WO1995006336A1

WO1995006336A1 - Electrode multicouche a couches minces utilisee pour le couplage de champs electromagnetiques a hautes frequences

Info

Publication number: WO1995006336A1
Application number: PCT/JP1994/000357
Authority: WO
Inventors: Youhei Ishikawa; Seiji Hidaka
Original assignee: Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date: 1993-08-27
Filing date: 1994-03-07
Publication date: 1995-03-02
Also published as: FI960901A; AU677380B2; JP3089666B2; CA2170270A1; DE69428801T2; EP0716468B1; RU2139613C1; US6148221A; EP0716468A1; FI118360B; CN1137842A; CN1122327C; EP0716468A4; KR100285018B1; KR960704369A; AU6156694A; CA2170270C; DE69428801D1; BR9407631A; FI960901A0

Description

明細書高周波電磁界結合型薄膜積層電極技術分野

本発明は、マイクロ波、準ミリ波又はミリ波の高周波帯において用いられる高周波電磁界結合型薄膜積層電極、上記薄膜積層電極を用いた高周波伝送線路、上記薄膜積層伝送線路を用いた高周波共振器、上記高周波共振器を備えた高周波フィルタ、並びに上記薄膜積層電極を備えた高周波デバイスに関する。背景技術

近年、電子部品の小型化が進む中、マイクロ波、準ミリ波又はミリ波などの高周波帯においても高誘電体材料を用いることによって、デバイスの小型化がなされてきた。デバイスの小型化を行う場合、誘電率を大きくする一方、相似形として形状を縮小させると、原理的には体積の立方根に反比例してエネルギー損失が増大するという問題点があつた。

高周波デバイスのエネルギー損失は、表皮効果による導体損失と、誘電体材料による誘電体損失とに大きく分類することができる。近年の誘電体材料は、高誘電率なものでも低損失な特性を有する材料が開発実用化されており、従って、誘電体損失よりも導体損失の方が回路の無負荷 Qにおいて支配的である。ここで、図 1 1に示すように、表皮効果によって導体表面において高周波電流が集中するために、導体表面に近づくほど表面抵抗

(表皮抵抗ともいう。）が大きくなり、導体損失（ジュール損失）力く大きくなる。この状況を鑑みて、導体損失が効果的に低減されて高い無負荷 Qを得ることができる改良された対称型ス卜リッブライン共振器（以下、従来例の共振器という。）が、曰本国特許公開平成 4年（1 9 9 2年） 4 3 7 0 3 号公報において提案されている。この従来例の共振器は、誘電体を挟んで所定距雜を隔てて対向位置せしめられた一対の接地導体間に、ストリップ導体を配した対称型ストリッブラインによって、共振回路を構成せしめて成る対称型ストリッブライン共振器において、上記ス卜リップ導体を、上記一対の接地導体間において、該接地導体と平行に複数枚、上記誘電体を介して互いに所定の間隔を隔てて積層状に配置せしめたことを特徴としている。

そして、当該従来例の共振器を開示した公報には次のことが開示されている。

( a ) 上記各ストリップ導体の厚さは、導体損失を有効的に抑えるためには、表皮深さの 3倍か又はそれよりも大きな厚さをもって形成することが望ましい。すなわち、ストリップ導体において、マイクロ波帯の高周波電流が流れる表皮部分を増大せしめて、ストリッブ導体における実効断面積を增大させる。

( b ) 一対のストリッブ導体の一端側においてスルーホールを介して互いに導通される一方、他端側においてもスルーホールを介して互いに導通される。

( c ) 当該共振器における電界分布は、当該公報の第 3図に示すように、電界は、各ストリッブ導体からそれぞれ接地導体に'向かうように形成される。

しかしながら、上記（a ) の構造を有しているために、小型 ·軽量化することが困難であって、しかも導体損失の低減率は比铰的小さく、無負荷 Qも比較的小さいという問題点があつた。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来例に比較して導体損失を大幅に低減させることができ、しかも発明実施品を小型 ·軽量化することができる高周波電極、並びに高周波伝送線路、高周波共振器、高周波フィル夕、高周波デバイスを提供することにある。発明の開示

本発明者は、上記従来例の共振器とは全く異なる構成で、すなわち、それぞれ使用周波数の表皮深さ 50よりも薄い膜厚を有する薄膜導体と薄膜誘電体とを交互に積層化してなる薄膜積層電極を用いて、表皮効果を抑圧することによつて導体損失を大幅に低減することができる高周波鼋磁界結合型薄膜積層電極及び薄膜積層伝送線路等を提供する。本発明に係る高周波電磁界結合型薄膜積層電極は、薄膜導体（21— 2 5) と薄膜誘電体（31— 34) とを交互に積層することによって、上記薄膜誘電体（31— 34) を挟設する 1対の上記薄膜導体（21と 22. 22と 23, 23と 24, 24と 25) によってそれぞれ構成される複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) が積層されてなる薄膜積層電極であって、.上記複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) のうちの少なくとも 2つを伝搬する各 TEM波の位相速度を互いに実質的に一致させ、かつ上記各薄膜導体（21— 25) の膜厚を使用周波数の表皮深さよりも薄くして上記複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) のうちの少なくとも 2つの電磁界が互いに結合するように設定されたことを特徴とする。ここで、上記薄膜導体（21— 25) は好ましくは超伝導材料にてなる。また、本発明に係る高周波伝送線路は、少なくとも 1つの導体を備えた高周波伝送線路であって、上記導体を、薄膜導体（21—25) と薄膜誘筲体（31— 34) とを交互に積眉することによって上記薄膜誘電体（3 1一 34) を挟設する 1対の上記薄膜導体（21と 22, 22と 23. 2 3と 24. 24と 25) によってそれぞれ構成される複数の T EMモード伝送線路（L2-L5)が積層されてなる薄膜積層電極で構成し、上記複数の TEMモード伝送線路（L 2— L 5) のうちの少なくとも 2つを伝搬する各 TEM波の位相速度を互いに実質的に一致させ、かつ上記各薄膜導体（21— 25) の膜厚を使用周波数の表皮深さよりも薄くして上記複数の TEMモード伝送線路（L2—； L5) のうちの少なくとも 2つの電磁界が互いに結合するように設定されたことを特徴とする。ここで、上記高周波伝送線路は、例えば導波管である。

