JPH10145143A

JPH10145143A - マイクロ波・ミリ波注入型同期発振器

Info

Publication number: JPH10145143A
Application number: JP29697896A
Authority: JP
Inventors: Eiji Suematsu; 英治末松
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1996-11-11
Filing date: 1996-11-11
Publication date: 1998-05-29

Abstract

(57)【要約】【課題】ミリ波への高周波化を容易にし、不要波信号の
低減するとともに、周波数の可変範囲の拡大を図る。【解決手段】周波数ｆで負性抵抗成分を有するマイクロ
波トランジスタから構成された能動素子部１と、伝送線
路および容量素子からなる周波数ｆの共振回路部４と、
周波数ｆの高周波ｎ×ｆ（ｎ：整数）成分を有する信号
を取り出す高周波出力回路部３と、前記共振回路部４の
伝送線路または容量素子の一端に設けられた入力端子７
に、ｆ／ｍ（ｍ：整数）の周波数成分を有する信号を注
入するための注入回路部１６とを備えてなることを特徴
とする。前記注入回路部１６は、周波数が安定な低周波
数の水晶発振器の使用が可能である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、周波数安定性が高
くかつ信号純度の高い、小型・軽量の無線通信用マイク
ロ波・ミリ波信号発生器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、情報量の増大に伴い、マイクロ波
やミリ波のような高周波搬送波を用いて、高速・大容量
のアナログ・ディジタル情報を無線伝送するパ−ソナル
通信が注目されている。このような通信においては、周
波数安定性が高くかつ位相雑音の低い、小型・軽量のマ
イクロ波・ミリ波信号発生器が要求されている。従来
の注入同期型マイクロ波信号発生器を、図９に示す。基
本発振周波数ｆ’で動作するマイクロ波・ミリ波増幅器
５０、遅延線路５２からなる正帰還ループ５１とコンバ
イナ／ディバイダ５３、及び、マイクロ波・ミリ波増幅
器５５から構成される。自由発振時の動作は、まず正帰
還ループ５１内にあるランダム雑音が増幅器５０で増幅
され、基本発振周波数ｆ’の雑音レベルが高くなり、正
帰還ループ５１内を循環する。この過程を繰り返すこと
により、正帰還ループの位相回転角が３６０度となる周
波数で基本発振周波数ｆ’の信号と増幅器５０の非線形
性により基本発振周波数ｆ’の高調波ｎｘｆ’（ｎ：整
数）成分が成長し、定常状態で基本発振周波数ｆ’とそ
の周波数ｆの高調波ｎｘｆ’の信号が発生する。

【０００３】ここで、入力端子６０より、ｆｏの周波数
（ｆｏ＝ｆ／ｍ［ｍ：整数］）を有した周波数安定で位
相雑音が低減された信号成分を、マイクロ波・ミリ波増
幅器５５を介して、強制的に注入することにより、自由
基本発振周波数ｆ’の信号を注入信号ｆｏのｍ整数倍の
ｆの信号に同期させ、位相雑音の低減と周波数を安定化
させることができる。

【０００４】以下にこの作用を説明する。外部から注入
された強制信号ｆｏは、前記、マイクロ波・ミリ波増幅
器５５の非線形性により、ｆｏｘｍの周波数ｆの信号を
発生する。この自由基本発振周波数ｆ’が、注入信号の
高調波ｆｏＸｍの近傍（ｆ’≒ｆ）にあれば、自由基本
発振周波数ｆ’の信号は、注入信号の高調波ｆｏＸｍ
（ｍ：整数）に引き込まれ、このとき高調波信号ｆｏＸ
ｍに同期された信号となり、出力部７０より出力され
る。これによって基本発振周波数ｆ’の位相雑音の低減
化と周波数の安定化を達成することができる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図９に示す方法では、
遅延線路５２とコンバイナ・ディバイダ５３を含む正帰
還ループ５１の線路長によって位相制御し、基本発振周
波数ｆ’が決まってしまう。周波数ｆ’が高くなると前
記正帰還ループ５１の線路長が短くなり、基本発振周波
数ｆ’の制御が困難になってしまう。さらに、このよう
な回路の構成では、コンバイナ／ディバイダ５３のＤ−
Ｃ間の伝送特性から、増幅器５５介して入力された注入
信号が出力端子７０に出力され、出力端子７０から取り
出される信号は所望波だけでなく、多くの不要波を含ん
だ信号となってしまう。さらに、増幅器５０のバイアス
点を変えることにより周波数を僅かに変えることができ
るものの、基本的には、基本発振周波数ｆ’を変えるこ
とはできない。

【０００６】基本発振周波数ｆ’を変える方法として、
この正帰還ループ５１のＱ値を小さくすることによっ
て、注入同期時の同期レンジを広くし、周波数を可変す
ることが可能ではあるが、回路のＱ値が小さいと、環境
温度等の影響により、基本発振周波数ｆ’が不安定にな
り、一旦注入同期しても、同期レンジを越えてしまう
と、同期がはずれてしまう。安定した注入同期をとるた
めには、同期レンジの略中央部付近に限られてくる。こ
のような理由のために、前記のような回路構成では、ミ
リ波への高周波化、不要波信号の低減、及び周波数可変
化が、困難であるという課題点があった。

