Anordnung zur berύhrungslosen Drehwinkelerfassung eines drehbaren Elements
Stand der Technik
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur berührungslosen Drehwinkelerfassung eines drehbaren Elements, bei der unter Auswertung von magnetisch beeinflußbaren elektrischen Eigen¬ schaften an einem Sensor eine vom drehbaren Element erzeugte oder beeinflußte magnetische Feldstärke detektiert wird, nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Eine Anordnung dieser Art, mit der eine Drehwinkelerfassung durchführbar ist, ist beispielsweise aus der EP-0 217 478 Bl bekannt. Hier werden mit einem Winkelsensor, der aus zwei parallelen dünnen Filmen aus magnetisch weichem Material gebildet ist, die von einem drehenden Magneten ausgehenden magnetischen Feldlinien erfaßt und ausgewertet. Die magneti¬ schen Filme im Winkelsensor sind derart angebracht, daß in der Ebene der Feldlinien jeweils Stromzuführungs- und Span- nungsmeßanschlüsse an den beiden Filmen um 45° gegeneinander versetzt angeschlossen sind. Durch eine Widerstands-Ani- sotropie in den Filmen ergibt sich ein von der Richtung der Winkellage der Feldlinien abhängiges Sensorsignal, das in einer Auswerteschaltung verarbeitbar ist. Bei dieser bekann¬ ten Anordnung ist jedoch nur eine Winkelauswertung im Be-
reich von 180° auswertbar, was zu einem erhöhten Aufwand bei der einwandfreien Erfassung der Winkellage führt.
Weiterhin ist eine Abtastung von inkrementalen Strukturen an Zahnrädern aus ferromagnetischem Material bekannt, bei der beispielsweise für die ZündungsSteuerung an Verbrennungs¬ motoren oder zur Drehzahlerfassung für Antiblockiersysteme die Abtastung mit berührungslosen Sensoranordnungen vorgenommen wird. Beispielhaft ist in dem VDI-Bericht Nr. 509, (VDI-Verlag 1984), Seiten 263 bis 268, im Aufsatz "Neue, alternative Lösungen für Drehzahlsensoren im Kraftfahrzeug auf magnetoresistiver Basis" beschrieben, wie mit magnetischen Tangentialsonden als Sensoren eine besonders einfache und insbesondere gegen Luftspal Schwankungen unempfindliche Abtastung von Inkremen- talstrukturen an drehenden Wellen oder Zahnrädern durchführ¬ bar ist. Dies ist möglich, weil das Vorzeichen der Tangen- tialkomponente eines im Sensor befindlichen Dauermagneten nicht von der Größe des Luftspaltes zwischen dem Sensor und den drehbaren Elementen abhängt. Diese Vorzeichenänderung kann nur durch eine rotorische Weiterbewegung der Welle oder des Zahnrades erfolgen, wodurch eine inkrementale Drehwin¬ keländerung eines Zahnrades erfaßt werden kann.
In der oben genannten, bekannten Druckschrift ist auf Seite 264 unter Punkt 3.3 auch der Einsatz von Sensoren beschrie¬ ben, die sich den sogenannten Halleffekt zur Abtastung einer Änderung eines magnetischen Feldes zu Nutze machen. Diese in bekannter Weise ausgeführten Hallsensoren nutzen eine Ablen- kung eines zwischen zwei Anschlußpolen fließenden Stromes durch ein senkrecht dazu stehendes magnetisches Feld aus. Eine Ladungsträgerverschiebung in Richtung der magnetischen Feldlinien führt hierbei zum Entstehen einer sogenannten Hallspannung, die quer zur Stromflußrichtung abnehmbar ist. Unter Ausnutzung der für diesen Zweck optimalen Eigenschaf-
ten von Hallstrukturen in Halbleitermaterialien verläuft die Stromflußrichtung in dieser Hallstruktur in der Regel koplanar in der Ebene eines sogenannten Halbleiter-Wafers, zum Beispiel eines Silizium-Halbleiter-Chips.
