基本構成例を示す図である。
図 5は本発明のマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器の第 3の実施形態 の基本構成例を示す図である。
図 6は共振回路部の他の回路構成例を示す図である。
図 7はトランジスタをバラクタとして使用したときの等価回路図である c 図 8は共振回路部のさらに他の回路構成例を示す図である。
図 9は本発明のマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器の第 4の実施の形 態の回路構成を示す図である。
図 1 0は本発明の第 5の実施形態の回路構成を示す図である。
図 1 1は本発明の第 6の実施形態の回路構成を示す図である。
図 1 2は本発明の第 7の実施形態の回路構成を示す図である。
図 1 3は本発明の第 8の実施形態の回路構成を示す図である。 図 1 4は従来のマイク口波注入同期発振回路の構成例を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態を添付の図面に基づき説明する。
(第 1の実施の形態）
図 1は、 本発明の注入同期型発振器の第 1の実施形態の基本構成図であ る。 本発明の回路は、 大きく分けて、 発振回路部 1 5と、 注入回路部 1 6 で構成される。 まず、 発振回路部 1 5において、 周波数 ίで負性抵抗成分 を有する能動素子部 1は、 周波数 f の反射帰還利得を制御する反射帰還制 御回路 2と高調波 n x f ( n ：整数） 成分を有した信号を取り出す n次高 調波整合回路 3に接続され、 また、 バラクタ容量素子と伝送線路から成る 周波数 f で共振する周波数可変共振回路 （以下、 単に共振回路） 4に接続 される。 注入回路部 1 6の信号発生器 5は、 周波数同期のための基準信号 として i Zm (m :整数） の周波数成分を有した信号を共振回路 4に注入 するための信号発生器である。 共振回路部 4の伝送線路または容量素子の 任意の一端に、 信号入力端子 7を設け、 該信号入力端子 7より、 f Zm (m ：整数） の周波数成分を有した信号を共振回路 4に注入するようにしてい る
このような構成とすることによって、 自由発振時においては、 負性抵抗 素子のバイアス電圧のみならず、 バラクタ素子で自由発振周波数 Γ を可 変化することが可能になる。 一方、 このような構成のマイクロ波帯 · ミ リ 波帯の、 自由発振信号 （周波数 Γ ) の周波数安定度は、 とくにモノリシッ ク化された回路では、 共振回路 4の Q値を高くとれないため、 水晶発振器 の安定度と比較すると、 著しく低い。
ここで、 水晶発振器を有した準マイク口波帯〜マイク口波帯の位相同期 発振器等の信号純度の高い信号発生器を、 周波数 f Zmの信号を発生させ る信号発生器 5として用いる。 この信号発生器 5からの周波数 f の信 号は、 信号入力端子 7を通して共振回路 4に加えられ、 発振回路部 1 5の 非線形性により、 前記注入信号の周波数 ί Zmの i次 （ i ··整数） 高調波 ( f /m) x iを発生する。 これと同時に、 周波数 f の近傍にある当該発 振器の自由基本発振周波数 Γ もしくはその n次高調波成分 η χ Γ は、 前記注入信号の高調波 （i Zm) X iの成分に引きこまれ同期してしまう。 この同期された高調波信号 n x f は、 n次高調波整合回路 3を介して出力 部 4 9より出力される。 なお、 この n次高調波整合回路部 3によって請求 の範囲に記載の高調波出力回路が構成される。 このような構成によって、 マイクロ波， ミ リ波帯の発振器の周波数安定度を水晶発振器のレベルまで 高くすることができ、 発振器の位相雑音も低減することが可能となる。 加えて、 出力信号 （周波数 n x f ) は、 基本発振周波数を有する信号の n次高調波を用いるため、 発振回路部 1 5は、 ミ リ波帯の信号 （例えば、 6 0 G H z ) を直接発振する必要がなく、 例えば、 4次高調波を用い、 1 5 G H zで基本発振したとすれば、 6 0 G H zの信号を出力させることが できる。 加えて、 発振回路部 1 5の非線形によって、 注入同期時の同期す る周波数レンジは、 注入信号周波数 i /mからみたとき、 m x n通倍され るため、 m x n倍に広げることが可能となる。 加えて、 本発明では、 バラ クタ素子によって、 自由発振周波数 Γ を可変とできるため、 注入同期に よる周波数可変性だけでなく、 自由発振周波数 Γ を、 電気的に制御しな がら、 注入同期も制御できるため、 周波数の可変範囲を大幅に広げること が可能となる。
前記説明では、 前記共振回路 4に関してバラクタ可変容量素子を用いて 説明したが、 固定容量素子を用いても、 本構成の注入同期型発振器は構成 可能である。 しかし、 この場合には、 自由発振周波数を変える機能は、 前 記能動素子部 1のバイアス電圧のみに限定される。
図 2は具体例を示す構成図である。 図 1と同一 ·同義の部分は、 同じ記 号を用いた。 本発明のマイクロ波 · ミ リ波注入同期発振器は、 発振回路部 15と、 注入信号入力するための注入回路部 16で構成される。
発振回路部 15について説明する。 周波数 f で負性抵抗成分を有する能 動素子部 1、 周波数 ίの反射帰還利得を制御する反射帰還制御回路部 2、 周波数 f の信号の高調波 nx f (n ：整数） 成分を有する信号を取り出す 高調波出力回路としての n次高調波整合回路 3、 共振回路 4、 出力部 49 で発振回路部 15が構成される。 周波数 f で負性抵抗成分を有する能動素 子部 1は、 FET、 HEMTや HBT等のマイクロ波トランジスタ 11と、 M I Mキャパシタとショートスタブ等で構成された直列帰還素子 12で構 成される。 前記能動素子部 1は、 周波数 fで負性抵抗成分が得られる構成 であれば、 マイクロ波トランジスタ 11は、 FET、 HEMTまたは HB Tのどのデバイスを用いても良く、 また、 接地法として、 FET、 HEM Tのュニポーラ系トランジスタでは、 ソース接地、 ゲート接地、 ドレイン 接地のどれを用いても構わない。 さらに、 ΗΒΤのバイポーラ系トランジ スタでは、 エミ ッタ接地、 ベース接地、 コレクタ接地のどれを用いても構 わない。 本実施の形態では、 ΗΒΤのェミッタ接地を例に用いている。 ま た、 本実施の形態では、 各回路の伝送線路は 50Ωの特性インピーダンス を用いるが、 この 50Ωに限定されない。 また、 本実施の形態では、 自由 発振周波数 Γ が略 15 GHzで、 4次 (n = 4) の高調波の 60 GHz の信号を、 50 Ωの負荷回路に出力する場合において説明する。
周波数 f の反射帰還利得を制御する反射帰還制御回路 2はトランジスタ のバイアス回路を含み、 T型の分布定数線路 Tl， T2, T3で構成され る。 各分布定数線路の長さ t 1， t 2, t 3は発振周波数とトランジスタ の性能に大きく依存するが、 少なくとも共振回路 4の線路損失を上回る以 上の反射利得を得られるように、 マイクロ波トランジスタ 1 1の出力イン ピーダンスを分布定数線路の長さ t 1， t 3によって制御する。 高調波 4 X 15 GH z (n-4) 成分を有した信号を取り出す n次高調波整合回路 部 3は、 オープンスタブを含んだ分布定数伝送線路 T2， T4， T5, T 6で構成され、 60GH zで出力負荷 50 Ωに整合されるように各々の伝 送線路の長さ t 2， t 4, t 5, t 6が調整される。 ここでは、 バランス 型のオープンスタブ T 4, T 6を用いたが、 T4、 Τ 6のどちらか一方で も構わないし、 オープンスタブでなく、 ショートスタブ等で構成してもよ い。
共振回路 4は、 伝送線路 Τ 7、 トランジスタ 1 1へのバイアス供給回路 21及び、 DCカ ツ ト用のキャパシタ 22、 及び可変容量素子 23、 32 並びに可変容量素子 23、 32へのバイアス回路 24を含む。 また、 前記 伝送線路 T7の長さ t 7は、 前記 DCカツ トキャパシタの長さを含めて略 1ノ 4波長の長さで構成されてなる。 前記伝送線路 T 7または容量素子 2 3の任意の一端に、 信号入力端子 7を設け、 該信号入力端子 7を介して、 f /m (m :整数） の周波数成分を有した信号を注入するための注入回路 部 16を接続している。 図では、 可変容量素子として 2個 （ツイン） のバ ラクタダイォ一ド 23、 32を直列に互いに逆向きに配置して用いたが、 1つのバラクタダイオード 23のみを用いてもよく、 また、 トランジスタ の可変容量機能を用いてもよい。