【０００７】

【課題を解決するための手段】前記課題点を克服するた
めに、本発明は、正帰還ループを構成することなく、基
本発振周波数ｆ’の制御可能な反射型の電圧制御発振器
を構成し、共振器を介して、能動素子部へ直接信号注入
する直列配置とする。

【０００８】すなわち、請求項１に記載の発明は、周波
数ｆで負性抵抗成分を有するマイクロ波トランジスタか
ら構成された能動素子部と、伝送線路および容量素子か
らなる周波数ｆの共振回路部と、周波数ｆの高周波ｎ×
ｆ（ｎ：整数）成分を有する信号を取り出す高周波出力
回路部と、前記共振回路部の伝送線路または容量素子の
一端に設けられた入力端子に、ｆ／ｍ（ｍ：整数）の周
波数成分を有する信号を注入するための注入回路部とを
備えてなることを特徴とするマイクロ波・ミリ波注入型
同期発振器である。

【０００９】請求項２に記載の発明は、前記注入回路部
は、低周波数の水晶発振器を含んでなることを特徴とす
る請求項１に記載のマイクロ波・ミリ波注入型同期発振
器である。

【００１０】請求項３に記載の発明は、前記注入回路部
が、信号発生器および、周波数ｆ／ｍないしｎｆの間で
増幅度を有する広帯域非線形増幅器からなることを特徴
とする請求項１または２に記載のマイクロ波・ミリ波注
入型同期発振器である。

【００１１】請求項４に記載の発明は、前記注入回路部
が、信号発生器、ｈ逓倍器（ｈ：整数）および周波数ｆ
／ｍないしｎｆの間で増幅度を有する広帯域非線形増幅
器からなることを特徴とする請求項１または２に記載の
マイクロ波・ミリ波注入型同期発振器である。

【００１２】請求項５に記載の発明は、前記共振回路部
の容量素子は、２個のバラクタダイオードを互いに逆向
きに直列接続してなり、バラクタダイードの接続中点に
前記注入回路部からの信号を注入してなることを特徴と
する請求項１、２、３または４に記載のマイクロ波・ミ
リ波注入型同期発振器である。

【００１３】請求項６に記載の発明は、前記共振回路部
の容量素子は、マイクロ波トランジスタの２端子間で構
成され、残りの１端子に前記注入回路部からの信号を注
入してなることを特徴とする請求項１、２、３または４
に記載のマイクロ波・ミリ波注入型同期発振器である。

【００１４】請求項７に記載の発明は、前記共振回路部
の容量素子は、コレクタおよびベース端子を共通に、一
方のエミッタ端子を伝送線路に接続するとともに、もう
一方のエミッタ端子を接地した２個のマイクロ波トラン
ジスタよりなり、前記共通のコレクタおよびベース端子
に前記注入回路部からの信号を注入してなることを特徴
とする請求項１、２、３または４に記載のマイクロ波・
ミリ波注入型同期発振器である。

【００１５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の注入同期発振器
の基本構成図である。本発明の回路は、大きく分けて、
発振回路部１５と、注入信号回路部１６で構成される。
まず、発振回路部１６において、周波数ｆ’で負性抵抗
成分を有する能動素子部１は、周波数ｆの反射帰還利得
を制御する反射帰還制御回路２と高調波ｎｘｆ’（ｎ：
整数）成分を有した信号を取り出すｎ次高調波整合回路
３に接続され、また、バラクタ容量素子と伝送線路から
成る周波数ｆ’で共振する共振回路４に接続される。注
入回路部１６の信号発生器５は、ｆ／ｍ（ｍ：整数）の
周波数成分を有した信号を注入するための信号発生器で
ある。当共振回路４の該伝送線路または容量素子の任意
の一端に、信号入力端子７を設け、該信号入力端子７よ
り、ｆ／ｍ（ｍ：整数）の周波数成分を有した信号を注
入するようにしている。

【００１６】このような構成とすることによって、自由
発振時においては、負性抵抗素子のバイアス電圧のみな
らず、バラクタ素子で自由発振周波数ｆ’を可変化する
ことが可能になる。一方、このような構成のマイクロ波
帯・ミリ波帯の、自由発振信号（周波数ｆ’）の安定度
は、とくにモノシリック化した場合、共振回路４のＱ値
を高くとれないため、周波数安定度は、水晶発振器の安
定度と比較すると、著しく低い。