Die bei der Abtastung an drehbaren Elementen notwendige Tangentialfelderfassung ist hier insofern nachteilig, als daß durch die unvermeidbare tangentiale Längsausdehnung des Hallsensors herkömmlicher Art ein erheblicher Luftspalt zwischen dem drehbaren Element und dem Sensor entsteht (ca. 2 mm bis 4 mm) und der Effekt der senkrecht zur Waferebene verlaufenden Feldlinien stark verringert wird. Da die Feld¬ stärke exponentiell zum Abstand zwischen dem drehbaren Element und dem Sensor abnimmt, wird der auswertbare Meßeffekt hier sehr klein. Um ein vom Luftspalt unabhängiges Signal zu erfassen, muß bei der bekannten Methode eine differentielle Erfassung des radial gerichteten Feldes mit zwei Hallensoren durchgeführt werden, die eventuell auch besonders an die Inkrementweiten (Zahnabstand bei Zahnrädern) angepaßt sind. Eine Anwendung von Materialien mit höherer und anders gerichteter Empfindlichkeit, wie zum Beispiel agnetoresistive Dünnschichtsensoren, Permalloysensoren oder auch sogenannte Pseudohallsensoren, als Alternative zu den Silizium-Halbleiter-Hallsensoren ist möglich, die Herstellungstechnologie ist bei diesen
Materalien allerdings aufwendig, insbesondere, wenn sie mit einem Verstärkerschaltkreis verbunden bzw. mit ihm integriert werden sollen.
Es sind weiterhin Hallsensoren bekannt (aus "Sensors and Materials", 5,2 (1993)091-101, MYU, Tokyo, der Aufsatz "Simulation, Design and Fabrication of a Vertical Hall Device for Two-Dimensional Magnetic Field Sensing" von M. Parajape, Lj . Ristic und W. Allegretto) , bei denen sich die Hallstruktur senkrecht zur Waferflache in die Tiefe eines
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Silizim-Chips ausdehnt. Somit wird hier eine Erfassung des tangential gerichteten Feldes möglich, ohne dabei den Luft¬ spalt untragbar zu vergrößern.
Diese, aus der zweiten Druckschrift bekannten Hallsensoren beanspruchen eine geringe Ausdehnung und damit einen sehr geringen Luftspalt, welcher sich im wesentlichen nur aus der Waferdicke (ca. 400 μm) zusätzlich einer Schutzschicht zusammensetzt. Auch ist aus dieser Druckschrift bekannt, mit zwei um 90° gegeneinander versetzten Hallsensoren auch
Komponenten eines zweidimensionalen magnetischen Feldes zu erfassen
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße Anordnung zur berührungslosen Drehwin¬ kelerfassung eines drehbaren Elements, unter Ausnutzung des Halleffekts oder eines magnetoresistiven Effekts, mit den Merkmalen des Anspruchs 1, hat den Vorteil, daß beispiels- weise die Tangentialfelderfassung eines vom drehbaren Ele¬ ment erzeugten oder beeinflußten magnetischen Feldes mit ge¬ ringem Luftspalt mit hoher Genauigkeit möglich ist. Die ver¬ tikal in einer Fläche, beispielsweise einem Siliziumwafer, angeordneten Sensorelemente gestatten aufgrund ihrer gerin- gen Abmessungen in der planaren Ebene eine effektive Plazie¬ rung des Sensors in der Nähe der drehbaren Elemente, wobei durch eine zusätzliche, räumliche mikromechanische Struktu¬ rierung die Empfindlichkeit des Sensors erhöht werden kann. Die zur Signalaufbereitung erforderlichen elektronischen Schaltkreise können hierbei vorteilhaft in den selben
Silizium-Chip wie die Sensorelemente integriert werden. Hierbei ist, wie oben erwähnt, der Nachteil eines inkremen- talen Drehwinkel-Meßsystems vermeidbar, daß es auf einer Zählung der Inkremente beruht, die von außen bleibend gestört werden kann.
Mit der Anwendung von zwei um 90° gegeneinander verdrehten, vertikalen Hall-Sensorelementen oder von zwei um 45° gegeneinander verdrehten AMR-Sensorelementen gemäß der Erfindung an drehbaren Elementen können zwei Komponenten eines äußeren, in der Ebene der die Sensorelemente tragenden Fläche liegenden Feldes auf einfache Weise sehr genau erfaßt werden. Die Drehlage des drehbaren Elementes verändert hierbei in gleicher Weise die Drehlage des erzeugten oder beeinflußten magnetischen Feldes und somit die Feldkomponen¬ ten in der Ebene der die Sensorelemente tragenden Fläche. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung ist also jederzeit auch die absolute Drehlage des drehbaren Elementes erfaßbar und nicht auf Inkremente beschränkt. Die elektronische Auswer- tung kann auf vorteilhafte Weise vorgenommen werden, da sich die von den Feldkomponenten erzeugten Signale nach einem Sinus- bzw. Cosinusgesetz ändern und eine Ermittlung des Drehlagewertes mit analogen oder digitalen Schaltkreisen unter schaltungstechnischer Umsetzung von trigonometrischen Formeln durchführbar ist. Eine solche vorteilhafte Auswer¬ tung ist möglich, sofern eines der Sensorelemente mit einem sinus- und das andere mit einem cosinusförmigen Signal ange¬ regt wird. Besonders vorteilhaft ist, daß die schaltungs- technische Umsetzung für die Auswertung von Signalen von wählbaren Sensoren geeignet ist, wobei Speisesignale mit
Steuersignalen in geeigneter Weise, insbesondere multiplika- tiv verknüpft werden.