さらに、本発明に係る高周波伝送線路は、第 1の伝送線路（L1) と、薄膜導体（21— 25) と薄膜誘電体（31— 34) とを交互に積層することによって上記薄膜誘電体（31— 34) を挟設する 1対の上記薄膜導体（21と 22. 22と 23. 23と 24, 24と 25) によって構成された少なくとも 1つの TEMモードの第 2の伝送線路（L2—： L5) とを備えた高周波伝送線路であって、上記第 1の伝送線路（L1) を伝搬する電磁波の位相速度と、上記第 2の伝送線路（L2— L5) の少なくとも 1つを伝搬する TEM波の位相速度とを互いに実質的に一致させ、かつ上記各薄膜導体（21— 25) の膜厚を使用周波数の表皮深さよりも薄くして、上記第 1の伝送線路（L1) の電磁界と、上記第 2の伝送線路〔L2 一 L 5 ) の少なくとも 1つの電磁界とが互いに結合するように設定されたことを特徴とする。

上記高周波伝送線路において、上記第 2の伝送線路（L2— L5) を構成する薄膜誘電体（31— 34) の実効誘電率は、好ましくは、上記第 1 の伝送線路（L1) を搆成する誘電体の実効誘電率よりも低いように設定する。これによつて、上記第 1の伝送線路（L1) を伝搬する電磁波の位相速度と、上記第 2の伝送線路（L 2— L 5) の少なくとも 1つを伝搬する TEM波の位相速度とを互いにより実質的に一致させることができる。上記高周波伝送線路において、上記第 2の伝送線路（L2— L5) を構成する薄膜誘電体（31— 34) の厚さは、上記第 1の伝送線路（L1) を構成する誘電体の厚さよりも薄いように設定する。これによつて、上記第 2の伝送線路（L2— L5) の膜形成プロセスの時間を短縮することができるとともに、上 Ϊ己第 2の伝送線路（L2—； L5) をより小さいインピ一ダンスを有するローインピーダンス系の伝送線路を構成することができるので、伝送損失を小さくすることができる。

上記高周波伝送線路において、上記高周波伝送線路（L1) は好ましくは、マイクロストリッブ線路である。ここで、上記マイクロストリッブ線路は、誘電体基板（10) の第 1の面上に上記第 2の伝送線路（L2— L 5) がマイクロストリップ導体として形成される一方、上記誘電体基板（1 0) の第 2の面上に接地導体（11) が形成される。もしくは、上記マイクロストリツプ線路は、誘電体基板（10) の第 1の面上に上記第 2の伝送線路（L2— L5) がマイクロストリッブ導体として形成される一方、上記誘電体基板（10) の第 2の面上に別の上記第 2の伝送線路（L2— L5) が接地導体として形成される。また、上記高周波伝送線路は好ましくは、ストリップ線路である。さらに、上記高周波伝送線路は好ましくは、同軸線路である。またさらに、上記高周波伝送線路において、上記薄膜導体（21— 25) は超伝導材料にてなる。

本発明に係る高周波共振器は、所定の寸法を有する上記高周波伝送線路を備える。ここで、上記高周波伝送線路は、好ましくは、上記高周波伝送

-0- 線路を伝送する信号の管内波長の 1ノ 4に等しい伝送方向の長さを有する。また、本発明に係る高周波フィルタは、所定の長さを有する上記高周波共振器と、上記高周波共振器に高周波信号を入力する入力端子（12) と、上記高周波共振器から高周波信号を出力する出力端子（13) とを備える。さらに、本発明に係る高周波帯域除去フィルタは、一端で髙周波信号を入力しかつ他端で上記高周波信号を出力する伝送線路（L10) と、上記伝送線路（L10) と結合する上記高周波共振器とを備えたことを特徴とする。上記高周波共振器において、上記高周波伝送線路は、好ましくは、上記高周波伝送線路を伝送する信号の管内波長の 1 4又は 1 / 2に等しい伝送方向の長さを有する。

またさらに、本発明に係る誘電体共振器は、導体を含む共振器ケース（7 7) と、上記共振器ケース（77) 内に載置された所定の形状の誘電体（7 6) とを備えた誘電体共振器であって、上記導体を上記高周波電磁界結合型薄膜積層電極によつて構成したことを特徴とする。

また、本発明に係る高周波フィルタは、上記誘電体共振器と、上記誘電体共振器に電磁的に結合され、上記誘電体共振器に高周波信号を入力する入力端子と、上記誘電体共振器に電磁的に結合され、上記誘電体共振器から高周波信号を出力する出力端子とを備えたことを特徴とする。

さら、本発明に係る高周波デバイスは、電極を備えて所定の高周波動作を行う高周波デバイスであって、上記電極は、上記高周波電磁界結合型薄膜積層電極を有することを特徴とする。上記高周波電磁界結合型薄膜積層電極においては、上記 TEMモード伝送線路（L2— L5) を高周波で励振したとき、各薄膜導体（21— 25) はそれぞれ、隣接する薄膜誘電体（31— 34) を介して入射した高周波電力の一部を、別の方向に隣接する薄膜導体（21— 25) に透過するとともに、当該高周波電力の一部を薄膜誘電体（31— 34) を介して上記隣接する薄膜導体（21— 25) に反射している。そして、隣接する 2つの薄膜導体（21と 22, 22と 23, 23と 24. 24と 25) によつて挟設された各薄膜誘電体（31— 34) 内ではそれぞれ、上記反射波と透過波とが共振しており、上記各導体薄膜（21— 25) の上側表面近傍と下側表面近傍では互いに逆方向の対面する 2つの高周波電流が流れている。すなわち、各薄膜導体（21— 25) の膜厚が表皮深さ 50よりも薄いために、対面する上記互いに逆方向の 2つの高周波電流は干渉し、一部を残して互いに相殺される。このように、上記高周波電磁界結合型薄膜積層電極では、隣接する薄膜誘電体（31— 34) の共振エネルギー又は伝送エネルギーが薄膜導体（21— 25) を介して互いに結合する。一方、薄膜誘電体（31— 34) には、電磁界によって変位電流が生じ、隣接する薄膜導体（21— 25) の表面に高周波電流を生じさせる。

さらに、上記複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) のうちの少なくとも 2つを伝搬する各 TEM波の位相速度を互いに実質的に一致させているので、当該各薄膜導体〔21— 25) に流れる高周波電流は実質的に互いに同位相となる。これによつて、当該各薄膜導体（21— 25) において同位相で流れる高周波電流は、実効的に表皮深さ <50を増大させる。従って、高周波で励振すると、高周波の電磁界エネルギーは、電磁界が結合する当該 TEMモードの各隣接する伝送線路（L2— L5) の電磁的な結合によって、隣接する伝送線路（L2—； L5) に移行する一方、当該伝送線路（L2— L5) の長手方向に伝搬する。ここで、高周波の電磁界ェネルギ一は、電磁的に結合された各伝送線路（L2— L5) を介して線路の長手方向に伝搬するので、実効的により大きな表皮深さ 50を有して、言い換えれば、より小さい表面抵抗 R,を有して伝搬することとなる。