【００１７】ここで、水晶発振器を有した準マイクロ波
帯〜マイクロ波帯の位相同期発振器等の信号純度の高い
信号発生器を、周波数ｆ／ｍの信号発生器として用い
る。この信号発生器５からの周波数ｆ／ｍの信号は、信
号入力端子７を通して共振回路４に加えられ、発振回路
部１５の非線形性により、前記注入信号の周波数ｆ／ｍ
のｉ次（ｉ：整数）高調波（ｆ／ｍ）Ｘｉを発生する。
これと同時に、この注入信号の高調波（ｆ／ｍ）Ｘｉ
に、当該発振器の自由発振周波数ｆ’もしくはそのｎ次
高調波ｎｘｆ’は、注入信号の高調波（ｆ／ｍ）Ｘｉの
成分に引きこまれ同期してしまう。この同期された高調
波信号ｎｘｆは、ｎ次高調波整合回路３を介して出力部
４９より出力される。このような構成によって、マイク
ロ波・ミリ波帯の発振器の周波数安定度を水晶発振器の
レベルまで高くすることができ、発振器の位相雑音も低
減することが可能となる。

【００１８】加えて、出力信号ｎｘｆは、基本発振周波
数のｎ次高調波を用いるため、発振回路部１５は、ミリ
波帯の信号（例えば、６０ＧＨｚ）を直接発振する必要
がなく、例えば４次高調波を用い、１５ＧＨｚの基本発
振とすれば、６０ＧＨｚの信号を出力させることができ
る。加えて、発振回路部１５の非線形によって、注入同
期時の同期する周波数レンジは、注入信号周波数ｆ／ｍ
からみたとき、ｍｘｎ逓倍されるため、ｍｘｎ倍に広げ
ることが可能となる。加えて、本発明では、バラクタ素
子によって、自由発振周波数ｆ’を可変できるため、注
入同期による周波数可変性だけでなく、自由発振周波数
ｆ’を、電気的に制御しながら、注入同期も制御できる
ため、周波数の可変範囲を大幅に広げることが可能とな
る。

【００１９】上記説明では、バラクタ可容量素子を用い
て説明したが、固定容量素子を用いても、本構成の注入
同期発振器は構成可能であるが、この場合、自由発振周
波数を可変する機能は、前記能動素子部１のバイアス電
圧のみに限定される。

【００２０】図２は具体例を示す構成図である。図１と
同一・同義の部分は、同じ記号を用いた。本発明のマイ
クロ波・ミリ波注入同期発振器は、この発振回路部１５
と、注入信号入力するための、注入信号回路部１６で構
成される。

【００２１】発振回路部１５について説明する。周波数
ｆ’で負性抵抗成分を有する能動素子部１、周波数ｆ’
の反射帰還利得を制御する回路部２、高調波出力回路部
３、共振回路部４で発振回路部１５が構成される。周波
数ｆ’で負性抵抗成分を有する能動素子部１は、ＦＥ
Ｔ、ＨＥＭＴやＨＢＴ等のマイクロ波トランジスタ１１
と、ＭＩＭキャパシタとショートスタブ等で構成された
直列帰還素子１２で構成される。前記能動素子部１は、
周波数ｆ’で負性抵抗成分が得られる構成であれば、マ
イクロ波トランジスタ１１は、ＦＥＴ、ＨＥＭＴまたは
ＨＢＴのどのデバイスを用いても良く、または、接地法
として、ＦＥＴ、ＨＥＭＴのユニポーラ系トランジスタ
では、ソース接地、ゲート接地、ドレイン接地どれを用
いても構わない。さらに、ＨＢＴのバイポーラ系トラン
ジスタでは、エミッタ接地、ベース接地、コレクタ接地
のどれを用いても構わない。本実施例の形態では、ＨＢ
Ｔのエミッタ接地を例に用いている。また、本実施の形
態では、各回路の伝送線路は５０Ωの特性インピーダン
スを用いるが、この５０Ωに限定されない。また、本実
施の形態では、自由発振周波数ｆ’が略１５ＧＨｚで、
４次（ｎ＝４）の高調波の６０ＧＨｚの信号を、５０Ω
の負荷回路に出力する場合において説明する。