Werden die Sensorelemente mit geeigneten rechteckförmigen Signalen einer Kreisfrequenz ω, beispielsweise mit zwei rechteckförmigen Spannungen mit 50 % Tastverhältnis, die zueinander um eine Viertelperiode verschoben sind, ange¬ steuert, ergeben sich besonders vorteilhafte Möglichkeiten. So sind solche Rechtecksignale einfacher zu erzeugen als phasen- und ampli udenkonstante Sinus- bzw. Cosinussignale.
Außerdem treten keine Probleme mit der Amplituden- bzw. Phasenkonstanz dieser Signale auf.
Es ist eine ratiometrische analoge AusgangsSpannung einfach erzeugbar, wahlweise auch ein pulsbreitenmoduliertes Aus- gangssignal. NullpunktVerschiebungen bzw. Eichungen sowie die Kompensation von statischen Fehlern des Sensors und/oder der Auswerteschaltung sind analog oder digital realisierbar und die gesamte Anordung von Sensor und Auswerteschaltung ist vollständig integrierbar.
Durch Messung des Stromverbrauchs bei der Erzeugung der Rechtecksignale läßt sich die Temperatur des Sensors ermit¬ teln, dadurch ist eine vorteilhafte Kompensation der tempe- raturabhängigen Eigenschaften des Sensors möglich.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführung der Erfindung werden die beiden Sensoren mit Gleichspannungen angesteuert und die erzeugte Ausgangsspannung wird mit Hilfe zweier elektronischer Schalter verarbeitet. Auch mit einer solchen Ausführungsform kann eine Nullpunktsverschiebung kompensiert werden.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Zeichnung
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeich- nung erläutert. Es zeigen:
Figur 1 einen Schnitt durch eine
Drehwinkelerfassungsanordnung an einer drehbaren Welle mit einer schematischen Darstellung einer Sensoranordnung;
Figur 2 eine Prinzipdarstellung der Sensoranordnung nach Figur 1 mit zwei um 90° gegeneinander versetzten Hallsensoren;
Figur 3 die Kurvenverläufe der SensorausgangsSpannungen und der resultierenden
Ausgangssignale und
Figur 4 ein Blockschaltbild einer Auswerteschaltung zur Ermittlung des Drehwinkels der drehbaren Welle. Die Figuren 5 bis 7 zeigen Ausführungsbeispiele für Ansteuerungen mit rechteckförmigen Signalen und in
Figur 8 ist eine konkrete Schaltung dargestellt. Die Figuren 9 und 10 zeigen Ausführungsformen, bei denen die Ansteuerung der Sensoren mit Gleichspannung erfolgt und die Ausgangssignale unter Verwendung von Schaltern verarbeitet werden.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen erläu- tert, bei denen die Sensorelemente z. B. zwei Hallsensoren sind. Mit anderen magnetoresistiven Sensoren, also Sensoren, deren Widerstand sich magnetfeldabhängig ändert, läßt sich die Erfindung ebenfalls realisieren.
In der Figur 1 ist eine um den Winkel α drehbare Welle 1 gezeigt, die an ihrem Ende einen Dauermagneten 2 als mitdrehbares Element trägt, α ist der Winkel, der gemessen werden soll. Die magnetischen Feldlinien B des Magneten 2 verlaufen hierbei durch ein oberes Teil 3 eines Gehäuses 4, wobei in diesem oberen Teil 3 eine Sensoranordnung 5, bestehend aus zwei gegeneinander um 90° versetzten Hallsen¬ soren (vgl. Figur 2), fest angeordnet ist. Die Darstellung der Hallsensoren ist hier nur schematisch, da diese in eine Schicht integriert sein können und dadurch sichtbar nicht mehr in Erscheinung treten müssen. Die Richtungskomponenten
der Feldlinien B verursachen hier spezifische Ausgangs¬ signale der beiden Hallsensoren, wodurch sowohl die absolute Drehlage als auch eine Änderung der Drehlage um eine belie¬ bige Winkeländerung α mit einer nachfolgenden anhand der Figuren 4 bis 10 beschriebenen elektronischen Schaltung aus¬ gewertet werden kann.
In der Figur 2 ist die Lage und die Beschaltung von zwei Hallsensoren 6 und 7 als Bestandteil der Sensoranordnung 5 gemäß Figur 1 in prinzipieller Weise räumlich dargestellt.