次に、 注入回路部 16について説明する。 この注入回路部 16は、 信号 発生器 5で構成される。 本実施の形態では、 注入信号として、 7. 5GH zの信号を用いた。 このとき、 信号発生器 5の出力インピーダンスは Z s ^ 50 Ωである。 本実施例では、 7. 5 GH zの信号を用いているが、 1 5GHZ/3 (=5GHz) を注入信号として用いて、 前記注入回路部 1 6の形成も可能である。 しかし、 一定の注入信号出力電力を入力した際、 mが増加するに従って、 基本発振周波数 Γ でみたとき同期する周波数幅 は減少し、 同期できない m値が存在する。 そして、 この同期できない周波 数は主にマイクロ波トランジスタ 11の遮断周波数性能に依存する。
次に、 具体例の動作について説明する。 能動素子部 1のマイクロ波トラ ンジス夕 11に適当なバイアスを印加することによって、 負性抵抗成分に より反射利得が生じ、 発振が立ち上がり、 位相が共振回路 4内の電気長の 2 τΓ (N :整数） の条件を満たした周波数 Γ で発振が定常状態となり、 自由発振状態となる。 この自由発振時においては、 マイクロ波トランジス タ 11のバイアス電圧と、 バラクタ素子 23， 32の制御電圧で自由発振 周波数 Γ を変えることが可能になる。 一方、 このような構成のマイクロ 波帯 · ミ リ波帯の、 自由発振信号 （周波数 Γ =15 GHzの近傍） の安 定度は、 とくにモノリシック化した場合、 共振回路 4の Q値を高くとれな いため、 周波数安定度は、 水晶発振器の安定度と比較すると、 著しく低い c ここで、 水晶発振器を有したマイクロ波帯の位相同期発振器 5を、 周波数 7. 5GH z (f =15GHz, m=2) の信号発生器として用い、 この 発生信号が信号入力端子 7を介して、 注入信号として共振回路 4に加えら れる。 このとき、 発振回路部 15の非線形性により、 前記注入信号 7. 5
GHzの 1， 2， 3， 4 次高調波を発生する。 これと 同時に、 発振回路部 15の自由発振周波数 Γ (約 15GHz付近） とそ の 1, 2， 3， 4 次高調波は、 この注入信号の高調波 7. 5
GHz X (1， 2， 3， 4 ) に引きこまれて同期し、
15. 0GHz X (1， 2， 3, 4 ) の周波数となる。 この同 期された高調波信号は、 本実施の形態では 4次高調波の整合回路を有した n次高調波出力整合回路部 3を介して出力部 4 9より、 6 0 . 0 G H zの 信号として出力される。
このような構成によって、 マイクロ波 · ミ リ波帯の発振器の周波数安定 度を水晶発振器のレベルまで高くすることができ、 発振器の位相雑音も低 減することが可能となった。 また、 6 0 G H z帯における周波数可変幅は、 注入同期時の同期レンジが、 能動素子部 1の非線形により、 2 x 4遲倍さ れるため、 8倍に広げることが可能となる。 加えて、 可変容量素子 2 3、 3 2により、 自由発振周波数を電気的に制御しながら、 注入同期も同時に 制御することにより、 周波数の可変範囲を大幅に広げることが可能となつ た。
図 3は、 第 2の具体例を示す構成図である。 図 2と同一 ·同義の部分は、 同じ記号を用いた。 図 2に示す第 1の具体例と動作原理は同様であり、 異 なる部分についてのみ説明する。 第 1の具体例では、 伝送線路 T 7または
(可変） 容量素子 2 3、 3 2の任意の一端に、 信号入力端子 7を設け、 該 信号入力端子 7より、 f Zm (m :整数） の周波数成分を有した基準信号 を注入するための注入回路部 1 6を構成したが、 本具体例では、 f Zm (m
：整数） の周波数成分を有した信号を注入するための信号入力端子 7は可 変容量素子 2 3 · 3 2の端子 2 5に設けられる。 具体的には、 可変容量素 子として 2個のバラクタダイォード 2 3と 3 2を直列に互いに逆向きに配 置することによって形成し、 2個のバラクタダイオード 2 3、 3 2の中間 点 2 5に、 f /m (m :整数） の周波数成分を有した信号を注入する構成 とする。 このような構成を採用することによって、 バラクタダイオード 2 3、 3 2の電圧印加時の注入同期特性を安定化することができる。 つまり、 バラクタダイオード 2 3、 3 2の電圧印加時においては、 注入信号入力点 25においては、 DC電圧は互いに相殺されてしまうために、 バラクタ電 圧を変化させて、 自由発振周波数を変えても、 注入信号にダイオード電圧 のオフセッ ト電圧が影響されることがなく、 発振波の振幅が変動すること なくかつ安定した注入同期の動作が可能となる。
(第 2の実施の形態）
図 4は本発明の第 2の実施形態の基本構成を示すものである。 図 1と 同一 ·同義の部分は、 同じ記号を用いた。 本実施形態では、 発振回路部 1 5は前述したものと同種であり、 注入回路部 16についてのみ説明する。 発振回路部 15の、 注入信号入力端子 7に、 周波数 f Zm〜n f の間で増 幅度を有する広帯域非線形増幅器 8が接続される。 さらに、 前記広帯域増 幅器 8の入力側には、 信号発生器 5が接続され、 入力端子 10より fノ (k m) (k ：整数） の周波数を有した信号を注入することにより、 非線形増 幅され、 i/ (km) ， 2 f / (km) ， 3 f / (km) ， 4 f / (km)
, 5 f / (km) の信号成分を発生し、 増幅器 8の周 波数特性により、 とくに、 f Zm〜n f周波数成分が卓越した信号となり、 信号入力端子 7から発振回路部 15へ入力される。 f /m〜n f の周波数 成分のいずれかの信号成分に発振回路部 15は同期する。 なお、 同期は、 i/m〜n f の周波数成分の入力信号パワーレベルと発振回路部 15の非 線形性に依存する。 また、 前記発振回路部 15は、 非線形作用により、 自 由発振周波数の整数分の 1周波数 （サブハーモニック） 〜整数倍 （ハーモ ニック） の信号に同期できる能力を有している。 同期以後の動作は、 図 1 の場合と同様である。 このように、 広帯域増幅器 8を設けることによって、 注入同期させるための信号周波数を、 図 1の場合に比較してさらに、 低く することができ、 UHF帯等のディジタル無線通信で用いられている水晶 発振素子を用いた位相同期発振器を注入信号源として利用することが可能 となる。
具体例で説明する。 例えば、 本実施例の入力部 7において、 周波数 7. 5GHz〜 30GHzでの増幅度を有する広帯域非線形増幅器 8が設けら れ、 入力端子 10には、 f/12 = l. 25 GHzの周波数を有した信号 発生器 5が接続されている。 増幅器 8に、 1. 25GHzの周波数を有し た信号を注入することによりこの信号は非線形増幅され、 周波数 7. 5G Hz, 8. 75GHz, 10GHz， 11. 25GHz, 12. 5Hz.
13. 75GHz, 15. 0GHz 30GHzの周波数 成分が卓越した信号が、 入力端子 7から発振回路部 15に入力される。 該 発振回路部 15の自由発振周波数 Γ もしくはその n次高調波成分 n X f ' は、 7. 5GHz (k = 6) , 15GHz (k = 12) , 30GHz (k = 24) の周波数成分のいずれかの信号成分に同期することとなる。 この ように、 本実施例では例えば 1. 25 GHz等のような低周波数の水晶発 振器を有した位相同期発振器の使用が可能となる。
さらに、 発振回路部 15から注入回路部 16方向について、 前記増幅器 8を用いることによって、 発振回路部 15と注入回路部 16の高周波での 電気的アイソレーシヨンが確保できるために回路の安定動作が可能となる。 さらに、 増幅器 8の非線形増幅によって、 増幅器 8から生ずる不要波成分 は、 注入同期の動作過程を経ることによって、 抑圧されてしまい、 出力部 49には、 殆ど出力されることがないという利点もあり、 有用である。 周波数可変幅に関して、 能動素子部 1の非線形と増幅器 8の非線形性によつ て、 注入同期時の同期レンジは、 注入信号周波数から n次高調波の発振周 波数をみたとき、 k xmx n遁倍されるため、 kxmxn倍に広げること が可能となる。 加えて、 可変容量素子により、 自由発振周波数を電気的に 制御しながら、 注入同期も同時に制御することにより、 周波数の可変範囲 を大幅に広げることが可能となる。 ここでは、 広帯域増幅器 8の非線形性 と増幅度を利用したが、 通倍器の非線形性と変換利得を用いても、 同様な 効果が得られる。加えて、 図 2、図 3で説明したように可変容量素子 22 32により、自由発振周波数を電気的に制御しながら、注入同期も同時に制 御することにより、周波数の可変範囲を大幅に広げることが可能となる。 例えば、 発振回路部 15の非線形と広帯域増幅器 8の非線形性の特性に よって、 注入同期時の同期レンジは、 注入信号の周波数 1. 25 GHzか ら 60 GH zの信号をみたとき、 48 (k = 6, m=2, n = 4または k = 12 m= 1, n = 4または k = 24 m=l n = 2) 週倍されるた め、 48倍に広げることが可能となる。