【００２２】周波数ｆの反射帰還利得を制御する回路部
２はトランジスタのバイアス回路を含みＴ型の分布定数
線路Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３で構成され、各々分布線路の長さ
ｔ１，ｔ２，ｔ３は発振周波数とトランジスタの性能に
大きく依存するが、少なくとも共振回路４の線路損失を
上回る以上の反射利得を得られるように、マイクロ波ト
ランジスタ１１の出力インピーダンスを分布定数線路の
長さｔ１，ｔ３によって制御される。高調波４ｘ１５Ｇ
Ｈｚ（ｎ＝４）成分を有した信号を取り出すｎ次高調波
整合回路部３は、オープンスタブを含んだ分布定数伝送
線路Ｔ２，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６で構成され、６０ＧＨｚで
出力負荷５０Ωに整合されるように各々の伝送線路の長
さｔ２，ｔ４，ｔ５，ｔ６が調整される。ここでは、バ
ランス型のオープンスタブＴ４，Ｔ６を用いたが、Ｔ
４、Ｔ６のどちらか一方でも構わないし、オープンスタ
ブでなく、ショートスタブ等で構成してもよい。共振回
路部４は、伝送線路Ｔ７、トランジスタ１１へのバイア
ス供給回路２１及び、ＤＣカット用のキャパシタ２２、
及び可変容量素子２３、３２並びに可変容量素子２３、
３２へのバイアス回路２４を含む。また、前記伝送線路
Ｔ７の長さｔ７は、前記ＤＣカットキャパシタの長さを
含めて略１／４波長の長さで構成されてなる。当該伝送
線路Ｔ７または容量素子２３の任意の一端に、信号入力
端子７を設け、該信号入力端子７を介して、ｆ／ｍ
（ｍ：整数）の周波数成分を有した信号を注入するため
の注入回路部１６を接続している。図では、可変容量素
子として２個（ツイン）のバラクタダイオード２３、３
２を直列に互いに逆向きに配置して用いたが、１つのバ
ラクタダイオード２３のみを用いてもよく、また、トラ
ンジスタの可変容量機能を用いてもよい。

【００２３】次に、注入信号回路部１６について説明す
る。当該注入信号回路部１６は、注入信号発生器５で構
成される。本実施の形態では、注入信号として、７．５
ＧＨｚの信号を用いた。このとき、信号発生器の出力イ
ンピーダンスはＺｓ≒５０Ωである。本実施例では、
７．５ＧＨｚの信号を用いて説明したが、１５ＧＨｚ／
３（＝５ＧＨｚ）の注入信号として用いて、前記注入回
路部１６の形成も可能であるが、一定の注入信号出力電
力を入力した際、ｍが増加するに従って、基本発振周波
数ｆ’でみたとき同期する周波数幅は減少し、同期でき
ないｍ値が存在し、主にマイクロ波トランジスタ１１の
遮断周波数性能に依存する。

【００２４】次に、具体例の動作について説明する。マ
イクロ波トランジスタ１１に適当なバイアスを印可する
ことによって、負性抵抗成分により反射利得が生じ、発
振が立ち上がり、位相が共振回路４内の電気長の２Ｎπ
（Ｎ：整数）の条件を満たした周波数ｆ’で発振が定常
状態となり、自由発振状態となる。この自由発振時にお
いては、マイクロ波トランジスタ１１のバイアス電圧
と、バラクタ素子２３，３２の制御電圧で自由発振周波
数ｆ’を可変することが可能になる。一方、このような
構成のマイクロ波帯・ミリ波帯の、自由発振信号（周波
数ｆ’＝１５ＧＨｚの近傍）の安定度は、とくにモノシ
リック化した場合、共振回路４のＱ値を高くとれないた
め、周波数安定度は、水晶発振器の安定度比較すると、
著しく低い。ここで、水晶発振器を有したマイクロ波帯
の位相同期発振器５を、周波数７．５ＧＨｚ（ｆ＝１５
ＧＨｚ，ｍ＝２）の信号発生器として用い、この信号入
力端子７を介して、共振回路４に加えられる。このと
き、発振回路部１５の非線形性により、前記注入信号
７．５ＧＨｚの１，２，３，４，．．．．．．．．次高
調波を発生する。これと同時に、当該発振回路部１５の
自由発振周波数ｆ’（約１５ＧＨｚ付近）とその１，
２，３，４．．．．．．次高調波は、この注入信号の高
調波７．５ＧＨｚＸ（１，２，３，
４，．．．．．．．）に、引きこまれ同期し、１５．０
ＧＨｚＸ（１，２，３，４．．．．．）の周波数とな
る。この同期された高調波信号は、本実施例の形態１で
は４次高調波の整合回路を有したｎ次高調波出力整合回
路３を介して出力部４９より、６０．０ＧＨｚの信号が
出力される。

【００２５】このような構成によって、マイクロ波・ミ
リ波帯の発振器の周波数安定度を水晶発振器のレベルま
で高くすることができ、発振器の位相雑音も低減するこ
とが可能となった。また、６０ＧＨｚ帯における周波数
可変幅は、注入同期時の同期レンジが、能動素子部１
の非線形により、２ｘ４逓倍されるため、８倍に広げる
ことが可能となる。加えて、可変容量素子２３、３２に
より、自由発振周波数を電気的に制御しながら、注入同
期も同時に制御することにより、周波数の可変範囲を大
幅に広げることが可能となった。