また、上記高周波伝送線路においては、上記導体を上記高周波電磁界結合型薄膜積層電極を用いて構成することによって、上記 ¾極と同様により小さい表面抵抗 R,を有するので、当該高周波伝送線路は、極めて小さい伝送損失を有する伝送線路を構成する。

さらに、上記別の高周波伝送線路においては、上記第 2の伝送線路（L 2— L 5) を、薄膜導体（21— 25) と薄膜誘電体（31— 34) とを交互に積眉することによって上記薄膜誘電体（31— 34) を挟設する 1 対の上記薄膜導体（21— 25) によって構成し、上記第 1の伝送線路（L 1) を伝搬する電磁波の位相速度と、上記第 2の伝送線路（L 2— L 5) の少なくとも 1つを伝搬する T EM波の位相速度とを互いに実質的に一致させ、かつ上記各薄膜導体（21— 25) の膜厚を使用周波数の表皮深さよりも薄くして、上記第 1の伝送線路（L 1) の電磁界と、上記第 2の伝送線路（L2— L5) の少なくとも 1つの電磁界とが亙いに結合するように設定されている。当該高周波伝送線路においては、上記第 1の伝送線路 (L 1) と、上記第 2の伝送線路（L 2— L5) の少なくとも 1つとの間で、上己高周波電磁界結合型薄膜積層電極と同様の作用が生じる。すなわち、高周波の電磁界エネルギーは、電磁的に結合された各第 2の伝送線路 CL2TL 5) を介して線路の長手方向に伝搬するので、実効的により大きな表皮深さ Soを有して、言い換えれば、より小さい表面抵抗 R,を有して伝搬する。それ故、当該高周波伝送線路は、極めて小さい伝送損失を有する伝送線路を構成する。

またさらに、上記高周波共振器においては、所定の寸法を有する上記高周波伝送線路を備えているので、その伝送損失は極めて小さく、それ故、極めて大きな無負荷 Qを有する共振器を構成する。上記誘電体共振器においては、共振器ケース（7 7 ) の導体を上記高周波電磁界結合型薄膜積層電極によって形成したので、極めて大きな無負荷 Qを有する誘電体共振器を構成する。

また、上記高周波フィルタにおいては、所定の長さを有する上記高周波共振器を備えて、極めて大きな無負荷 Qを有する帯域通過又は帯域除去フィルタを構成する。

さらに、上記高周波帯域除去フィルタにおいては、所定の長さを有する上記高周波共振器がトラップ回路として動作し、極めて大きな無負荷 Qを有する帯域除去フィルタを構成する。

またさらに、上記高周波デバイスにおいては、上記電極は、上記高周波電磁界桔合型薄膜積層電極を有することにより、極めて小さい導体損失を有する高周波デバイスを構成する。図面の簡単な説明

図 1は、本発明に係る第 1の実施例である電磁界結合型薄膜積層伝送線路を用いた 1 / 2波長線路型共振器を用いたフィルタの斜視図である。図 2は、図 1の 1 Z 2波長線路型共振器の A— A ' 線についての縦断面図である。

図 3は、図 1の 1ノ 2波長線路型共捱器の長手方向についての図式的な縦断面図及びそれに接続される回路の回路図である。

図 4は、図 1の 1 Z 2波長線路型共振器の等価回路の回路図である。図 5は、図 1の 1ノ 2波長線路型共振器のシミユレーション結果である透過係数 S ₂₁の周波数特性を示すグラフである。

図 6は、図 1の 1 Z 2波長線路型共振器のシミュレ一ション結果である、各薄膜導体 2 1乃至 2 5を流れる電流の相対振幅値の周波数特性を示すグラフである。

図 7は、図 1の 1ノ 2波長線路型共振器のシミユレーション結果である. 各薄膜導体 2 1乃至 2 5を流れる電流の位相差の周波数特性を示すグラフである。

図 8は、図 1の 1ノ 2波長線路型共振器のシミュレーション結果である- 積層数 nをパラメータとした透過係数 S ₂₁の周波数特性を示すグラフである

図 9は、図 1の 1ノ 2波長線路型共振器のシミュレーンヨン結果である、積層数 nをパラメータとした規格化導体膜厚 Δ (5 0に対する Q上昇率特性を示すグラフである。

図 1 0は、図 1の 1 2波長線路型共振器のシミュレーション結果である、積層数 nをパラメータとした実効誘電率比 £ ./ ε _mに対する規格化誘電体膜厚 Δ χ ,ノ <5 0特性に対して位相速度を一致させるための最適設計条件を示すグラフである。

図 1 1は、導.体に高周波を伝送させたときの導体の電流密度分布である c 図 1 2は、図 1の薄膜積層伝送線路に高周波を伝送させたときの理想的な電流密度分布である。

図 1 3は、図 1の薄膜積層伝送線路に高周波を伝送させたときの実際の電流密度分布である。

図 1 4は、図 1の 1 / 2波長線路型共振器における最適パラメータの決定フローを示すフローチヤ一卜である。

図 1 5は、図 1の 1 Z 2波長線路型共振器における最小化表面抵抗の決定フローを示すフローチヤ一卜である。

図 1 6は、本発明に係る第 2の実施例である電磁界結合型薄膜積層伝送線路を用いた 1 / 2波長線路型共振器フィルタの等価回路を示す回路図である。

図 1 7は、図 1 6の 1 2波長線路型共振器のシミュレーション結果である、透過係数 S _{2 1}の周波数特性を示すグラフである。

図 1 8は、本発明に係る第 3の実施例である電磁界結合型薄膜積層伝送線路を用いた 1ノ 4波長線路型帯域除去フィルタの斜視図である。

図 1 9は、図 1 8の 1 4波長線路型帯域除去フィルタの等価回路を含む回路図である。

図 2 0は、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いた各種のマイクロ波線路及び導波管であり、当該図 2 0において、（a ) は本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いたマイクロストリップ線路の斜視図であり、（b ) は本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いたストリツプ線路の斜視図であり、（c ) は本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いた同軸線路の斜視図であり、（d ) は本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いた T M_fl iモード円形導波管の縦断面図である。

図 2 1は、図 1の 1 Z 2波長線路型共振器の動作を示すその長手方向についての図式的な縱断面図である。

図 2 2は、図 4における 4端子回路の等価回路を示す回路図である。図 2 3は、変形例の TM_{1 1 C}二重モード型誘電体共振器の一例を示す斜視図である。