(第 3の実施の形態）
図 5は本発明の第 3の実施の形態の基本構成図を示すものである。 図 1 と同一 '同義の部分は、 同じ記号を用いた。 異なる部分についてのみ説明 する。
前記発振回路部 15の入力端子 7に、 周波数 f /m n f の間で増幅度 を有する広帯域増幅器 8が接続される。 さらに、 前記増幅器 8の入力側に は h (：整数） 遲倍器 9が接続され、 週倍器 9の入力端子 10には、 ί/ (hmk) (h：整数） の周波数を発生する信号発生器 5が接続される。 前記入力端子 10に、 f/ (hmk) (h：整数） の周波数成分を発生す る信号を注入することにより、 h遲倍器 9で h遲倍され、 さらに広帯域増 幅回路 8により非線形増幅され、 とくに f Zm n f周波数成分が卓越し た信号となり、 信号入力端子部 7から発振回路部 15に入力される。 その 結果、 発振回路部 15の自由発振周波数 Γ の信号もしくは周波数 nx f ' を有する高周波は f /m η ίの周波数成分のいずれかの信号成分に引 き込まれ同期する （この周期は、 f 111 11 f の周波数成分の入力信号パ ワーレベルと発振回路部 1 5の非線形性に依存する。 図 4の実施例と同様 である） 。 同期以後の動作は、 図 1の場合と同様である。
このような回路構成は、 h遞倍器 8を用いるとによって h週倍波が卓越 した信号が得られ、 h遁倍波以外の信号スぺク トラムを抑圧できる。 一方、 増幅器 8の非線形増幅作用によって、 増幅器 8から生ずる不要波成分は、 注入同期の動作過程を経ることによって、 抑圧されてしまい、 出力部 4 9 には、 殆ど出力されることがない。 加えて、 前記増幅器 8は通常トランジ ス夕回路により構成さており、 また遲倍器 8が特にトランジスタ回路によ リ構成される場合は、 これらトランジスタ回路からなる増幅器または ぉ よび遲倍器によって、 高周波での発振回路部 1 5から注入回路部 1 6への 方向について、 発振回路部 1 5と注入回路部 1 6の電気的アイソレーショ ンが確保できるため、 回路の安定動作が可能となる。 このような構成によつ て発振回路部 1 5の出力部 4 9からは、 基本波 ί x n (= 6 0 G H z ) の 信号が出力される。
このように、 h週倍器 9と非線形増幅器 8を設けることによって、 注入 同期させるための信号周波数を、 図 1の場合に比較してさらに、 低くする ことができ、 U H F， V H F帯等のディジタル無線通信で用いられている、 高い安定性と低い位相雑音特性を有した位相同期発振器や、 ダイレク トディ ジタルシンセサイザを利用することが可能となる。
周波数可変幅に関しても、 能動素子部 1の非線形と増幅器 8の非線形性 及び遲倍器 9の特 -によって、 注入同期時の同期する周波数レンジは、 注 入信号周波数から n次高調波の発振周波数をみたとき、 h x k x m x n遞 倍されるため、 h X k x m x n倍に広げることが可能となる。 加えて、 可 変容量素子により、 自由発振周波数を電気的に制御しながら、 注入同期も 同時に制御することにより、 周波数の可変範囲を大幅に広げることが可能 となる。
具体例で説明する。 発振回路部 15の入力端子部 7には、 周波数 15 G Hz〜30GH zの間で増幅度を有する広帯域増幅器 8が接続される。 さ らに、 前記増幅器 8の入力側には 4遞倍器 9 (h = 4) が接続され、 遲倍 器 9の入力端子 10には、 f Z48= 312. 5MH zの周波数を有し た信号発生器 5が接続される。 該 312. 5 MH zの周波数成分を発生す る信号を 4遲倍器 9に注入することにより、 4逦倍器 9で 4通倍され、 さ らにこの 4倍波が非線形増幅され、 周波数 7. 5GH z, 8. 75GH z, 10 GH z, 11. 25 GH z, 12. 5H z. 13. 75 GHz, 15.
0GH z 30GHzの周波数成分が卓越した信号が、 入 力端子部 7から発振回路部 15に入力される。 発振回路部 15での自由発 振周波数では、 基本発振周波数 Γ を有する信号もしくは η χ Γ の周波 数を有する n次高調波は 7. 5GH z (h = 4, k = 6) , 15 GH ζ (h =4， k = 12) , 30GH z (h = 4, k = 24 ) の周波数成分のいず れかの信号成分に同期する。
このように本例においては、 4遞倍器 9の入力端子 10に、 312. 5 MH zの周波数を有したダイレク トディジタルシンセサイザ等の高速周波 数切り替え可能な信号発生器 5等が接続可能である。 周波数可変幅に関し て、 発振回路部 15の非線形と増幅器 8の非線形性及び遲倍器 9の特性に よって、 注入同期時の同期する周波数レンジは、 注入信号の周波数からみ たとき、 192 (h = 4, k = 6, τη= 2, η = 4または h = 4， k = 1 2, m= 1, n = 4または h = 4, k = 24, n = 2) 週倍されるため、 192倍に広げることが可能となった。 加えて、 可変容量素子により、 自 由発振周波数を電気的に制御しながら、 注入同期も同時に制御することに より、 周波数の可変範囲を大幅に広げることが可能となった。 図 6は共振回路部 4の他の構成例を示す図である。 図 2、 .図 3と同一 · 同義の部分は、 同じ記号を用いた。 図 2、 図 3と異なるところは、 本実施 例では、 マイクロ波トランジスタ 3 3の 3端子素子を用い、 これを可変容 量として用いる点にある。 3端子素子を用いることによって、 コレクタ端 子 Cを、 共振回路側の D Cカツ 卜の容量 2 2に接続し、 エミ ッタ Eを接地 し、 ベース端子 Bを注入信号端子とすることができる。 本トランジスタ 3 3の等価回路モデルを図 7に示す。 図 7に明らかなように、 バラクタダイ オード D l , D 2による、 図 2と同様の直列で逆向きのツインダイオード 型となる。
マイクロ波トランジスタ 3 3の端子接続方法としては、 ベース端子 Bを 共振回路側の D Cカツ 卜の容量 2 2に接続し、 エミ ッタ Eを接地し、 コレ クタ端子 Cを注入信号端子としてもよく、 この場合にも自由発振周波数の 可変周波数特性が得られ、 かつ、 注入同期特性を得ることが可能である。 さらに、 他の接続方法として、 ェミッタ端子 Eを共振回路側の D Cカツ ト の容量 2 2に接続し、 ベース端子 Bを接地し、 コレクタ端子 Cを注入信号 端子としても、 自由発振周波数の可変周波数特性が得られ、 かつ、 注入同 期特性を得ることが可能である。
図 8は共振回路部 4のさらに他の構成例を示す図である。 図 2、 図 3、 図 6と同一 ·同義の部分は、 同じ記号を用いた。 図 6の例では、 可変容量 素子として、 1個のトランジスタ 3 3を用いて構成したが、 本実施例では、 2個のトランジスタ 3 3、 3 4を用いて、 可変容量素子を構成する。 つま り、 2個のトランジスタ 3 3、 3 4に関して、一方のトランジスタ 3 3の エミッタ端子 Eが共振回路側の D Cカツ 卜の容量 2 2に接続され、 他方の トランジスタ 3 4のエミッタ端子 Eが接地され、 両方のトランジスタ 3 3、 3 4のベース端子 B， B同士及びコレクタ端子 C， C同士がノード 2 8で 接続される。 そして前記ノード 2 8には、 前記トランジスタのバイアス回 路 2 4が接続されるとともに、 注入回路部 1 6が接続される。
ところで、 図 6の実施の形態でトランジスタ 1個を用いた場合でも、 図 7に示すようなツインダィォ一ドの構成にはなり得るが、 トランジスタ 3 3のベース · コレクタダイォ一ド D 1の性能とベースエミッタダイォ一ド D 2の性能は異なっているために、 互いに逆向きに配置されていても、 印 加されたダイォ一ド電圧特性を互いに相殺することが難しく、 注入信号に ダイオード電圧のオフセッ ト電圧が影響されてしまう。