【００２６】図３は、他の具体例を示す構成図である。
第２の本発明の注入同期発振回路の構成図である。図２
と同一・同義の部分は、同じ記号を用いた。図２に示す
具体例と動作原理は同様であり、異なる部分についての
み説明する。第１の具体例では、当該伝送線路Ｔ７また
は（可変）容量素子２３、３２の任意の一端に、信号入
力端子７を設け、該信号入力端子７より、ｆ／ｍ，
（ｍ：整数）の周波数成分を有した信号を注入するため
の注入回路部１６を構成したが、本具体例では、ｆ／ｍ
（ｍ：整数）の周波数成分を有した信号を注入するため
の信号入力７は可変容量素子２３・３２の端子２５に設
けられる。具体的には、可変容量素子として２個のバラ
クタダイオード２３と３２を直列に互いに逆向きに配置
することによって形成し、２個のバラクタダイオード２
３、３２の中間点２５に、ｆ／ｍ（ｍ：整数）の周波数
成分を有した信号を注入する構成とする。このような構
成を採用することによって、バラクタダイオード２３、
３２の電圧印可時の注入同期特性を安定化することがで
きる。つまり、バラクタダイオード２３、３２の電圧印
可時においては、注入信号入力点２５においては、ＤＣ
電圧は互いに相殺されてしまうために、バラクタ電圧を
変化させて、自由発振周波数を可変しても、注入信号に
ダイオード電圧のオフセット電圧が影響されることがな
く、発振波の振幅が変動することなくかつ安定した注入
同期の動作が可能となる。

【００２７】図４は本発明の他の基本構成図を示すもの
である。図１と同一・同義の部分は、同じ記号を用い
た。本実施例は、以上に説明したように発振回路部１５
は同種であり、注入回路部１６についてのみ説明する。
前記発振回路部１５の、注入信号入力端子７に、周波数
ｆ／ｍ〜ｎｆの間で増幅度を有する広帯域非線形増幅器
８が接続される。さらに、前記増幅器８の入力側には、
信号発生器５が接続され、入力端子１０よりｆ／（ｋ
ｍ）（ｋ：整数）の周波数を有した信号を注入すること
により、非線形増幅され、ｆ／（ｋｍ），２ｆ／（ｋ
ｍ），３ｆ／（ｋｍ），４ｆ／（ｋｍ），５ｆ／（ｋ
ｍ）．．．．．．．．．の信号成分を発生し、増幅器８
の周波数特性により、とくに、ｆ／ｍ〜ｎｆ周波数成分
が卓越した信号となり、信号入力端子７から発振回路部
１５へ入力される。ｆ／ｍ〜ｎｆの周波数成分のいずれ
かの信号成分に発振回路部１５は同期する。なお、同期
は、ｆ／ｍ〜ｎｆの周波数成分の入力信号パワーレベル
と発振回路部１５の非線形性に依存する。また、前記発
振回路部１５は、非線形作用により、自由発振周波数の
整数分の１周波数（サブハーモニック）〜整数倍（ハー
モニック）の信号に同期できる能力を有している。同期
以後の動作は、図１の場合と同様である。このように、
広帯域増幅器８を設けることによって、注入同期させる
ための信号周波数を、図１の場合に比較してさらに、低
くすることができ、ＵＨＦ帯等のディジタル無線通信で
用いられている水晶発振素子を用いた位相同期発振器を
注入信号源として利用することが可能となる。

【００２８】具体例で説明する。例えば、本実施例の入
力部７において、周波数７．５ＧＨｚ〜３０ＧＨｚで増
幅度を有する広帯域非線形増幅器８が設けられ、入力端
子１０には、ｆ／１２＝１．２５ＧＨｚの周波数を有し
た信号発生器５が接続されている。増幅器８に、１．２
５ＧＨｚの周波数を有した信号を注入することにより非
線形増幅され、周波数７．５ＧＨｚ，８．７５ＧＨｚ，
１０ＧＨｚ，１１．２５ＧＨｚ，１２．５Ｈｚ．１３．
７５ＧＨｚ，１５．０ＧＨｚ．．．．．．．．３０ＧＨ
ｚの周波数成分が卓越した信号が、入力端子７から入力
される。該発振回路部１５は、７．５ＧＨｚ（ｋ＝
６），１５ＧＨｚ（ｋ＝１２），３０ＧＨｚ（ｋ＝２
４）の周波数成分のいずれかの信号成分に同期すること
となる。このように、本実施例では例えば１．２５ＧＨ
ｚ等のような低周波数の水晶発振器を有した位相同期発
振器の使用が可能となる。

【００２９】さらに、発振回路部１５から注入回路部１
６方向について、前記増幅器８を用いることによって、
発振回路部１５と注入回路部１６の高周波での電気的ア
イソレーションが確保できるために回路の安定動作が可
能となる。さらに、増幅器８の非線形増幅によって、増
幅器８から生ずる不要波成分は、注入同期の動作過程を
経ることによって、抑圧されてしまい、出力部４９に
は、殆ど出力されることないという利点もあり有用であ
る。