図 2 4は、変形例の TM_{01 4}モード型 2段誘電体帯域通過フィルタの一例を示す縱新面図である。

図 2 5は、本発明に係る薄膜積層伝送線路において、薄膜誘電体 3 1乃至 3 4の膜厚 Δ χ ,を薄くした場合の伝送距離に対する各薄膜導体 2 1乃至 2 5と接地導体 1 1を流れる電流の実効電流値を示すグラフである。図 2 6は、本発明に係る薄膜積層伝送線路において、薄膜誘電体 3 1乃至 3 4の膜厚 Δ χ ,を厚くした場合の伝送距離に対する各薄膜導体 2 1乃至 2 5と接地導体 1 1を流れる電流の実効電流値を示すグラフである。図 2 7は、本発明に係る第 1の実施例である電磁界桔合型薄膜積層伝送線路を用いた 1 / 2波長線路型共振器において、接地導体として薄膜積層伝送線路を用いた変形例を示す断面図である。

図 2 8は、図 1の 1 Z 2波長線路型共振器の伝送距離に対する各薄膜導体 2 1乃至 2 5と接地導体 1 1を流れる電流の相対振幅値を示すグラフである。発明を実施するための最良の形態

以下、図面を参照して本発明による実施例について説明する。なお、添付図面において同一のものについては同一の参照符号を付す。第 1の実施例

図 1は、本発明に係る第 1の実施例である電磁界結合型薄膜積層伝送線路を用いた 1 Ζ 2波長線路型共振器を用、たフィルタの斜視図であり、図 2は、図 1の 1 Ζ 2波長線路型共振器の Α— A' 線についての縦断面図であ"

この第 1の実施例の 1ノ 2波長線路型共振器は、薄膜導体 2 1乃至 2 5 と薄膜誘電体 3 1乃至 3 4とが交互に積層された構造を有する本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いた電磁界結合型薄膜積層伝送線路を用いることを特徴としている。当該電磁界桔合型薄膜積層伝送線路においては、薄膜導体 2 1と、接地導体 1 1と、薄膜導体 2 1 . 接地導体 1 1間に挟設された誘電体基板 1 0とによって T E Mモードのマイクロストリップ線路（以下、主伝送線路という。） L 1が構成される一方、当該主伝送線路 L 1上に、それぞれ 1つの薄膜誘電体が 1対の薄膜導体で挟設されてなる 4個の TEMモードのマイクロストリップ線路（以下、副伝送線路という。 ) L 2乃至 L 5が積層されている。図 1及び以下の図面においては、伝送線路の参照苻号を、その伝送線路の各誘電体に対して、，（カンマ）のあとに付している。

ここで、特に、

(a) 各薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚 Δχ,と誘電率 £ ,を所定値に設定することによって、各伝送線路 L 1乃至 L 5を伝搬する Τ Ε Μ波の位相速度を互いに実質的に一致させ、かつ

(b) 各薄膜導体 21乃至 25の膜厚 Δ fを、使用周波数の表皮深さ ( 0 よりも薄い所定の膜厚に設定することによって、上記各隣接する伝送線路間 L1と L2. L2と L3. L3と L4. L 4と L 5で各電磁界を互いに結合させ、これにより、主 fe送線路 L 1に流れる高周波エネルギーを副伝送線路 L2乃至 L5に移行させ、各薄膜導体 21乃至 25においてそれそ' れ実質的に一様に高周波電流が流れるように構成され、高周波による表皮効果を大幅に抑圧することを特徴とする。

' 図 1に示すように、裏面全面に接地導体 11が形成された誘電体基板 1 0上に、長手方向の長さが λ Ζ2 ( igは管内波長）である帯形状の薄膜導体 21が形成される。ここで、薄膜導体 21と、接地導体 11と、両導体 21, 11間に挟設された誘電体基扳 10とによってマイクロストリップ線路にてなる主伝送線路 L 1が構成される。次いで、上記薄膜導体 21 上に、薄膜誘電体 31、薄膜導体 22、薄膜誘電体 32、薄膜導体 23、薄膜誘電体 33、薄膜導体 24、薄膜誘電体 34、薄膜導体 25の順で積層形成される。ここで、以下のように副伝送線路 L 2乃至 L 5が構成されている。 (a) 薄膜誘電体 31が 1対の薄膜導体 21. 22によって挟設されて副伝送線路 L 2が構成される。

(b) 薄膜誘電体 32が 1対の薄膜導体 22. 23によって挟設されて副伝送線路 L 3が構成される。

(c) 薄膜誘電体 33が 1対の薄膜導体 23. 24によって挟設されて副伝送線路 L 4が構成される。

(d) 薄膜誘電体 34が 1対の薄膜導体 24, 25によって挟設されて副伝送線路 L 5が構成される。

なお、各薄膜導体 21乃至 25の膜厚 Δ と各薄膜誘電体 31乃至 34 の膜厚厶 X,は、図 12の最適パラメータの決定フローを用いて詳細後述するように、設定される。

さらに、誘電体基板 10上に、入力端子用導体 12カ^ 薄膜導体 21の長手方向の一端と所定のギヤッブ g 1だけ離れかつ電磁的に互いに結合するように近接して形成される一方、出力端子用導体 13力、薄膜導体 21 の長手方向の他端と所定のギヤッブ g 2だけ離れかつ電磁的に互いに結合するように近接して形成される。なお、第 1の実施例においては、入力端子用導体 12と薄膜導体 21の一端との結合と、出力端子用導体 13と薄膜導体 21の他端との結合とは、容量結合である。

ここで、誘電体基板 10は、例えばアルミナの単結晶であるサファイアにてなり、薄膜誘電体 31乃至 34は、例えば S i〇₂にてなる。一方、接地導体 11及び薄膜導体 21乃至 25は、例えば C u、 Ag又は Auなどの電気的導電性を有する導体にてなる。

図 2に、以上のように構成された 1ノ 2波長線路型共振器において電界及び磁界分布を示す。ここで、図 2は断面図であるカ^ 誘電体におけるハツチングを省略している。図 2から分かるように、電界は、各薄膜導体 21乃至 25の表面に対して垂直な方向でかつ互いに同じ向きで分布する。一方、磁界は各薄膜導体 21乃至 25の表面に対して平行な方向でかつ互いに同じ向きで分布する c これによつて、各伝送線路 L 1乃至 L 5の電磁界は互いに結合されていることがわかる。

図 3は図 1の 1ノ 2波長線路型共振器の長手方向についての図式的な縱断面図及びそれに接続される回路の回路図であり、図 4は図 1の 1 2波長線路型共振器の等価回路の回路図である。