Der Hallsensor 6 weist Stromanschlüsse 8 und 9 und der Hall¬ sensor 7 Stromanschlüsse 10 und 11 auf, durch die ein Strom I in der gezeigten Richtung hindurch fließt. Quer zu der Stromflußrichtung des Stromes I sind an Anschlüssen 12 und 13 (Hallsensor 6) und Anschlüssen 14 und 15 (Hallsensor 7)
Hallspannungen U^i und Ujj2 abnehmbar. Die magnetischen Feld¬ linien B eines Magneten 2 (vgl. Figur 1) weisen hierbei jeweils in der Strecke zwischen den gegenüberliegenden Anschlüssen 12 und 13 bzw. zwischen den Anschlüssen 14 und 15 Feldkomponenten auf, die in der als Halleffekt bekannten
Weise zu einer Ablenkung der Ladungsträger des Stromes I führen. Der damit verbundene Potentialunterschied führt zu der Hallspannung U^i zwischen den Polen bzw. Anschlüssen 12 und 13 sowie zu der Hallspannung Uj^ zwischen den Polen bzw. Anschlüssen 14 und 15, die in der nachfolgend beschriebenen Art und Weise ausgewertet können. Eine Änderung der Richtung der Feldlinien B durch eine Drehung um den Winkel α führt demgemäß zu einer unterschiedlichen Beeinflussung des Hall- effekts in den Hallsensoren 6 und 7. Dies kann über die elektronische Auswertung der HallSpannungen UH1 und UH zur
Berechnung des Drehwinkels α herangezogen werden.
Die beiden Hallsensoren 6 und 7 können daher zur Auswertung eines vom drehbaren Element (Magnet 2) erzeugten agneti- sehen Feldes im vollen Drehbereich von 360° herangezogen
werden. Beispielsweise werden die Hallsensoren 6 und 7 durch in einen Silizium-Halbleiter-Wafer eingebrachte vertikale Hallstrukturen derart hergestellt, daß aufgrund ihrer gerin¬ gen Abmessungen in der planaren Ebene des Wafers eine präzi- se und nahezu punktför ige Plazierung der Sensoranordnung 5 in der Nähe des drehbaren Elementes möglich ist, wobei durch eine zusätzliche, räumliche, mikromechanische Strukturierung die Empfindlichkeit der Sensoranordnung 5 erhöht werden kann. Die zur Signalaufbereitung erforderlichen elektroni- sehen Schaltkreise können hierbei vorteilhaft in den selben Silizium-Chip wie die Hallsensoren 6 und 7 integriert wer¬ den.
In Figur 3 ist der Verlauf der Hallspannung UK1 und der Hallspannung Ujj2 i-n Abhängigkeit vom Drehwinkel α darge¬ stellt. Der Verlauf der Hallspannung U^i in Abhängigkeit vom Drehwinkel α erfolgt hierbei nach einem Sinusgesetz und der der Hallspannung U^2 nach einem Cosinusgesetz, wobei sich folgende mathematischen Beziehungen ergeben:
UH1 = l ' II ' B ' C E "
UH2 = c2 • τ2 • B ■ ε-r- " wobei U^i die Hallspannung d s J-.J.. • v. :. •
Ujj2 die Hallspannung des ~ '-• ' - •.»-: f.t ::en Hallsensors 7,
C]_, C Materialkonstanten der Hallsenssoren 6 und 7,
B die senkrecht zur Ebene der Hallsensoren 6 und
7 auftretende magnetische Feldstärke (unter der Voraussetzung, daß die Feldstärke an beiden
Hallsensoren 6 und 7 gleich ist (B1=B2)) und α der Drehwinkel des sich drehenden Elements (Magnet 2) ist.
Durch eine, in einer elektronischen Auswerteschaltung herzu¬ stellende Verknüpfung der Hallspannungen UH1 und Ujj2 wird eine Ausgangsspannung UA erzeugt, die in sehr guter Näherung proportional zum Drehwinkel α des drehbaren Elements 2 ist (vgl. Verlauf der Kurve 16 im rechten Teil der Figur 3) . Die mathematische Auswertung kann mit einer entsprechenden schaltungsmäßigen Realisierung beispielsweise wie folgt vor¬ genommen werden:
α = arctan (UH1/UH2) (3),
womit der Drehwinkel α aus der AusgangsSpannung U^ in der Auswerteschaltung bestimmbar ist.
Figur 4 zeigt beispielhaft eine mögliche Ausführungsform einer Auswerteschaltung, mit der die oben beschriebene Drehwinkelauswertung an der erfindungsgemäßen Anordnung durchgeführt werden kann. Ausgehend von einem spannungsgere¬ gelten Oszillator 20 mit nachgeschaltetem Tiefpaß 21 wird hier ein erster sinusförmiger Wechselstrom 1^ erzeugt, der am Stromanschluß 8 des Sensors anliegt und folgende Zeit- funktion aufweist:
-O sin (ω • t) .