【００３０】周波数可変幅に関して、能動素子部１の非
線形と増幅器の非線形性によって、注入同期時の同期レ
ンジは、注入信号周波数からｎ次高調波の発振周波数を
みたとき、ｋｘｍｘｎ逓倍さるため、ｋｘｍｘｎ倍に広
げることが可能となる。加えて、可変容量素子により、
自由発振周波数を電気的に制御しながら、注入同期も同
時に制御することにより、周波数の可変範囲を大幅に広
げることが可能となる。ここでは、広帯域増幅器の非線
形性と増幅度を利用したが、逓倍器の非線形性と変換利
得を用いても、同様な効果が得られる。加えて、図２、
図３で説明したように可変容量素子２２、３２により、
自由発振周波数を電気的に制御しながら、注入同期も同
時に制御することにより、周波数の可変範囲を大幅に広
げることが可能となる。

【００３１】例えば、該発振回路部１５の非線形と広帯
域増幅器８の非線形性の特性によって、注入同期時の同
期レンジは、注入信号の周波数１．２５ＧＨｚから６０
ＧＨｚの信号をみたとき、４８（ｋ＝６，ｍ＝２，ｎ＝
４またはｋ＝１２，ｍ＝１，ｎ＝４またはｋ＝２４，ｎ
＝２）逓倍されるため、４８倍に広げることが可能とな
る。

【００３２】図５は本発明のさらに他の基本構成図を示
すものである。図１と同一・同義の部分は、同じ記号を
用いた。異なる部分についてのみ説明する。

【００３３】前記発振回路部１５の、入力端子７に、周
波数ｆ／ｍ〜ｎｆの間で増幅度を有する広帯域増幅器８
が接続される。さらに、前記増幅器８の入力側には
ｈ（：整数）逓倍器９が接続され、逓倍器９の入力端子
１０には、ｆ／（ｈｍｋ）（ｈ：整数）の周波数を発生
する信号発生器５が接続される。前記入力端子１０に、
ｆ／（ｈｍｋ）（ｈ：整数）の周波数成分を発生する信
号を注入することにより、ｈ逓倍器９でｈ逓倍され、さ
らに広帯域増幅回路８により非線形増幅され、とくにｆ
／ｍ〜ｎｆ周波数成分が卓越した信号となり、信号入力
端子部７から入力される。ｆ／ｍ〜ｎｆの周波数成分の
いずれかの信号成分に発振回路部１５は同期する（ｆ／
ｍ〜ｎｆの周波数成分の入力信号パワーレベルと発振回
路の非線形性に依存する。図４の実施例と同様であ
る）。同期以後の動作は、図１の場合と同様である。

【００３４】このような回路構成は、ｈ逓倍器８を用い
るとによってｈ逓倍波が卓越した信号が得られ、ｈ逓倍
波以外の信号スペクトラムを抑圧できる。一方、増幅器
８の非線形増幅作用によって、増幅器８から生ずる不要
波成分は、注入同期の動作過程を経ることによって、抑
圧されてしまい、出力部４９には、殆ど出力されること
ない。加えて、前記増幅器８は通常トランジスタ回路に
より構成さており、また逓倍器８が特にトランジスタ回
路によリ構成される場合は、これらトランジスタ回路か
らなる増幅器または／および逓倍器によって、高周波で
の発振回路部１５から注入回路部１６方向について、発
振回路部１５と注入回路部１６の電気的アイソレーショ
ンが確保できるため、回路の安定動作が可能となる。こ
のような構成によって発振回路部１５部の出力部４９か
らは、基本波ｆｘｎ（＝６０ＧＨｚ）の信号が出力され
る。

【００３５】このように、ｈ逓倍器９と非線形増幅器８
を設けることによって、注入同期させるための信号周波
数を、図１の場合に比較してさらに、低くすることがで
き、ＵＨＦ，ＶＨＦ帯等のディジタル無線通信で用いら
れている、高い安定性と低い位相雑音特性を有した位相
同期発振器や、ダイレクトディジタルシンセサイザを利
用することが可能となる。

【００３６】周波数可変幅に関しても、能動素子部１の
非線形と増幅器８の非線形性及び逓倍器９の特性によっ
て、注入同期時の同期する周波数レンジは、注入信号
周波数からｎ次高調波の発振周波数をみたとき、ｈＸｋ
ＸｍＸｎ逓倍されるため、ｈＸｋＸｍＸｎ倍に広げるこ
とが可能となる。加えて、可変容量素子により、自由発
振周波数を電気的に制御しながら、注入同期も同時に制
御することにより、周波数の可変範囲を大幅に広げるこ
とが可能となる。

【００３７】具体例で説明する。発振回路部１５の入力
端子部７には、周波数１５ＧＨｚ〜３０ＧＨｚの間で増
幅度を有する広帯域増幅器８が接続される。さらに、前
記増幅器８の入力側には４逓倍器９が接続され、逓倍器
９の入力端子には、ｆ／４８＝３１２．５ＭＨｚの周
波数を有した信号発生器５が接続される。該３１２．５
ＭＨｚの周波数成分を発生する信号を注入することによ
り、４逓倍器９で４逓倍され、さらにその４倍波が非線
形増幅され、周波数７．５ＧＨｚ，８．７５ＧＨｚ，１
０ＧＨｚ，１１．２５ＧＨｚ，１２．５Ｈｚ．１３．７
５ＧＨｚ，１５．０ＧＨｚ．．．．．．．．３０ＧＨｚ
の周波数成分が卓越した信号が、入力端子部７から入力
される。発振回路部１５は、７．５ＧＨｚ（ｈ＝４，ｋ
＝６），１５ＧＨｚ（ｈ＝４，ｋ＝１２），３０ＧＨｚ
（ｈ＝４，ｋ＝２４）の周波数成分のいずれかの信号成
分に同期する。