これに対して、 図 8の実施例では、 同等のダイード特性を有したベース ェミッタダイオード D 2を直列に互いに逆向きに配置することによって、 等価的に図 2と同様の態を実現できるような構成とした。 本実施の形態で は、 ベース · コレクタ端子 B， Cをベース端子に接続し、 同一電位とした が、 本実施形態では、 コレクタ端子 C， Cは各々開放されていてもよい。 このような構成でも、 自由発振周波数の可変周波数特性が得られ、 かつ、 注入同期特性を得ることが可能である。 さらに、 コレクタ端子 Cは各々抵 抗素子が接続されていてもかまわない。 このような構成でも、 自由発振周 波数の可変周波数特性が得られ、 かつ、 注入同期特性を得ることが可能で ある。 さらに、 コレクタ端子 Cは各々直接接地されていてもかまわない。 このような構成でも、 自由発振周波数の可変周波数特性が得られ、 かつ、 注入同期特性を得ることが可能である。
ところで、 図 1〜8に示した注入同期型発振器では、 同期レンジ（つま り注入信号の周波数レンジ）の間の一点の周波数では、 出力端子 4 9に出 力される n次高調波の出力信号が、 信号入力端子 7からの注入信号の位相 に同期している。
しかし、 信号発生器 5からの注入信号が同期レンジの始点にあたる周波 数 （最小周波数） から同期レンジの終点にあたる周波数 （最大周波数） の 間で一定で有るとき、 前記同期レンジの最小周波数の信号と最大周波数の 信号とでは、 n次高調波の出力信号の位相が n x (± 9 0 )度だけ回転して しまい、 この同期レンジの間で位相が一定でなくなる場合がある。
この場合には、 前記注入同期型発振器を受信器の同期検波のための信号 源としても用いることが困難であり、 かつ、 n次高調波の出力信号の変動 や、 位相雑音の変動および、 不要波スプリアス信号が増加してしまうとい う問題がある。 次に説明する実施の形態は、 このような不都合を解消する ものである。
(第 4の実施の形態）
図 9に、 本発明のマイクロ波 · ミ リ波注入同期発振器の第 4の実施の形 態の基本構成を示す。 図 1〜8と同一 ·同義の主要部分は、 同じ記号を用 いた。 この発振器は、 大きく分けて、 発振回路部 1 5と、 注入回路部 1 6 と、 周波数負帰還ループ部 1 7とで構成される。
前記発振回路部 1 5は周波数可変共振回路 4と能動素子部 1と反射帰還 制御回路 2と分波器 1 8と n次高調波整合回路 3を備えている。
前記周波数可変共振回路 4は、 バラクタダイォードで構成された可変容 量素子 1 0 1と伝送線路 1 0 2 a， 1 0 2 b , 1 0 2 cを有している。 伝送線路 1 0 2 aは信号入力端子 7に接続されている。 この信号入力端 子 7には容量素子 1 0 4と前記可変容量素子 1 0 1が接続され、 この可変 容量素子 1 0 1は接地されている。 前記可変容量素子 1 0 1と入力端子, 7 との接続点には、 抵抗 R 1と容量素子 C 1との直列回路が接続され、 この 直列回路は接地されている。 前記抵抗 R 1と容量素子 C 1との接続点には 抵抗 R 2が接続され、 この抵抗 R 2は接地されている。 また、 この抵抗 R 1と容量素子 C 1との接続点には電圧制御端子 6が接続されている。 前記容量素子 1 0 4は前記伝送線路 1 0 2 bに接続され、 この伝送線路 1 0 2 bには伝送線路 1 0 2 cが接続されている。 この伝送線路 1 0 2 c には容量素子 C 2が接続され、 この容量素子 C 2は接地されている。 また、 前記伝送線路 1 0 2 cには抵抗 R 3と R 4が直列接続されており、 抵抗 R 4は接地されている。
この周波数可変共振回路 4は、 制御周波数 ίで共振する。
前記能動素子部 1は発振制御周波数 ίで反射帰還利得を有するマイク口 波トランジスタ T r 1等で構成されている。
前記マイクロ波トランジスタ T r 1のべ一スは、 前記伝送線路 1 0 2 b に接続されており、 前記トランジスタ T r 1のコレクタは容量素子 C 3と 伝送線路 1 0 5に並列に接続されている。 この容量素子 C 3と伝送線路 1 0 5は接地されている。 前記能動素子部 1は、 周波数可変共振回路 4と反 射帰還制御回路 2の間に接続されている。
また、 反射帰還制御回路 2は、 前記トランジスタ T r 1のエミッタに接 続された伝送線路 T 1を有し、 この伝送線路 T 1には伝送線路 T 2が接続 されている。 また、 前記伝送線路 T 1と T 2の接続点には伝送線路 T 3と 容量素子 C 5の直列回路が接続されており、 この直列回路は接地されてい る。 また、 前記伝送線路 T 2は分波器 1 8に接続されている。 この反射帰 還制御回路 2は、 発振制御周波数 ίの反射帰還利得を制御する。
また、 η次高調波出力回路 3は、 前記分波器 1 8に接続された伝送線路
Τ 5を備え、 この伝送線路 Τ 5と前記分波器 1 3との接続点には伝送線路 Τ 4と伝送線路 Τ 6が接続されている。 前記伝送線路 Τ 5は出力部 4 9に 接続されている。
この η次高調波出力回路 3は、 分波器 1 8より得た信号から高調波 n x f (n ：整数)成分を有した信号を取り出して、 出力部 4 9に出力する。 一方、 前記注入回路部 1 6は信号発生器 5を有している。 この信号発生 器 5には伝送線路 1 1 1を介して電力分配器 1 3が接続されている。 そし て、 この電力分配器 1 3の一方の出力端は前記共振回路 4に接続されてお り、 他方の出力端は伝送線路 1 1 2を介して周波数負帰還ループ部 1 7に 接続されている。
この信号発生器 5は、 信号純度の高い位相同期発振器であり、 水晶発振 器を含んでいる。 注入回路部 1 6は、 周波数 ί ο (ここでは、 f ο = ί Ζ m(m：整数)）の周波数成分を有した信号 5 4を電力分配器 1 3から前記 周波数可変共振回路 4に注入する。
すなわち、 信号発生器 5からの信号 5 4は、 電力分配器 1 3で 2分配さ れ、 一方の信号 5 3は、 前記共振回路 4の前記伝送線路 1 0 2 aに注入さ れる。 一方、 他方の信号 5 2は、 前記周波数負帰還ループ部 1 7に入力さ れ、 m次遁倍器 1 2 1を経て周波数混合器 1 2 2に入力されるようになつ ている。
周波数負帰還ループ部 1 7は、 m次遞倍器 1 2 1と、 周波数混合器 1 2 2と、 バンドパスフィルタ 1 2 4と、 口一パスフィルタ 1 2 3を有する。 前記 m次遲倍器 1 2 1は前記注入回路部 1 6の電力分配器 1 3の他方の 出力端に接続されており、 この m次週倍器 1 2 1は伝送線路を介して周波 数混合器 1 2 2の一方の入力端に接続されている。 そして、 この周波数混 合器 1 2 2の出力端は、 口一パスフィルタ 1 2 3を介して前記共振回路 4 の可変容量電圧制御端子 6に接続されている。 また、 前記周波数混合器 1 2 2の他方の入力端には分布定数線路である高周波伝送線路 7 5を介して バンドパスフィルタ 1 2 4が接続されている。 このバンドパスフィルタ 1 2 4は前記分波器 1 8に接続されている。
この周波数負帰還ループ部 1 7では、 発振回路部 1 5の反射帰還制御回 路部 2の出力側に接続された分波器 1 8で取り出された基本波発振信号 5 1力、 バンドバスフィルタ 2 4を介して、 周波数混合器 1 2 2に入力され る。 さらに、 注入回路部 1 6の電力分配器 1 3で 2分配された信号の一方 の信号 5 2が、 m次遲倍器 2 1で m倍されて、 周波数混合器 1 2 2に入力 される。 そして、 この周波数混合器 1 2 2によって、 信号 5 1と信号 5 2 の周波数が比較される。
そして、 周波数混合器 1 2 2はローパスフィルタ 1 2 3に出力信号 5 5 を出力し、 この出力信号 5 5は、 ローパスフィルタ 1 2 3から発振回路部 1 5の可変容量電圧制御端子 6に帰還入力されるようになっている。
次に、 前記構成の注入同期発振器の動作を説明する。
この実施形態では、 電力分配器 1 3で分配された信号発生器 (基準信号 源） 5からの信号 5 3が、 共振回路 4の前記伝送線路 1 0 2 aの一端に注 入される。 すると、 発振回路部 1 5の非線形性により、 発振回路部 1 5の 内部で信号発生器 5の周波数 f 0の m次高調波が生成され、 この m次高調 波に、 発振回路部 1 5の信号の周波数と位相が同期する。 この同期速度は、 次に述べる周波数負帰還ループ部 1 7の同期速度に比較して、 1 0 0倍〜 1 0 0 0倍高速である。