図 4に示すように、主伝送線路 L1は、 LCの単位分布定数回路が縦続に接続されてインダクタ L11. L 12. ···. L 1 nとキャパシタ C 11, C 12, …じ 1 nを備えた分布定数回路で構成され、その主伝送線路 L1 の一端には、ギヤッブ g 1に対応する巻数比を有する理想トランス T 11 を介して共振器励振用信号発生器の V s g及びその内部抵抗 Rs gが接続される一方、主伝送線路 L 1の他端には、ギヤッブ g 2に対応する卷数比を有する理想トランス T12を介して負荷抵抗 Rしが接続される。なお、以下の理想トランスにおいてはすべて卷数比は 1 ： 1である。主伝送線路 L 1において、各単位分布定数回路間の図上下側のラインにそれぞれ理想トランス Ti l l, 丁 112. …丁 11 nが挿入接続され、各理想トランス Ti l l. Tl 12, ···. T 11 nはそれぞれ、損失抵抗を含む分布定数回路にてなる 4端子回路 F 1, F 2. …， F n及び理想トランス T 10 1, T102, ■··, Tl Onを介してアースに接铳される。

なお、以下の 4端子回路（F+番号で符号を付与）は接地導体 11と薄膜導体 21乃至 25の等価回路であって、図 22に示すように、損失抵抗を含む分布定数回路にてなる。すなわち、当該 4端子回路は、それぞれ単位コンダクタンス g d xと単位キャパシタンス c d Xと単位ィンダクタンス 1 dxとからなる単位回路を、複数個縱続に接続された等 ffi回路から構成され、ここで、単位コンダクタンス g d Xと単位キャパシタンス c d と単位ィンダクタンス 1 d Xは次式で表される。

g d = σ (厶 y/d z ) d x

c d x = £ o (厶 yZd z) d x

1 ά χ = μ ο (d zZ厶 y) d x

ここで、 σは接地導体 11と薄膜導体 21乃至 25の導電率、 ε οは真空中の誘電率、 0は真空中の透磁率、 d Xは接地導体 11と薄膜導体 2 1乃至 25の厚さ方向の微小長さ、は線路幅、 d zは伝搬方向の微小長さである。

副伝送線路 L 2は、 L Cの単位分布定数回路が縱続に接続されてインダクタ L 21. L 22. ···, L 2 nとキャパシタ C 21. C 22. -C 2 n を備えた分布定数回路で構成され、その副伝送線路 L 2の一端には、一次側が開放の理想トランス T 21が接続される一方、副送線路 L 2の他端には、二次側が開放の理想トランス T 22が接続される。また、副伝送線路 L3, L4. L 5は副伝送線路 L 2と同様に以下のように構成される。副伝送線路 L 3は、 L Cの単位分布定数回路が縦続に接統されてィンダクタ L31. L 32. ···, L3 nとキャパシタ C31, C32. じ311を備えた分布定数回路で構成され、その副伝送線路 L 3の一端には、一次側が開放の理想トランス T 31が接続される一方、副伝送線路 L 3の他端には、二次側が開放の理想トランス T 32が接続される。また、副伝送線路 L 4は、 LCの単位分布定数回路が縱铳に接続されてインダクタ L41, L42. ···, L 4 nとキャパシタ C 41. C42, 〜C4 nを備えた分布定数回路で構成され、その副伝送線路 L 4の一端には、一次側が開放の理想トランス T 41が接続される一方、副伝送線路 L 4の他端には、二次側が開放の理想トランス T 42が接铳される。さらに、副伝送線路 L 5は、 L Cの単位分布定数回路が縦続に接続されてィンダクタ L 51， 152, ··', L5nとキャパシタ C51. C 52, … C 5 nを備えた分布定数回路で構成され、その副伝送線路 L 5の一端には、一次側が開放の理想卜ランス T51が接続される一方、副伝送線路 L 5の他端には、二次側が開放の理想卜ランス T 52が接続される。

隣接する伝送線路 L 1, L 2間を接続する薄膜導体 21内の等価回路は以下のように構成される。すなわち、主伝送線路 L 1において、各単位分布定数回路間の図上上側のラインにそれぞれ理想トランス丁 121. T1 22. …丁 12 nが挿入接続され、各理想トランス丁 121. T122. …. T12 nはそれぞれ、薄膜導体 21に対応する 4端子回路 F 11. F 12. ···. F 1 nを介して、副伝送線路 L 2の各単位分布定数回路間の図上下側のラインにそれぞれ挿入接続される理想トランス T 211, T21 2, ···, T21 nに接続される。

また、隣接する伝送線路 L 2. L 3間を接続する薄膜導体 22内の等価回路は以下のように構成される。すなわち、副伝送線路 L 2において、各単位分布定数回路間の図上上側のラインにそれぞれ理想トランス T 221, T222. …丁 22ηが挿入接続され、各理想トランス T 221. Τ 22 2. ···.. Τ22 ηはそれぞれ、薄膜導体 22に対応する 4端子回路 F 21, F22, ···. F 2 ηを介して、副伝送線路 L 3の各単位分布定数回路間の図上下側のラインにそれぞれ挿入接続される理想トランス Τ 311. Τ3 12. .··, 丁 31 ηに接続される。

さらに、隣接する伝送線路 L 3. L 4間を接続する薄膜導体 23内の等 ϋ回路は以下のように構成される。すなわち、副伝送線路 L 3において、各単位分布定数回路間の図上上側のラインにそれぞれ理想トランス Τ 32 1， T322. 〜T32 nが挿入接続され、各理想トランス丁 321. T

322. ···. T32nはそれぞれ、薄膜導体 23に対応する 4端子回路 F 31, F32, ···. F 3 ηを介して、副伝送線路 L 4の各単位分布定数回路間の図上下側のラインにそれぞれ挿入接続される理想トランス丁 411. Τ412. ···. Τ41 ηに接続される。

またさらに、隣接する伝送線路 L 4, L 5間を接続する薄膜導体 24内の等価回路は以下のように構成される。すなわち、副伝送線路 L 4において、各単位分布定数回路間の図上上側のラインにそれぞれ理想トランス Τ

421. 丁 422, …丁 42 πが挿入接続され、各理想トランス Τ421, Τ 422. …， Τ42 ηはそれぞれ、薄膜導体 24に対応する 4端子回路 F41, F42. ·■·. F 4 ηを介して、副伝送線路 L 4の各単位分布定数回路間の図上下側のラインにそれぞれ挿入接続される理想トランス丁 51 1. Τδ 12. ···. Τ5 Inに接铳される。

さらに、薄膜導体 25から空間に向けて形成される電磁界分布に対応する等価回路は以下のように構成される。すなわち、副伝送線路 L 5において、各単位分布定数回路間の図上上側のラインにそれぞれ理想トランス T

521, T522. 〜T52 nが挿入接続され、各理想トランス丁 521. T522, ···, T52nはそれぞれ、薄膜導体 25に対応する 4端子回路 F51.. F52. ···. F5n及び理想トランス T531, T532, ···. T53 nを介して負荷抵抗 R_L1, R_L2. ···. に接铳される。