Am Ausgang eines Phsenverzögerungsgliedes 22 liegt ein um 90° verschobener Strom I2 mit der Zeitfunktion
I2 (t) = I0 • cos (ω -t) an, mit dem der Sensor an seinem Stromanschluß 10 beauf¬ schlagt wird. Die Sensorelemente bilden daraufhin ein Produkt, die Spannungen UH1 und UH2- an den Ausgängen 12/13 und 14/15 ergeben sich wie folgt:
UHl^' > = cl " Bl ' cos (Kα) " Il(t) und
UH2(t, α) = C2 • B2 • sin (Kα) • I2(t), wobei die Konstanten C- = C2 = C und die Feldkomponenten B l = B 2 = B sein können, α ist der zu messende Winkel, das heißt der Winkel zwischen dem Steuermagnetfeld und dem Sen- sor. Der Faktor K beträgt 1 bei Hall-, 2 bei AMR-Sensoren. Durch Addition dieser Signale entsteht eine zum Strom I]_ bzw. I2 um Kα phasenverschobene Spannung U(t) .In einer Sum- mationsschaltung 23 wird die Summe aus den beiden Spannungen Ujjι(t) und UH2(t) gebildet, so daß sich eine Spannung U(t) nach folgender Beziehung unter Anwendung trigonomerischer Formeln ergibt: U(t) = UH1(t) + UH2(t)
U(t) = C • B • I0 • (cos(Kα) • sin(ω -t) + sin(Kα) • cos (ω • t) ) . Diese Gleichung kann umgeformt werden zu: U(t) = C • B • I0 • sin(ω -t + Kα) , da allgemein gilt: sin(a + b) = sin(a) • cos(b) + sin(b) • cos(a).
Die Spannung U(t) liegt an einem ersten Eingang 24 eines Phasenkomparators 25 an, an dessen zweiten Eingang 26 das Ausgangssignal (U = const • sin(ω • t) ) des Tiefpasses 21 anliegt. Das AusgangsSignal des Phasenkomparators 25 stellt hier eine Rechteckspannung mit der Impulshöhe U0, entspre¬ chend der VersorgungsSpannung des Phasenkomparators 25, dar. Die Impulsdauer des Rechtecksignals entspricht der Phasen¬ differenz Kα der beiden EingangsSpannungen, welche propor¬ tional ist zu dem geometrischen Drehwinkel α, der gemessen werden soll. Das Rechtecksignal wird mittels eines weiteren Tiefpasses 27 geglättet und ergibt somit das zum Drehwinkel α der in der Figur 1 dargestellten drehbaren Welle 1 propor¬ tionale Ausgangssignal UA.
Es wird also letztendlich ein Phasenvergleich von i und U(t) durchgeführt, der zur pulsweitenmoduliereten Spannung führt,
die durch einen Tiefpaß in eine Analogspannung gewandelt wird.
Anstatt der Phasenverschiebung des Stromes kann auch eine Spannung nach dem Sensorelement um 90° phasenverschoben wer¬ den.
Der Kern der Erfindung ist also letztendlich die Ausnutzung von sin(a + b) = sin(a) • cos(b) + sin(b) ■ cos(a) für die Auswertung der Signale der Sensoren, die Speisesignale mit Steuersignalen multiplikativ verknüpfen, so daß o. g. Aus¬ druck entsteht.
Werden die beiden Sensorelemente nicht mit sinusförmigen sondern mit rechteckförmigen Signalen der Kreisfrequenz ω angesteuert, ergibt sich eine günstige Auswertemöglichkeit. Die Rechtecksignale besitzen dabei ein Tastverhältnis von 50 % und sind gegeneinander um eine Viertelperiode verscho¬ ben. Solche Rechtecksignale sind sehr einfach mit Flip-Flops zu erzeugen, wobei die Phasendifferenz exakt 90° beträgt und die Amplituden identisch sind. Diese Eigenschaften, die für die Meßgenauigkeit sehr wichtig sind, lassen sich bei analo¬ gen Sinus bzw. Cosinussignalen nur mit größerem Aufwand er¬ reichen. Die beiden Sensorausgangssignale werden bei An- Steuerung mit rechteckförmigen Signalen in gleicher Weise wie bei der Ansteuerung mit sinus bzw. cosinusförmigen Signalen addiert. Das resultierende Signal besitzt Kreisfre¬ quenzanteile bei ω, 3ω, 5ω usw. Jede dieser Kreisfrequenzen besitzt die Phase Kα, -Kα, Kα, ... gegenüber einem Sinus- signal mit der entsprechenden Kreisfrequenz. Um die Phase messen zu können ist eine Kreisfrequenz, beispielsweise ω oder 3ω aus dem Summensignal auszufiltern. Dies kann durch einen Tiefpaß für die Grundwelle ω oder durch einen Bandpaß für 3ω erfolgen, anschließend wird die Phase wie bereits im Ausführungsbeispiel mit der sinusförmigen Anregung beschrie-
ben mit Hilfe eines Phasenkomparators und eines Mittelungs¬ tiefpasses gemessen.