この注入信号による同期特性は、 周波数負帰還ループ部 1 7による同期 特性とは異なり、 周波数負帰還ループ部 1 7中のローパスフィルタ 1 2 3 には依存しないから、 ローパスフィルタ 1 2 3の帯域外でも、 雑音を低減 させることができる。
次に、 周波数負帰還ループ部 1 7の動作を説明する。 発振回路部 1 5は、 制御周波数 ίの共振回路 4と能動素子部 1のもつ反射帰還利得特性によつ て、 制御周波数 f の近傍 Γで自由発振する。 この自由発振周波数 Γは、 周波数可変共振回路 4で共振周波数 ίを変えることによって変えることが できる。
この実施形態では、 発振回路部 1 5による周波数 Γの自由発振信号を 分波器 1 8で取り出して、 周波数負帰還ループ部 1 7に入力し、 バンドパ スフィルタ 1 2 4で、 周波数 f 〜f '周辺の帯域以外の信号を前記自由発 振信号から除去した上で、 周波数混合器 1 2 2に入力する。
一方、 信号発生器 5が出力した信号 5 4は、 電力分配器 1 3を経由して、 m通倍器 1 2 1に入力されて、 m遁倍される。 この m次週倍器 1 2 1が出 力する m遲倍波は、 雑音が少なくかつ水晶発振器と同等の安定性を有した 信号 5 2である。 そして、 この信号 5 2と、 前記分波器 1 8からの信号 5 1とが、 周波数混合器 1 2 2に入力されて、 周波数が比較される。 そして、 この周波数混合器 1 2 2は、 信号 5 1と 5 2の誤差信号 5 5を生成し、 口 —パスフィルタ 1 2 3を介して前記誤差信号 5 5のみが取り出されて、 可 変容量電圧制御端子 6に帰還入力される。
前記誤差信号 5 5の電圧でもって発振回路部 1 5の発振周波数が変化す る。 より詳しくは、 可変容量電圧制御端子 6の極性と誤差信号電圧 5 5の 極性は、 発振回路部 1 5の発振周波数に対して負帰還になるように設定さ れている。
このような周波数負帰還ループ部 1 7による帰還ループを繰り返すうち に、 前記発振回路部 1 5の自由発振周波数 Γは、信号発生器 5からの基準 信号の n遲倍波 5 2と、同等に安定で雑音の少ない信号に接近してくる。 このように、 この実施の '形態では、 注入同期動作中に、 周波数負帰還ル —プ部 1 7を動作させることによって、 周波数を基準発振周波数の m遞倍 波に接近させることができる。 したがって、 注入同期のかかる周波数領域 まで発振回路部 1 5の発振周波数を絞り込むことができる。
また、 この実施の形態によれば、 周波数負帰還ループ部 1 7の周波数負 帰還電圧を制御することによ όて、 発振回路部 1 5の自由発振周波数 Γ を変化させることができ、 注入信号の周波数に自由発振周波数 f 'を追随 させることができる。 したがって、 周波数可変共振回路 4の周波数電圧制 御範囲まで同期をかけることができ、 同期レンジを広くすることができ、 同期範囲が狭いという従来の注入同期発振器の課題を解消できる。
さらに、 この実施の形態によれば、 注入同期のかかる周波数レンジの始 点と終点で、 位相が 1 8 0 ° 程度シフ トするという注入同期発振器のもう 一つの課題点も、 前記周波数負帰還ループ部 1 7の動作によって解消でき、 注入同期のかかる周波数レンジの始点と終点で位相を一定に保つことがで きる。
このような動作によって、 発振回路部 1 5では、 信号発生器 5の基準信 号の m遲倍波 {周波数： （f Zm) x m} に周波数と位相が同期した信号が、 基本発振波となる。
また、 発振回路部 1 5の非線形性により発振周波数 f の高調波を生成し、 n次高調波整合回路 3により、 所望の高周波信号を取り出すことができる c 発振回路部 1 5の出力部 4 9からの出力周波数は、 （n f = n x m x f o ) となる。 例えば、 m= 3、 n = 4に設定することにより、 水晶発振器を有 した 5 G H zの基準信号源 5を用いて発振回路部の出力部 4 9より、 6 0 G H zの、 安定で低位相雑音の信号を取り出すことが可能となる。
上述のように、 この実施の形態では、 前記周波数負帰還ループ部 1 7に よる周波数 ·位相同期の作用によって、 従来の注入同期発振器の課題点を 解消でき、 高速な周波数同期と位相同期が可能で、 低位相雑音のマイクロ 波 ' ミ リ波周波数シンセサイザを実現できる。
さらに、この実施の形態では、 基準信号発生器 5以外の部分をアナ口グ 回路で構成したので、 G a A s基板上にモノリシック化することもできる。 尚、 前記実施の形態では、 注入回路部 1 6からの信号 5 3を、 伝送線路 1 0 2 aの一端に注入したが、 前記信号 5 3を容量素子 1 0 4の任意の一 端に注入してもよい。 また、 伝送線路 1 0 2 aや 1 0 2 bの任意の一端に 注入してもよい。
(第 5の実施の形態）
次に、 図 1 0に、 本発明の第 5の実施の形態の構成を示す。 この第 5の 実施の形態は、 前記第 4の実施の形態と同じく、 周波数負帰還ループを有 したマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器であり、 動作原理は同様である。 したがって、 図 1 0では、 図 9と同一同義の部分には同じ記号を付して、 異なる部分について重点的に説明する。
この第 5の実施形態が前述の第 4の実施形態と異なつている点は、 注入 回路部 1 6が、 信号発生器 5の出力側に順に接続された高周波増幅器 1 1 0， バンドパスフィルタ 1 2 5を備えている点と、 周波数負帰還ループ部 1 7が m遲倍器 1 2 1を備えていない点の 2点だけである。
この第 5実施形態では、 高調波増幅器 1 1 0が、 基準信号発生器 5の信 号 f 0 ( f o = f / h ) の h次高調波（h ：整数）を生成する。 この h次高 調波の周波数 f は（h x f o )であり、 自由発振周波数 Γ付近の周波数で ある。 この周波数 f の h次高調波を、 注入回路部 1 6から発振回路部 1 5 に注入することによって、 前記 h次高調波を基本波として発振回路部 1 5 での注入同期をとる。
また、 前記高周波増幅器 1 1 0を設けたことにより、 注入回路部 1 6か ら電力分配器 1 3を経た信号 5 2は、 遁倍器を通すことなく直接に周波数 混合器 1 2 2に入力されることになる。
この第 5実施形態では、 高調波増幅器 1 1 0の非線形性 よって高調波 を発生させ、 前記高調波成分信号（f = h x f o )をバンドパスフィルタ 1 25により取り出し、 この信号成分 54を電力分配器 13で 2分配し、一 方の信号 53を前記共振回路部 4の前記伝送線路 102 aの一端に注入す る。 そして、 他方の信号 52の周波数はすでに基本発振制御周波数 ίになつ ているので、 この信号 52はそのまま周波数混合器 122へ入力される。 そして、 発振回路部 15の出力部 49から出力される信号 55の周波数 は、 n f (=η X h X f o)となる。 その他の動作は、 第 4の実施形態と同 様であ 。
この第 5実施形態によれば、 高調波増幅器 110が、 発振回路部 15の 外部で高調波を発生させるので、 高調波発生の出力効率を高くすることが でき、 したがって、 基準信号源としての信号発生器 5の動作周波数を低く できる。
また、 この第 5実施形態では、 注入回路部 16から発振回路部 15に、 基本発振周波数成分の信号を注入するから、 注入同期範囲を広くでき、 安 定な注入同期特性を得ることができる。 したがって、 この第 5実施形態に よれば、 周波数負帰還ループ 17による周波数'位相同期特性の向上と合 わせて、 より安定な動作特性を得ることができる。
例えば、 h = 10、 n = 4に設定することにより、 水晶発振器を有した 1.5 GH zの信号発生器 5を用いて， 発振回路部 15の出力部 49から、 60GHzの安定で低位相雑音の信号を取り出すことができる。
1.5 GHzの信号発生器 5としては、 近年、 移動帯通信等で用いられ ている水晶発振器を有した位相同期発振器（フェーズ · 口ッキング ·オシ レ一タ （PLO) )を使用できる。 この実施形態によれば、 前記位相同期 発振器と同等に高い周波数安定度の 60GHz信号を得ることができ、 力、 つ、 小型で安価である。
尚、 前記実施の形態では、 注入回路部 16からの信号 53を、 伝送線路 1 0 2 aの一端に注入したが、 前記信号 5 3を容量素子 1 0 4の任意の一 端に注入してもよい。 また、 伝送線路 1 0 2 aや 1 0 2 bの任意の一端に 注入してもよい。
(第 6の実施の形態）