次いで、図 1の共振器における最適パラメータを決定するフロー及び最小化表面抵抗 R sを決定するフローについて、次のパラメータを用いて、以下に説明する。

n ：積層数

ω 0 ：使用される伝送（励振）角周波数 0 ：真空中の透磁率

σ 薄膜導体 21乃至 25の導 ¾率

δ 0 ：伝送角周波数 ωοにおける表皮深さ

ε ₅：副伝送線路 L 2乃至 L 5の薄膜誘電体 31乃至 34の誘霪率 ε _m：主伝送線路 L 1の誘電体基板 10の誘電率

△ x*：副伝送線路 L 2乃至 L 5の薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚

Δχ„ :主伝送線路 L1の誘電体基板 10の基板厚

厶：薄膜導体 21乃至 25の膜厚

Ay ：線路幅 =薄膜導体 21乃至 25の幅 =薄膜誘電体 31乃至 34の幅 β ,：副伝送線路 L 2乃至 L 5の位相定数

βη：主伝送線路 L 1の位相定数

図 4で示した等価回路に基づいて、規格化を行って無次元化された各伝送線路 L 1乃至 L 5に関する複素ィンピーダンス Ζの漸化式は次の式（ 1 a) で表される。

Ζκ = - j w+Z+ [Y+ (Ζ + Ζ,₊ι) -¹]

k = 0, 1. 2. ···. η- 1 …… （1 a) ここで、 n番目の複素インピーダンス Z_nは、

Ζη = ^ (n o/ ε ο) · σ δ ο …… （1 b) ここで、複素インピーダンス Ζの添字 kは、主伝送線路 L1を 0番目とし、より上層の副伝送線路 L 2乃至 L 5に向けて昇順で番号付けされた線路番号を示す。また、複素インピーダンス Z及び複素ァドミタンス Yはそれぞれ、媒質パラメータ ^を変数とした、次の式（2) 及び式（3) で表される関数で定義される。

Z≡ (1+ j ) - t a n h [ (1+ j ) /2 - ζ (2)

Υ≡ 1 / ( 1 + j ) - s i n h [ (1 + j ) - …… （3) また、構造パラメータ w及び媒質パラメータ fは、次の式（4) 及び式 (5) で定義されている。

wョ S Ax ' ^ o · (£ _mZe ,- l) …… （4) ξ≡Α ξ/δ ο …… （5) ここで、 S oは伝送角周波数 ωοにおける表皮深さであり、次の式（6) で定義される。

δ ο=>Γ (2/ω ο μ. ο σ) … . (6) 上記複素インピーダンス Ζ,は、式〔l b) に示すように真空層の境界条件として与えることができるので、複索インピーダンス Zcは、構造パラメータ w及び媒質パラメータ fの 2変数関数として次の式（7) で定義される。

Zo=Zo ( . ξ) …… （7) 上記式（7) において、複素インピーダンス Ζ_βの実数部分が最小となるとき、薄膜積層伝送線路の表面抵抗 R,は最小となる。従って、表面抵抗1 ,が最小であるときの構造パラメータ wと媒質パラメータを最適設定値と呼び、それぞれ w。_Pl. ^。。ιと表す。このとき次の式（8) が成り立つ。

R« = R e [Z。 ( oot. f。_Pt) ] /σ δ o …… （8) 上記式 (8) にそれぞれの最適値 w。_Pt. 。 _Ptを代入すると、副伝送線路 L 2乃至 L4の誘電体膜厚 Δχ,と導体膜厚 Δ が求められ、次の式（9 ) 及び式（10) を得る。

厶 x, = w。_{P l}50ノ 2 · ( επ,/ ε .- 1) …… （9) 厶 f = ^。。'50 …… (1 0) 次いで、以下に、本発明に係る 1ノ 2波長線路型共振器における最適パラメ一タ w。，。の最適パラメータ及び最小化表面抵抗 R sを決定する方法について説明する。ここで、積層数 nと、薄膜導体 21乃至 25の導牮率 σと、表皮深さ《50と、薄膜誘電体 31乃至 34の誘電率 £ ,と、誘電体基板 10の誘電率とが予め与えられていると仮定する。

図 14は、本発明に係る 1Z2波長線路型共振器における最適パラメ一タ Wopい。の決定フローを示すフローチャートである。

図 14に示すように、ステップ S1においては、予め決定された積層数 nに基づいて、上記 n層渐化式（1) を決定する。そして、以下、 n層渐化式に基づいて以下の決定が行われる。

ステップ S 2においては、各伝送線路 L 1乃至 L5を伝搬する各 TEM 波の位相速度^を一致させる最適化に基づいて最適構造パラメータ w。_Pl を決定する。そして、ステップ 3において、式 9に基づいて、副伝送線路 L 2乃至 L 5の薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚 Δ x .を決定する。

一方、ステップ S 4においては、エネルギー結合の最適化に基づいて最適構造パラメータ f。_Ptを決定する。そして、ステップ 5において、式 1 0に基づいて、薄膜導体 21乃至 25の膜厚 Δ を決定する。なお、ステツブ S 2及び S 4においては、具体的には、 n層漸化式（1) によって決定される k = 0のときの無次元インピーダンス Z。=Z。（w. ζ ) の実数部 Re [Z。（w. f ) ] が最小となるような構造パラメータ wと媒質パラメータとを求め、これらをそれぞれ最適化構造パラメータ w。_P と媒質パラメータ f。とする。

図 15は、本発明に係る 1 2波長線路型共振器における最小化表面抵抗 R sの決定フローを示すフローチヤ一トである。図 15に示すように、ステップ S 11において、最適構造パラメータ w。と最適媒質パラメ一タ f。とから、 n層漸化式（1) に基づいて Re [Z。（w。 . 。） ] の値を決定する。次いで、ステップ S 12において、ステップ S 11で決定された R e [ Z。（w。 . F . P t ) ] の値と、薄膜導体 2 1乃至 2 5の導電率ひと、表皮深さ S oとを式（8 ) に代入することによって、最小化表面抵抗 R sを決定する。

本実施例において、副伝送線路 L 2乃至 L 5を構成する薄膜誘電体 3 1 乃至 3 4の実効誘電率は、好ましくは、主伝送線路 L 1を構成する誘電体基板 1 0の実効誘電率よりも低いように設定する。これによつて、主伝送線路 L 1を伝搬する電磁波の位相速度と、副伝送線路 L 2乃至 L 5の少なくとも 1つを伝搬する T E M波の位相速度とを互いにより実質的に一致させることができる。