【００３８】このように本例においては、４逓倍器９の
入力端子１０に、３１２．５ＧＨｚの周波数を有したダ
イレクトディジタルシンセサイザ等の高速周波数切り替
え可能な信号発生器５等が接続可能である。周波数可変
幅に関して、発振回路部１５の非線形と増幅器８の非線
形性及び逓倍器９の特性によって、注入同期時の同期す
る周波数レンジは、注入信号の周波数からみたとき、１
９２（ｈ＝４，ｋ＝６，ｍ＝２，ｎ＝４またはｈ＝４，
ｋ＝１２，ｍ＝１，ｎ＝４またはｈ＝４，ｋ＝２４，ｎ
＝２）逓倍されるため、１９２倍に広げることが可能と
なった。加えて、可変容量素子により、自由発振周波数
を電気的に制御しながら、注入同期も同時に制御するこ
とにより、周波数の可変範囲を大幅に広げることが可能
となった。

【００３９】図６は共振回路部４の他の構成例を示す図
である。図２、図３と同一・同義の部分は、同じ記号を
用いた。図２、図３と異なるところは、本実施例では、
マイクロ波トランジスタ３３の３端子素子を用い、これ
を可変容量として用いる点にある。３端子素子を用いる
ことによって、コレクタ端子Ｃを、共振回路側のＤＣカ
ットの容量２２に接続し、エミッタＥが接地され、ベー
ス端子Ｂを注入信号端子とすることができる。本トラン
ジスタ３３の等価回路モデルを図７に示す。図７に明ら
かなように、バラクタダイオードＤ１，Ｄ２による、図
２と同様の直列で逆向きのツインダイオード型となる。

【００４０】本実施例の他の形態では、ベース端子Ｂ
を、共振回路側のＤＣカットの容量２２に接続され、エ
ミッタＥが接地され、コレクタ端子Ｃを注入信号端子と
しても、自由発振周波数の可変周波数特性が得られ、か
つ、注入同期特性を得ることが可能である。さらに、他
の接続方法としては、エミッタ端子Ｅを、共振回路側の
ＤＣカットの容量２２に接続され、ベース端子Ｂが接地
され、コレクタ端子Ｃを注入信号端子としても、自由発
振周波数の可変周波数特性が得られ、かつ、注入同期特
性を得ることが可能である。

【００４１】図８は共振回路部４のさらに他の構成例を
示す図である。図２、図３、図６と同一・同義の部分
は、同じ記号を用いた。図６の例では、可変容量素子と
して、１個のトランジスタ３３を用いて構成したが、本
実施例のでは、２個のトランジスタ３３、３４を用い
て、可変容量素子を構成する。つまり、２個のトランジ
スタ３３、３４に関して、一方のトランジスタ３３のエ
ミッタ端子Ｅが共振回路側のＤＣカットの容量２２に接
続され、他方のトランジスタ３４のエミッタ端子Ｅが接
地され、両方のトランジスタ３３、３４のベース端子
Ｂ，Ｂ同士及びコレクタ端子Ｃ，Ｃ同士が一点２８で接
続され、これらのベース端子２８、前記トランジスタの
バイアス回路２４が接続されるとともに、注入信号回路
部６が接続される。

【００４２】このような構成とすることによって、図６
の実施例の形態でトランジスタ１個を用いた場合でも、
図７に示すようなツインダイオードの構成にはなり得る
が、トランジスタ２５のベース・コレクタダイオードＤ
１の性能とベースエミッタダイオードＤ２の性能は異な
っているために、互いに逆向きに配置されていても、印
可されたダイオード電圧特性を互いに相殺することが難
しく、注入信号にダイオード電圧のオフセット電圧が影
響されてしまう。

【００４３】図８の実施例では、同等のダイード特性を
有したベース・エミッタダイオードＤ２を直列に互いに
逆向きに構成することによって、等価的に図２と同様の
態を実現できるような構成とした。本実施例の形態で
は、ベース・コレクタ端子Ｂ，Ｃをベース端子に接続
し、同一電位としたが、本実施例の他の形態では、コレ
クタ端子Ｃ，Ｃは各々開放されていてもよい。このよう
な構成でも、自由発振周波数の可変周波数特性が得ら
れ、かつ、注入同期特性を得ることが可能である。さら
に、本実施例の他の形態では、コレクタ端子Ｃは各々抵
抗素子が接続されていてもかまわない。このような構成
でも、自由発振周波数の可変周波数特性が得られ、か
つ、注入同期特性を得ることが可能である。さらに、本
実施例の他の形態では、コレクタ端子Ｃは各々直接接地
されていてもかまわない。このような構成でも、自由発
振周波数の可変周波数特性が得られ、かつ、注入同期特
性を得ることが可能である。