次に、 図 1 1に、 この発明の第 6の実施の形態の構成を示す。 この第 6 の実施の形態は、 前記第 5の実施の形態と同じく、 周波数負帰還ループを 有したマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器である。 したがって、 図 1 1 では、 図 1 0と同じ部分には同じ記号を付して、 異なる点について重点的 に説明する。
この第 6の実施形態が前述の第 5実施形態と異なつている点は、 周波数 負帰還ループ部 1 7が m次遞倍器 2 2 Km：整数）を備えている点だけで ある。 別の表現をすれば、 この第 6の実施形態は、 第 4の実施形態と第 5 の実施形態を組合わせた構成である。
この第 6実施形態では、 高調波増幅器 1 1 0は、 その非線形性によって、 信号発生器 5が出力する周波数 f 0 ( f o = f /m h ) の信号の h次高調 波を発生する。 この h次高調波の周波数は、周波数 f o x hであり、基本発 振制御周波数 f の I Zm、つまり、 f /mの h倍である。
そして、 バンドパスフィルタ 1 2 5で、 前記基本発振周波数 f の 1 /m の付近の周波数信号成分 5 4のみを取り出し、 この信号成分 5 4を電力分 配器 1 3で 2分配する。 一方の信号 5 3は、 共振回路 4の前記伝送線路 1 0 2 aの一端に注入される。 卞して、 この信号 5 3が入力された発振回路 部 1 5は、 発振回路部 1 5内部の非線形性によって、 基準信号の高調波を 発生させる。
また、 他方の信号 5 2は、 m次通倍器 2 2 1で周波数が m遲倍されて、 基本発振制御周波数 f (= f o x h x m)の信号成分として、 周波数混合器 122に入力される。 その他の動作は、 第 4および第 5の実施の形態と同 じである。
そして、発振回路部 15の出力部 49から出力される信号の周波数は、 n f (= n X h xmx f 0)となる。
このように、 この第 6の実施形態では、 第 4実施形態と第 5実施形態と を組み合わせた構成とすることによって、 発振回路部 15の出力部 49か ら出力する信号の出力周波数を一層高くできる。
例えば、 発振回路部 15の自由基本発振周波数を 30GHzとし、 かつ、 水晶発振器を有した 1.5 GHzの信号発生器 5を用いたとする。 この場 合、 h = 10、 n = 4、 m= 2に設定することにより、 発振回路部 15の 出力部 49から、 120GHzの安定で低位相雑音の信号を取り出すこと ができる。
尚、 前記実施の形態では、 注入回路部 16からの信号 53を、 伝送線路 102 aの一端に注入したが、 前記信号 53を容量素子 104の任意の一 端に注入してもよい。 また、 伝送線路 102 aや 102 bの任意の一端に 注入してもよい。
(第 7の実施の形態）
次に、 図 12に、 本発明の第 7の実施の形態の構成を示す。 この第 7の 実施の形態は、 前記第 5の実施形態と同じく、 周波数負帰還ループを有し たマイクロ波 · ミリ波注入同期型発振器であり、 動作原理は同様である。 したがって、 図 12では、 図 10と同一同義の部分には同じ記号を付し、 異なる部分について重点的に説明する。
この第 7の実施の形態が前述の第 5の実施形態と異なっている点は、 注 入回路部 16が、 信号発生器 5と高調波増幅器 110との間に接続された 電力分配器 311を備える一方、 バンドバスフィルタ 125を備えていな い点と、 周波数負帰還ループ部 17が、 周波数混合器 122とバンドパス フィルタ 124の間に接続された分周器 61を備えている点だけである。 この第 7の実施の形態では、 図 12に示すように、 分波器 18からの出 力信号 51を分周器 61で分周して、 動作周波数を低く して、 周波数混合 器 122に入力させる。 一方、 信号発生器 5からの信号を、 通倍すること なく、 電力分配器 311で直接 2分配して、 一方の信号 52を周波数混合 器 122へ入力する。
また、 2分配された他方の信号 53は、 高調波増幅器 110に入力され て、 信号発生器 5の高調波成分が生成される。 この高調波成分の周波数 f は、 ί 0 X hであり、 前記高調波成分は、 共振回路部 4の伝送線路 102 aの一端に注入される。 そして、発振回路部 15の出力部 49から出力さ れる信号の周波数は、 n f (=nxhx f o)となる。
この第 7実施形態の構成によれば、 周波数混合器 122の動作周波数を 低減することができ、 周波数負帰還ループ部 17を非常に簡易かつ安価に 作製することが可能となる。
例えば、 発振回路部 15の自由基本発振周波数を 16GHzとし、 h = 8、 n = 4、 に設定することにより、 水晶発振器を有した 2GHzの基準 信号源 5を用いれば、 発振回路部 15の出力部 49から 64GHzの周波 数の信号を出力できる。 ここにおいて、 周波数混合器 122の動作周波数 は 2 G H zですむ。
尚、 この実施の形態では、 分周器 61を使用したが、 分周器 61に替え て周波数混合器を使用してもよい。
また、 前記実施の形態では、 注入回路部 16からの信号 53を、 伝送線 路 102 aの一端に注入したが、 前記信号 53を容量素子 104の任意の —端に注入してもよい。 また、 伝送線路 102 aや 102 bの任意の一端 に注入してもよい。
(第 8の実施の形態）
次に、 図 1 3に、 この発明の第 8の実施の形態の構成を示す。 この第 8 の実施の形態は、 前記第 7の実施の形態と同じく、 周波数負帰還ループを 有したマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器である。 したがって、 図 1 3 では、 図 1 2と同じ部分には同じ記号を付して、 異なる点について重点的 に説明する。
この第 8の実施の形態が、 前述の第 7実施形態と異なっている点は、 信 号発生器 5 0 5の構成と、 分周器 5 6 1の構成とだけである。
すなわち、 この第 8実施形態では、 プリスケ一ラおよびプログラマブル デバイダで構成される分周器 5 6 1を用いることによって、 1 0 0 0 0分 周以上した信号を周波数混合器 1 2 2へ入力できる。
また、 この第 8の実施形態では、 位相同期発振器で構成された準マイク 口波帯の基準信号発生器 5 0 5を用いる。 この基準信号発生器 5 0 5は、 電圧制御発振器 8 4と、 分周器 8 5と、 水晶発振器 (温度制御水晶発振器） 8 7と、 リファレンスカウンタ 8 1と、 周波数混合器 8 2と、 ループフィ ルタ 8 8で構成されている。 前記リファレンスカウンタ 8 1からリファレ ンス信号出力点 8 3にリフアレンス信号を出力し、 周波数混合器 1 2 2の 比較基準信号としている。
—方、 基準信号発生器 5 0 5の電圧制御発振器 8 4からの信号 5 4は、 h次（h :/整数)高調波増幅器 1 1 0を経て、 共振回路 4の伝送線路 1 0 2 aの一端に注入される。 そして、 発振回路部 1 5の出力部 4 9からは、 周 波数 n X f (= n X h X f o )の信号が出力される。
例えば、 発振回路部 1 5の基本発振周波数を 1 5 G H zとすると、 出力 部 4 9から、 6 0 G H zの周波数が安定した低位相雑音の信号を引き出す ことができる。 この引き出される信号は、 基準信号発生器 5 0 5の周波数 安定性と低位相雑音特性に支配される特性 (すなわち、 水晶発振器 8 7の 周波数安定性と低位相雑音特性に支配される特性）を持っている。
この第 8の実施の形態の構成によれば、 分波器 1 8から分周器 5 6 1ま では、 高周波信号で伝搬するが、 分周器 5 6 1から周波数混合器 1 2 2ま での配線、 およびリフアレンス信号出力点 8 3から周波数混合器 1 2 2に 至る配線には、 K H z〜MH zのオーダの周波数の信号が伝搬する。 した がって、 信号伝搬のための配線， 実装等のアッセンプリが非常に容易にな るというメリッ 卜がある。
尚、 前記実施の形態では、 注入回路部 1 6からの信号 5 3を、 伝送線路 1 0 2 aの一端に注入したが、 前記信号 5 3を容量素子 1 0 4の任意の一 端に注入してもよい。 また、 伝送線路 1 0 2 aや 1 0 2 bの任意の一端に 注入してもよい。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明のマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器は、 高速 大容量のアナログ♦ディジタル情報を無線伝送するための通信装置に用い られるものである。