本実施例において、副伝送線路 L 2乃至 L 5を構成する薄膜誘電体 3 1 乃至 3 4の厚さは、主伝送線路 L 1を構成する誘電体基板 1 0の厚さよりも薄いように設定する。これによつて、副伝送線路 L 2乃至 L 5の膜形成プロセスの時間を短縮することができるとともに、副伝送線路 L 2乃至 L 5をより小さいインピーダンスを有する口一^ Tンピーダンス系の伝送線路を構成することができるので、伝送損失を小さくすることができる。以上の図 1 4と図 1 5の決定フローにおいては、薄膜誘電体 3 1乃至 3 4の誘電率 £ ,を予め与えてその膜厚厶 X ,を決定しているが、本発明はこれに限らず、式（4 ) から明らかなように、薄膜誘電体 3 1乃至 3 4の膜厚 A x を予め与えて、その誘電率 ε，を決定するようにしてもよい。なお、伝送線路 L 1 7¾至 L 5の幅方向に電磁界が一様であると仮定しているので、主伝送線路 L 1の誘電体基板 1 0の基板厚△ 》と、線路幅- 薄膜導体 2 1乃至 2 5の幅-薄膜誘電体 3 1乃至 3 4の幅とは、上記最適化の膜厚決定に影響を与えない。

本発明者は、図 4を参照して説明した 1 Ζ 2波長線路型共振器の等価回路に基づいてコンピュータ · シミュレ一ションを行い、その結果を以下に示す。図 5は、透過係数 S₂₁の周波数特性を示すグラフであり、図 6は、図 1の 1 2波長線路型共振器のの各薄膜導体 21乃至 25を流れる雷流の相対振幅の周波数特性を示すグラフであり、図 6において、 I 1乃至 I 5はそれぞれ各薄膜導体 21乃至 25を流れる電流の相対振幅値である。図 7は、図 1の 1 2波長線路型共振器のの各薄膜導体 21乃至 25を流れる電流の位相差の周波数特性を示すグラフであり、ここで、図 7において、 P 1及び P 5はそれぞれ薄膜導体 21及び 25に流れる電流の位相差である。ここで、当該シミュレーションにおける各パラメータは以下の通り設定した。

(a)誘電体基板 10の比誘電率〔実効値） £_m,= 6. 43

(b) 誘電体基板 10の基板厚 Ax_m=330 m

(c)薄膜誘電体 31乃至 34の比誘電率 ε ,_r=3. 80

(d)薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚 Δχ,= 1. 40

(e)薄膜導体 21乃至 25の導電率 σ- 5. 80 x 10⁷SZm (材料 C u)

(f ) 薄膜導体 21乃至 25の膜厚 Δ f = 0. 97 urn

Cg)接地導体 11の導電率び =5. 80 x 10⁷S/m (材料 Cu) (h)接地導体 11の膜厚厶 f_n=5. O O^m

図 5から分かるように、中心周波数 200 OMH zにおいて透過係数 S₂₁=約一 0. 042 dBを有する伝送特性を得ている。

また、図 6から分かるように、の各薄膜導体 21乃至 25を流れる電流の相対振幅値は共振周波数 200 OMH zにおいて最大となり、その共振周波数におけるの薄膜導体 21乃至 25を流れる電流の相対振幅値は薄膜導体 21から薄膜導体 2.5に向かうほど减衰している。これと同時に、主伝送線路 L 1に流れる髙周波の電磁界エネルギーが、損失を有する薄膜導体 21乃至 24を介して薄膜誘電体 31乃至 34に移行する。

さらに、図 7から分かるように、共振周波数 2000 MHzにおいての各薄膜導体 21乃至 25を流れる ¾流の位相差が 0^β となって一致し、周波数 1990. 201 ΟΜΗ ζにおいて概ね ±90° となっている。

図 8は、図 3の 1/2波長線路型共振器のシミュレーション結果である、積層数 ηをパラメータとした透過係数 S 21の周波数特性を示すグラフであり、図 9は、積層数 ηをパラメータとした規格化導体膜厚 Δ /δο対 Q 上昇率 RQ特性を示すグラフであり、図 10は、積層数 ηをパラメータとした実効誘電率比 £ ,Z£_m対規格化誘電体膜厚厶 0特性を示すグラフである。ここで、当該シミュレーションにおける各パラメータは以下の通り設定した。

〔 a)誘電体基板 10の比誘電率〔実効値） £_m,= 90

(b)誘電体基板 10の基板厚 0

(c)薄膜誘電体 31乃至 34の比誘 ¾率 ε ,_r-40. 2

(d)薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚 Δχ,= 1. 27 urn

(e)薄膜導体 21乃至 25の導電率ひ= 6. 0 O 10⁷S/m (材料 Ag)

〔f )薄膜導体 21乃至 25の膜厚 Δ ^ = 1. 27 /im

Cg)接地導体 11の導電率 σ =∞ (無限大）

(h)接地導体 11の膜厚 Δ f_m=有限値

C i ) 線路長 L= 15. 8mm

なお、シミユレーショにおいて薄膜積層電極のみの評価を行うために、接地導体 11を完全導体と設定した。これは、現実には、完全導体との境界面を対称面として鏡像を描いたときの構造に対応する。すなわち、誘踅体基板 10の厚さを 2倍にしてその両面にそれぞれ薄膜積層電極を形成したモデルに対応する。

図 8から明らかなように、積層数 nを増大するにつれて、共振周波数（1 000MH z) における透過係数 S ₂₁が増大するとともに、 Q値が増大していることがわかる。なお、各積層数 nにおける最適パラメータ w。_Pl, f 。、実数部 R e [Zo] 、 Q値及び Q上昇率 RQを、表 1に示す。ここで、 n = 1のとき Q値 = 485である。表 1

また、図 9から明らかなように、積層数 ηを増大するにつれて、 η= 1 のときの Q値を基準とした Q上昇率 RQの最大値 RQmは増大し、規格化導体膜厚 Δ f /(50はより小さい値の所定値で Q上昇率の最大値 RQmが得られることがわかる。

さらに、図 10は、表 1の最適パラメータ w。の値を式（4) に代入したときに得られる数式に基づいて、規格化誘電体膜厚 Δχ,Ζ (5oと実効誘電率比 ε ,Z£_mとの関係を計算した結果であり、図 10から明らかなように、主伝送線路 L 1と副伝送線路 L 2乃至 L 5の実効誘電率比

ε _mが小さいほど、副伝送線路 L 2乃至 L 5の薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚 Δχ,を薄くすることができるということがわかる。以上のように構成された 1ノ 2波長線路型共振器の動作について以下に説明する。

上述のように、

(a) 各薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚厶 X,と誘電率 ε,を所定値に設定することによって、各伝送線路 L 1乃至 L 5を伝搬する各 ΤΕΜ波の位相速度を互いに実質的に一致させ、かつ