In Figur 5 ist ein Ausführungsbeispiel mit 2 um 45° gegeneinander verdrehten AMR-Sensorelementen und Rechteck¬ signalanregung als Blockschaltbild angegeben. Eine Einrich¬ tung zur Erzeugung der Rechtecksignale 28, die im einfach¬ sten Fall aus 2 D-Flip-Flops besteht, wird von einem Taktge¬ nerator 29 angesteuert. Der Taktgenerator 29 erzeugt ein Vielfaches, beispielsweise das vierfache der gewünschten
Rechteckkreisfrequenz ω. Damit liefert die Rechtecksignal- erzeugung nicht nur die 0°- und die 90°-Signale mit 50 % Tastverhältnis, sondern auch deren Komplemente, also 180° und 270° .
Die beiden gegeneinander um einen Winkel von 45° verdrehten Sensorelemente 30, 31 werden mit je einem Gegentaktsignal angesteuert, das über die Eingänge "in" zugeführt wird. Zwei nachgeschaltete Differenzverstärker 32, 33 heben die Sensor- Signale um einen Faktor von beispielsweise 50 an. Die am
Ausgang der Differenzverstärker 32, 33 entstehenden Signale werden im Summationspunkt 34 addiert. Im nachfolgenden Fil¬ ter 35 wird das addierte Signal so gefiltert, daß am Ausgang des Filters 35 ein sinusförmiges Ausgangssignal entsteht, das im Phasenkomparator 36 mit dem 0°-Signal verglichen wird. Dem Phasenkomparator 36 wird dazu noch die Spannung Up zugeführt.
Das vom Phasenkomparator 36 gelieferte AusgangsSignal wird einem Tiefpaßfilter 37 zugeführt. In diesem Tiefpaßfilter wird eine Mittelwertbildung durchgeführt. Wird der Phasen¬ komparator 36 mit der extern zugeführten Spannung Up betrie¬ ben, wird die Ausgangsspannung des Tiefpasses 37 proportio¬ nal zur Spannung Up und zum Winkel Kα. Die AusgangsSpannung UA am Ausgang des Tiefpasses 37 zeigt dann ein ratiometri-
sches Verhalten ähnlich der Schleiferspannung bei einem Potentiometer.
Die Nullpunktstabilität des beschriebenen Systems nach Figur 5 hängt vom Temperaturgang der Gruppenlaufzeit des Filters und dem Temperaturgang der Oszillatorfrequenz ab. Um diese Tempe aturabhängigkeit zu minimieren, gibt es folgende Mög¬ lichkeiten:
1. Der Temperaturgang des Oszillators wird gleich dem Tempe¬ raturgang der Gruppenlaufzeit gesetzt. Dies läßt sich bei¬ spielsweise durch identische Bauelemente im Oszillator und im Filter erreichen. Die meisten Filterschaltungen lassen sich auch als Oszillator einsetzen, wenn man die Verstärkung entsprechend erhöht oder eine separate Rückkopplung vor¬ sieht .
2. Aufbau des Filters in Switched-Capacitor-Technik (SC-Technik) und Takten des Filters mit dem Taktgenerator. Diese Möglichkeit ist im Ausführungsbeispiel nach Figur 6 dargestellt. Die Schaltung nach Figur 6 unterscheidet sich von der Schaltung nach Figur 5 lediglich darin, daß eine zusätzliche Verbindung zwischen dem Taktgenerator 29 und dem als SC-Filter ausgestalteten Filter 35 vorhanden ist.
Da die Grenzfrequenz von SC-Filtern nur von der Taktfrequenz abhängt und die Taktfrequenz ein Vielfaches der Rechteckfre¬ quenz ist, wird mit der in Figur 6 dargestellten Schaltung der Temperaturgang des Nullpunkts nahezu vollständig elimi- niert .
In Figur 7 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem ein zweites Filter 38 vorhanden ist, das zwischen der Rechtecksignalerzeugung 28 und dem Phasenkomparator 36 liegt. Diesem Filter 38 wird das Nullgrad-Rechtecksignal
zugeführt. Das Filter 38 sowie das Filter 35 sind identische Filter, wodurch Filter 38 den Temperaturgang der Gruppen¬ laufzeit von Filter 35 kompensiert.