Claims

請求の範囲
1. 能動素子部 （1) と、 この能動素子部 （1) の一端側に接続されて 所定の周波数 f で共振する共振回路 （4) と、 前記能動素子部 （1) の他 端側に接続されて前記周波数 f を有する信号の n (n ：整数） 次高調波成 分を有する信号を前記共振回路 （4) から取り出す高調波出力回路 （3) とを有する発振回路部 （15) と、
前記共振回路 （4) における信号を周波数同期させるための基準信号を 生成する注入回路部 （16) と、
前記基準信号を前記共振回路 （4) に入力するための入力手段 （7) と を備えたことを特徴とするマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器。
2. 前記共振回路 （4) は伝送線路 （T 7， 102 a, 102b, 10 2 c) および容量素子 （22， 23， 32， 33, 34, 101， 104) を含み、 前記入力手段 （7) は前記伝送線路 （T 7， 102 a, 102 b) または容量素子 （22， 23， 32， 33, 34， 101) の一端に設け られており、前記基準信号は、 f /m (m :整数） の周波数成分を有するこ とを特徴とする請求項 1に記載のマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器。
3. 前記注入回路部 （16) は、低周波数の水晶発振器を含んでなるこ とを特徴とする請求項 1に記載のマイク口波 ·ミリ波注入型同期発振器。
4. 前記注入回路部 （16) が、 信号発生器 （5) および、 周波数 mないし η ίの間で増幅度を有する広帯域非線形増幅器 （8) を備えた とを特徴とする請求項 2に記載のマイクロ波 · ミ リ波注入型同期発振器
5. 前記注入回路部 （16) が、 前記信号発生器 （5) と前記広帯域非 線形増幅器 （8) との間に接続された h週倍器 （h：整数） （9) をさら に備えたことを特徴とする請求項 4に記載のマイクロ波 · ミ リ波注入型同 期発振器。
6. 前記共振回路 （4) の容量素子 （23, 32) は、 2個のバラクタ ダイォード （23， 32) を互いに逆向きに直列接続してなり、 バラクタ ダイォード （23， 32) の接続中点 （25) に前記注入回路部 （16) からの信号を注入してなることを特徴とする請求項 2に記載のマイクロ波 ミ リ波注入型同期発振器。
7. 前記共振回路部 （4) の容量素子 （33) は、 マイクロ波トランジ スタ （33) の 2端子 （E, C) 間で構成され、 残りの 1端子 （B) に前 記注入回路部 （16) からの信号を注入してなることを特徴とする請求項 2に記載のマイクロ波 · ミ リ波注入型同期発振器。
8. 前記共振回路部の容量素子 （33, 34) は、 コレクタおよびべ一 ス端子 （C， B) を共通に、 一方のエミッタ端子 （E) を伝送線路に接続 するとともに、 もう一方のエミッタ端子 （E) を接地した 2個のマイクロ 波トランジスタ （33, 34) よりなり、 前記共通のコレクタおよびべ一 ス端子 （C, B) に前記注入回路部 （16) からの信号を注入してなるこ とを特徴とする請求項 2に記載のマイクロ波 · ミ リ波注入型同期発振器。
9. 前記注入回路部 （16) は前記基準信号を生成する基準信号発生器 (5, 505) を有すると共に、 前記発振回路部 （15) は前記共振回路 (4) の出力側に設けられた分波器 （18) をさらに備え、
また、 前記分波器 （18) からの信号 （51) と前記基準信号発生器 （5 , 505) からの信号 （52) とが入力される周波数混合器 （122) を 有し、 この周波数混合器 （122) が出力する誤差信号 （55) を前記共 振回路 （4) にフィードバックして前記共振回路 （4) を前記基準信号発 生器 （5， 505) からの信号に周波数同期させる周波数負帰還ループ （1 7) をさらに備えたことを特徴とする請求項 1に記載のマイクロ波 · ミ リ 波注入同期型発振器。
10. 前記基準信号発生器 （5) からの信号 （54) を前記入力手段 （7 ) と前記周波数混合器 （122) との 2方に分配する分配器 （13， 31 1) を備えたことを特徴とする請求項 9に記載のマイクロ波 · ミ リ波注入 同期型発振器。
11. 前記周波数負帰還ループ （17) は、 前記分配器 （13) と前記 周波数混合器 （122) との間に接続された m次透倍器 （121、 221) を備えたことを特徵とする請求項 10に記載のマイクロ波 · ミ リ波注入同 期型発振器。
12. 前記発振回路部 （15) は、 pi記分波器 （18) に接続されて前 記共振回路 （4) から n次高調波を取り出す n次高調波整合回路 （3) を 備えたことを特徴とする請求項 11に記載のマイクロ波 · ミ リ波注入同期 型発振器。
13. 前記基準信号発生器 （5) と前記分配器 （13) との間に接続さ れた h次高調波増幅器 （110) を備えたことを特徴とする請求項 10に 記載のマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器。
14. 前記分配器 （13) と前記周波数混合器 （122) との間に接続 された m次遲倍器 （221) を備えたことを特徴とする請求項 13に記載 のマイクロ波 · ミ リ波注入同期型発振器。
15. 前記分配器 （311) と前記入力手段 （7) との間に接続された h次高調波増幅器 （110) と、
前記分波器 （18) と周波数混合器 （122) との間に接続された分周 器 （61, 561) とを備えたことを特徴とする請求項 10に記載のマイ クロ波 · ミ リ波注入同期型発振器。
PCT/JP1997/004060 1996-11-11 1997-11-07 Oscillateur d'injection/synchronisation d'ondes a frequence micro-onde/millimetrique WO1998021828A1 (fr)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE69736012T DE69736012T2 (de) 1996-11-11 1997-11-07 Injektionssynchronisierter Mirkowellen-/Millimeterwellen-Oszillator
US09/297,935 US6252469B1 (en) 1996-11-11 1997-11-07 Microwave/millimeter-wave injection/synchronization oscillator
EP97911482A EP1014587B1 (en) 1996-11-11 1997-11-07 Microwave/millimeter wave injection/synchronization oscillator