【００４４】

【発明の効果】以上より明らかなように、本発明のマイ
クロ波・ミリ波注入同期発振器によれば、出力信号は、
基本発振周波数のｎ次高調波を用いるため、注入信号と
して、ＵＨＦ帯等のディジタル無線通信で用いられてい
る、高い安定性と低い位相雑音特性を有した位相同期発
振器を用いているため、小型で低コストの、ミリ波帯注
入同期発振器が可能となる。例えば、ミリ波帯の信号を
直接発振する必要がなくが、例えば４次高調波を使うと
すれば、１５ＧＨｚの基本発振すれば、６０ＧＨｚの信
号を出力させることができる。加えて、注入同期時の同
期レンジは、発振回路部の非線形性、及び、増幅器や、
逓倍器の非線形性を利用することにより、同期する周波
数レンジを広げることが可能であり、加えて、可変容量
素子により、自由発振周波数を電気的に制御しながら、
注入同期も同時に制御することにより、周波数の可変範
囲を大幅に広げることが可能となる。また、広帯域増幅
器や逓倍器の非線形作用によって、生ずる不要波成分
は、注入同期の動作過程を経ることによって、抑圧され
てしまい、出力部には、殆ど出力されることないため、
これらの信号成分取り除くフィルタが不要になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成例を示す図である。

【図２】図１の具体的回路構成例を示す図である。

【図３】共振回路部の回路構成例を示す図である。

【図４】本発明の他の基本構成例を示す図である。

【図５】本発明のさらに他の基本構成例を示す図であ
る。

【図６】共振回路部の他の回路構成例を示す図である。

【図７】トランジスをバラクタとして使用したときの等
価回路図である。

【図８】共振回路部のさらに他の回路構成例を示す図で
ある。

【図９】従来のマイクロ波注入同期発振回路の構成例を
示す図である。

【符号の説明】

１負性抵抗を有する能動素子部２反射帰還制御回路３高調波整合回路（高調波出力回路）４共振回路部５信号発生器部７入力端子部８広帯域非線形増幅器９逓倍器１１マイクロ波トランジスタ２３バラクタダイオード３２バラクタダイオード３３マイクロ波トランジスタ３４マイクロ波トランジスタ４９出力部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周波数ｆで負性抵抗成分を有するマイク
ロ波トランジスタから構成された能動素子部と、伝送線
路および容量素子からなる周波数ｆの共振回路部と、周
波数ｆの高周波ｎ×ｆ（ｎ：整数）成分を有する信号を
取り出す高周波出力回路部と、前記共振回路部の伝送線
路または容量素子の一端に設けられた入力端子に、ｆ／
ｍ（ｍ：整数）の周波数成分を有する信号を注入するた
めの注入回路部とを備えてなることを特徴とするマイク
ロ波・ミリ波注入型同期発振器。
【請求項２】前記注入回路部は、低周波数の水晶発振
器を含んでなることを特徴とする請求項１に記載のマイ
クロ波・ミリ波注入型同期発振器。
【請求項３】前記注入回路部が、信号発生器および、
周波数ｆ／ｍないしｎｆの間で増幅度を有する広帯域非
線形増幅器からなることを特徴とする請求項１または２
に記載のマイクロ波・ミリ波注入型同期発振器。
【請求項４】前記注入回路部が、信号発生器、ｈ逓倍
器（ｈ：整数）および周波数ｆ／ｍないしｎｆの間で増
幅度を有する広帯域非線形増幅器からなることを特徴と
する請求項１または２に記載のマイクロ波・ミリ波注入
型同期発振器。
【請求項５】前記共振回路部の容量素子は、２個のバ
ラクタダイオードを互いに逆向きに直列接続してなり、
バラクタダイードの接続中点に前記注入回路部からの信
号を注入してなることを特徴とする請求項１、２、３ま
たは４に記載のマイクロ波・ミリ波注入型同期発振器。
【請求項６】前記共振回路部の容量素子は、マイクロ
波トランジスタの２端子間で構成され、残りの１端子に
前記注入回路部からの信号を注入してなることを特徴と
する請求項１、２、３または４に記載のマイクロ波・ミ
リ波注入型同期発振器。
【請求項７】前記共振回路部の容量素子は、コレクタ
およびベース端子を共通に、一方のエミッタ端子を伝送
線路に接続するとともに、もう一方のエミッタ端子を接
地した２個のマイクロ波トランジスタよりなり、前記共
通のコレクタおよびベース端子に前記注入回路部からの
信号を注入してなることを特徴とする請求項１、２、３
または４に記載のマイクロ波・ミリ波注入型同期発振
器。