In Fψgur 8 ist eine konkrete Auswerteschaltung für einen magnetoresistiven Winkelsensor dargestellt. Im einzelnen läßt "sich der Aufbau und die Funktion wie folgt erläutern: Ein PLL Baustein 39 enthält den Oszillator, der mit 40 kHz schwingt sowie den Phasenkomparator. Zwei D-Flip-Flops 40, 41 bilden die Rechtecksignalerzeugung, die Ausgangsfrequenz beträgt 10 kHz. Die komplementären Ausgänge sind mit den Eingängen des AMR-Winkelsensors 42 verbunden, der wie in den Figuren 5 bis 7 dargestellt zwei gegeneinander um 45° ver¬ drehte Sensorelemente umfaßt.
Ein Doppeloperationsverstärker 43, 44 stellt den Differenz¬ verstärker dar. Die Summe der beiden Verstärkerausgangssi¬ gnale gelangt zum Butterworth-Tiefpaß 4. Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 10 kHz, der von einem Operationsverstärker 45 samt der zugehörigen Beschaltung gebildet wird. Ein als Komparator geschalteter Operationsverstärker 46 formt das Sinusausgangssignal des Tiefpasses in ein Rechtecksignal um, das vom Phasenkomparator besser als ein Sinussignal verar¬ beitet werden kann. An Pin 15 des PLL-Bausteines 39 kann das pulsbreitenmodulierte Ausgangssignal abgenommen werden. Am analogen Tiefpaßausgang kann eine zum Winkel proportionale Gleichspannung UA abgenommen werden. Mit 47 ist die Span¬ nungsVersorgung der Gesamtschaltung bezeichnet.
Mit den Potentiometern Pl, P2 und P3 können Asymmetrien in den Sensoren und in den Differenzverstärkern kompensiert werden. Pl kompensiert Amplitudenfehler zwischen den beiden Kanälen. P2 und P3 kompensieren Offsetfehler der Sensoren und Übersprechen in der Schaltung. Ein Ersatz der Potentio-
meter durch digital einstellbare Netzwerke ist bei Integra¬ tion der Schaltung möglich.
Die in der Schaltung vorhandenen Widerstände und Kondensato- ren sowie die erforderlichen Spannungsversorgungen und Mas¬ seanschlüsse werden in der Beschreibung nicht näher bezeich¬ net, sie sind dem Schaltungsbeispiel zu entnehmen.
Mit der in Figur 8 dargestellten Schaltungsanordnung läßt sich ein digitaler Nullpunktabgleich realisieren. Dazu kann eine grobe Verschiebung des Nullpunktes um (mechanisch gese¬ hen) 45°, 90° oder 135° durch Einspeisung des 90°, 180° oder 270° Signales anstelle des 0°-Signales in den Phasenkompara¬ tor erfolgen. Eine Feinverschiebung ist durch digitale oder analoge Verzögerung eines der beiden Signale, die zum Pha¬ senkomparator gelangen, möglich. Eine analoge Verschiebung kann beispielsweise durch einen Allpaß, der vorteilhafter¬ weise in SC-Technik ausgestaltet ist, erfolgen. Die Laufzeit dieses Allpasses läßt sich einfach digital programmieren.
Eine digitale Verschiebung kann beispielsweise durch einen programmierbaren Zähler erfolgen, wobei im Interesse einer feinen Quantisierung eine relativ hohe Taktfrequenz zu ver¬ wenden ist.
Mit der vorliegenden Schaltung ist auch eine Kompensation der teilweise temperaturabhängigen Sensoreigenschaften durchführbar, eine temperaturabhängige Sensoreigenschaft ist beispielsweise der Sensorinnenwiderstand, der üblicherweise von der Temperatur abhängt. Da der Sensor mit komplementären Rechtecksignalen konstanter Amplitude betrieben wird, ist seine Stromaufnahme zeitlich konstant, jedoch temperaturab¬ hängig. Da der CMOS-Flip-Flop Baustein 40 bzw. 41 bei einer Taktfrequenz von beispielsweise 40 kHz eine vernachlässig- bare Stromaufnahme aufweist, ist der Strom, der in der Ver-
sorgungsleitung des Flip-Flops fließt, ein direktes Maß für den Strom im Sensor und damit für die Sensortemperatur. Aus der Messung des Stromverbrauchs des Sensors lassen sich somit temperaturabhängige Korrektursignale ableiten, die genau so auf das Summensignal wirken wie die Potentiometer in Figur 8.