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP29697896A JPH10145143A (ja) 1996-11-11 1996-11-11 マイクロ波・ミリ波注入型同期発振器
JP8/296978 1996-11-11
JP27566297A JP3422915B2 (ja) 1997-10-08 1997-10-08 マイクロ波ミリ波注入同期型発振器
JP9/275662 1997-10-08

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1998021828A1 true WO1998021828A1 (fr) 1998-05-22

Family

ID=26551570

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP1997/004060 WO1998021828A1 (fr) 1996-11-11 1997-11-07 Oscillateur d'injection/synchronisation d'ondes a frequence micro-onde/millimetrique

Country Status (4)

Country Link
US (1) US6252469B1 (ja)
EP (1) EP1014587B1 (ja)
DE (1) DE69736012T2 (ja)
WO (1) WO1998021828A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1093218A2 (en) * 1999-10-07 2001-04-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Oscillator and radio equipment

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3889885B2 (ja) * 1998-02-27 2007-03-07 シャープ株式会社 ミリ波送信装置、ミリ波受信装置、ミリ波送受信システム及び電子機器
DE10032822A1 (de) 2000-07-06 2002-01-24 Siemens Ag Vorrichtung zur Erzeugung eines Oszillatorsignals
US6844786B2 (en) * 2001-08-21 2005-01-18 Associated Universities, Inc. Millimeter- and submillimeter-wave noise generator
US6810241B1 (en) 2002-01-30 2004-10-26 Northrop Grumman Corporation Microwave diode mixer
PT1465334E (pt) * 2003-04-01 2011-12-26 Ericsson Telefon Ab L M Misturador passivo
WO2007106443A2 (en) * 2006-03-10 2007-09-20 Tlc Precision Wafer Technology, Inc. Monolithic integrated transceiver
DE102006025436A1 (de) * 2006-05-31 2007-12-20 Symeo Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Erzeugung Frequenz- und/oder phasenmodulierter Signale
US8638175B2 (en) * 2010-12-28 2014-01-28 Stmicroelectronics International N.V. Coupled ring oscillator
TWI442739B (zh) * 2011-12-02 2014-06-21 Univ Nat Sun Yat Sen 應用注入鎖定技術之極座標接收機

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5389347A (en) * 1977-01-18 1978-08-05 Nec Corp Solid state oscillator for super high frequency phase synchronizing
JPS55110434A (en) * 1979-02-16 1980-08-25 Mitsubishi Electric Corp Injection synchronism oscillation system
JPS59151538A (ja) * 1983-02-16 1984-08-30 Toshiba Corp 注入同期発振器
JPH01268217A (ja) * 1988-04-18 1989-10-25 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 可変移相回路
JPH02215206A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高次逓倍器
JPH08250930A (ja) * 1995-03-07 1996-09-27 Mitsubishi Electric Corp 電圧制御発振器

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS608651B2 (ja) * 1977-04-18 1985-03-05 株式会社日立製作所 Ｆｅｔ自励振混合器
JPS55110435A (en) * 1979-02-16 1980-08-25 Mitsubishi Electric Corp Injection synchronism oscillation system
JPS55147836A (en) 1979-05-08 1980-11-18 Oki Electric Ind Co Ltd Microwave oscillator
US4320360A (en) * 1980-01-28 1982-03-16 Hazeltine Corporation Current pulse-injected, phase-locked oscillator
US4356456A (en) * 1980-07-22 1982-10-26 Communications Satellite Corporation Division by noninteger numbers using synchronous oscillators
JPS6247212A (ja) 1985-08-27 1987-02-28 Hitachi Denshi Ltd シンセサイザ装置
US4737737A (en) * 1986-07-22 1988-04-12 Avantek, Inc. Transmission injection-locked dielectric resonator oscillator
JPH02134718A (ja) 1988-11-15 1990-05-23 Nec Corp 磁気ヘッドスライダ組み立て体
JPH06152243A (ja) 1992-11-10 1994-05-31 Fujitsu Ltd 超高周波発振器
JP2814876B2 (ja) 1993-04-27 1998-10-27 松下電器産業株式会社 三重ループ構造を持つｐｌｌ回路
US5394117A (en) 1993-05-28 1995-02-28 Ail Systems, Inc. Direct digital synthesizer-based injection locked oscillator
JPH07245527A (ja) * 1994-03-07 1995-09-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御発振器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5389347A (en) * 1977-01-18 1978-08-05 Nec Corp Solid state oscillator for super high frequency phase synchronizing
JPS55110434A (en) * 1979-02-16 1980-08-25 Mitsubishi Electric Corp Injection synchronism oscillation system
JPS59151538A (ja) * 1983-02-16 1984-08-30 Toshiba Corp 注入同期発振器
JPH01268217A (ja) * 1988-04-18 1989-10-25 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 可変移相回路
JPH02215206A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高次逓倍器
JPH08250930A (ja) * 1995-03-07 1996-09-27 Mitsubishi Electric Corp 電圧制御発振器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1014587A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1093218A2 (en) * 1999-10-07 2001-04-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Oscillator and radio equipment
EP1093218B1 (en) * 1999-10-07 2006-03-08 Murata Manufacturing Co., Ltd. Oscillator and radio equipment

Also Published As

Publication number Publication date
DE69736012D1 (de) 2006-07-06
EP1014587A1 (en) 2000-06-28
US6252469B1 (en) 2001-06-26
DE69736012T2 (de) 2007-01-04
EP1014587A4 (en) 2000-06-28
EP1014587B1 (en) 2006-05-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7545229B2 (en) Tunable frequency, low phase noise and low thermal drift oscillator
WO1998021828A1 (fr) Oscillateur d&#39;injection/synchronisation d&#39;ondes a frequence micro-onde/millimetrique
US6091309A (en) Tunable low noise oscillator using delay lines and ring mode trap filter
WO2005057790A2 (en) Integrated low noise microwave wideband push-push vco
US5302918A (en) Subharmonic optically injection locked oscillator
JP3422915B2 (ja) マイクロ波ミリ波注入同期型発振器
Lima et al. A novel low phase noise push-push oscillator employing dual-feedback sub-oscillators
JP3762645B2 (ja) 注入同期発振器、発振器、およびそれらを用いた高周波通信装置
JP2003087052A (ja) 周波数シンセサイザ
JPH10145143A (ja) マイクロ波・ミリ波注入型同期発振器
Weber et al. A PLL-stabilized W-band MHEMT push-push VCO with integrated frequency divider circuit
US6593819B2 (en) Low phase noise dual band voltage controlled oscillator
Kishimoto et al. A 60-GHz-band subharmonically injection locked VCO MMIC operating over wide temperature range
Yonghong et al. The investigation of W-band solid-state frequency sources
JP2639289B2 (ja) 注入同期形逓倍発振器
EP1195904B1 (en) Phase-locked loop circuit as well as a voltage-controlled oscillator as used in a phase-locked loop circuit
JPS62271506A (ja) マイクロ波発振回路装置
Cao et al. Fundamental wave phase-locked dual-band push-push DRO using out-of-phase Wilkinson power combiner
Rokita Multiple oscillator frequency synthesizer with common phase lock loop
Shan Millimeter wave wideband FET frequency divider
Harshavardhan et al. Design of C-Band Microwave Oscillator
JPH03204205A (ja) 集積回路装置
Rohde et al. Multi-Mode wideband voltage controlled oscillators
Tsang et al. A 2.7 V, 5.2 GHz frequency synthesizer with 1/2-subharmonically injection-locked distributed voltage controlled oscillator
Rohde et al. Distributed coupled resonator (DCR) oscillators/VCOs limit phase noise and phase hits

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): KR US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE

DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 09297935

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1997911482

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1997911482

Country of ref document: EP

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 1997911482

Country of ref document: EP