In Figur 9 ist das Blockschaltbild eines weiteren Ausfüh¬ rungsbeispiels in der Erfindung dargestellt. Bei diesem Aus- führungsbeispiel wird der Sensor, der die beiden Sensorele¬ mente 30, 31 umfaßt, mit Gleichspannung betrieben. Die bei¬ den Sensorelemente 30, 31 liegen dabei zwischen der Gleich¬ spannung Us und Masse. Die sich einstellenden Ausgangsspan¬ nungen an den beiden Sensorelementen 30, 31 ergeben sich zu:
Ual(Kα) = C • Us • cos(Kα) Ua2(Kα) = C • Us • sin(Kα)
Diese Ausgangssignale werden den beiden elektronischen Schaltern 48a, 48b zugeführt, die jeweils die Stellungen, a, b, c, d aufweisen. Beide Schalter durchlaufen periodisch die
Stellungen a, b, c, d, a, b, Die Periodendauer eines Umlaufs sei T0, die Verweildauer pro Stellung T0/ . Die Schalter werden von einem Teiler 49, der von einem Takt- generator 50 getaktet wird, durch entsprechende Signale angesteuert. Ein nachgeschalteter Differenzverstärker 51 erhält somit nacheinander folgende Eingangssignale:
Ual(Kα), Ua2(Kα), - Ual(Kα), - Ua2(Kα).
Diese periodische Signalfolge beschreibt eine mit der Abtastfrequenz 4/T0 abgetastete treppenförmige Cosinusspan¬ nung U mit der Frequenz 1/T0 und der Phase -Kα, die folgen¬ dermaßen dargestellt werden kann:
ut = ■ Us • cos(2π ■ t/T0 - Kα) mit = 0, T0/4, 2T0/4, 3T0/4
Im Differenzverstärker 51 wird dieses Signal um einen vorgebba- ren Faktor, beispielsweise um 50, angehoben. Das nachfolgende
Filter 52, das vorzugsweise in Switched-Capacitor-Technik aufge¬ baut ist, erzeugt daraus ein sinusförmiges Ausgangssignal, das im Phasenkomparator 36 mit dem 0°-Signal, das ebenfalls vom Tei¬ ler geliefert wird, verglichen wird. Das nachgeschaltete Tief- paßfilter 54 führt die Mittelwertbildung des pulsbreitenmodu- lierten Phasenmeßsignals durch. Wird der Phasenkomparator mit der extern zugeführten Spannung Up betrieben, wird die Aus gangsspannung des Tiefpasses proportional zu Up und den Winkel Kα, es ergibt sich dann wiederum ein ratiometrisches Verhalten wie beispielsweise bei einem Potentiometer. Das
Switched-Capacitor-Filter wird direkt vom Taktgenerator 50 getaktet .
In Figur 10 ist ein ausführliches Schal r.gsteiε : »J darge- stellt, dessen wesentliche Bauteil«1 :~ '. . -. ' :. • :.ϊ.--*r bezeich¬ net werden. Ein PLL-Baustein 55 er.*:.-.* • ..»* :, der mit einem Megahertz schwingt. Äußere«-- _~ : -. ■ . .--.stein 55 den Phasenkomparator. Mit 56 ist e:r. -■:« ■ ' ;•• ..- . : .:e:chne:, der zunächst durch 25 und anschließe.-.^ :.:::. •- ■ » . '. -. . Die Aus- gänge an Pin 3 bzw. 13 des Frequenzteilers liefern somit ein 20 kHz bzw. ein 10 kHz Schaltsignal an den zweikanaiigen Multi- plexer 57, an dessen Eingängen der Sensor 58 wie oben beschrie¬ ben, angeschlossen ist. Zwischen den Ausgängen X und Y entsteht die bereits erwähnte treppenförmige CosinusSpannung Ut mit der Frequenz 10 kHz und der Abtastf equenz 40 kHz, die vom
Differenzverstärker 53, 54 verstärkt wird. Die Filterung erfolgt im Switched-Capacitor-Filter 59, das mit einem Megahertz aus dem Oszillator getaktet wird. Die Grenzfrequenz des SC-Filters beträgt ein Megahertz/100 = 10 kHz.
96/16316 PCΪ7DE95/01626
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Infolge dieser Zusammenhänge ist die Spannung am Filterausgang rein sinusförmig. Ein frei verfügbarer Operationsverstärker im SC-Filter sei als Komparator konfiguriert, der die Sinusspannung in eine Rechteckspannung gleicher Phase überführt. Die Rechteckspannung wird zum Phasenkomparator geführt und dort mit dem 0°-Signal (Pin 13) verglichen.
Das pulsbreitenmodulierte Ausgangssignal kann an Pin 15 abgenom¬ men werden. Am analogen Tiefpaßausgang erscheint eine zum Winkel proportionale Gleichspannung UA.
Die SpannungsVersorgung der genannten Schaltung ist schematisch als Schaltung 52 dargestellt.