(b)各薄膜導体 21乃至 25の膜厚厶を、使用周波数の表皮深さ <50 よりも薄い所定の膜厚に設定することによって、上記各隣接する伝送線路間 L1と L2, L2と L3. L3と L4, L 4と L 5で各電磁界を互いに結合させ、これにより、主伝送線路 L 1に流れる高周波エネルギーを副伝送線路 L 2乃至 L 5に移行させ、各薄膜導体 21乃至 25においてそれぞれ実質的に一様に高周波電流が流れるように構成され、高周波による表皮効果を大幅に抑圧している。

図 21は、図 1の 1ノ2波長線路型共振器の動作を示すその長手方向についての図式的な縱断面図であり、長手方向を厚さ方向に比較して大幅に短縮して描いている。なお、図 21において、高周波電流を実線で示し、変位電流を点線で示す。

主伝送線路 L1に高周波信号で励振されたとき、図 21に示すように、各薄膜導体 21乃至 25はそれぞれ、より下側の薄膜誘電体を介して入射した高周波電力の一部をより上側の薄膜導体に透過するとともに、当該高周波信号のエネルギーの一部をより下側の薄膜誘電体を介してより下側の薄膜導体に反射している。そして、隣接する 2つの薄膜導体によって挟設された各薄膜誘電体 31乃至 34内ではそれぞれ、上記反射波と透過波とが共振しており、各導体薄膜 21乃至 25の上側表面近傍と下側表面近傍では互いに逆方向の対面する 2つの高周波電流（以下、対面する 2つの高周波電流という。）が流れている。すなわち、溥膜導体 2 1乃至 2 5の膜厚が表皮深さ < 0よりも薄いために、対面する上記互いに逆方向の 2つの高周波電流は、薄膜誘電体を介して千涉し、一部を残して互いに相殺される。一方、薄膜誘電体 3 1乃至 3 4には、電磁界によって変位電流が生じ、隣接する薄膜導体の表面に高周波電流を生じさせる。ここで、当該 1ノ 2 波長線路型共振器においては、図 2 1に示すように、当該線路の長手方向の両端部で、変位電流は最大となり、中央部で最小となる。

ここで、もし、理想的な場合、図 1 2に示すように各薄膜導体 2 1乃至 2 5の高周波電流の振幅が一定となり、導体損失は理論上考えられる最小値になる。しかしながら、実際的な場合、図 1 3に示すように各薄膜導体 2 1乃至 2 5の高周波電流の振幅がいくらかの分布を有し、より上層の薄膜導体にゆくにつれて、高周波電流の振幅が減少する。なお、図 1 1、図

1 2及び図 1 3の各図とも、ハッチングの面積に比例する全電流値を一致させて比較している。

さらに、各薄膜誘電体 3 1乃至 3 4の実効誘電率を決定する膜厚厶 X , と誘電率 ε _tを、各伝送線路 L 1乃至 L 5を伝搬する T E M波の位相速度を実質的に互いに同一となるように設定されているので、各薄膜導体 2 1 乃至 2 5に流れる高周波電流は実質的に互いに同位相となる。これによつて、各薄膜導体 2 1乃至 2 5において同位相で流れる高周波電流は、実効的に表皮深さ 5 0を増大させる。

従って、当該共振器を高周波信号で励振すると、高周波の電磁界ェネルギ一は、各隣接する伝送線路の電磁界の拮合によって、より上の伝送線路に移行する一方、当該共振器の伝送線路の長手方向に伝搬する。このとき、当該共振器は、実効的により大きな表皮深さ <5 0を有して、言い換えれば、より小さい表面抵抗 R ,を有して、上記 T E M波が伝搬して 1 Z 2波長線路の両端部で反射するため、共振状態となる。

図 28は、図 1の 1ノ2波長線路型共振器の伝送距離に対する各薄膜導体 21乃至 25と接地導体 11を流れる電流の相対振幅値を示すグラフである。ここで、当該シミュレーションにおける各パラメータは以下の通り

KAtし

(a) 誘電体基板 10の比誘電率（実効値） £«^= 8. 85

(b) 誘電体基板10の基扳厚厶ズ₍₁>=330 111

(c) 薄膜誘電体 31乃至 34の比誘電率 £ ,_f=3. 80

〔d) 薄膜導体 21乃至 25の導電率 σ- 5. 18 10⁷S/m (材料 C u)

(_e) 薄膜導体 21乃至 25の膜厚△ =0. 97 m

(f ) 接地導体 1 1の導電率ぴ =5. 18 10⁷S/m (材料 Cu) (g〕接地導体 1 1

0. Ο Ο ΐίΊΐι

(h) 薄膜導体 21乃至 25の幅-薄膜誘電体 31乃至 34の幅-誘電体基板 10の幅 =接地導体 11の幅 =5. 0 Omm

( i ) 薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚 Δχ,= 0. 73 xm

C j ) 線路長 L = 25. 1333mm

なお、図 28において。 I g， I 1乃至 I 5はそれぞれ接地導体 11、薄膜導体 21乃至 25に流れる電流の相対振幅値である。図 28から明らかなように、接地導体 1 1、薄膜導体 21乃至 25に流れる電流は、一定の割合で分流し、それぞれ定在波を構成していることがわかる。

それ故、本実施例の共振器は以下の特有の利点を有する。

(a) 薄膜積層電極を備えたので、実効的に表皮深さを増大させ、これによって、導体損失及び表面抵抗を従来に比較して大幅に低减することができる。これによつて、極めて大きな無負荷 Qの共振器又はフィルタを、より小型 ·軽量化して実現することができる。

( b ) 例えば、マイク αストリップ線路の場合、薄膜積層伝送線路を用いて又は用いないで、もしくはその積層数を変化することにより、線路幅を変更することなく、線路インピーダンスを変化することができる。従って, 誘電体基板上のパターン設計が容易になる。

なお、本発明者のシミュレーションによれば、図 1 2の理想的な場合においては、表面抵抗 R sの低減率は積層数 ηに反比例することがわかっており、一方、図 1 3の実際的な場合においては、表面抵抗 R sの低減率は積層数 nの平方根に反比例することがわかつている。

以上の第 1の実施例の接地導体 1 1のみを上述の高周浚電磁界結合型薄膜積層電極構造にし残りの導体を従来公知の構造のままによいし、あるいは接地導体 1 1も、図 2 7に示すように上述の高周波電磁界結合型薄膜積層電極構造にしてもよい。図 2 7に示すように、誘電体基板 1 0の裏面上に、薄膜導体 2 1 a、薄膜誘電体 3 1 a、薄膜導体 2 2 a、薄膜誘電体 3

2 a、薄膜導体 2 3 a、薄膜誘電体 3 3 a、薄膜導体 2 4 a、薄膜誘電体

3 4 a、薄膜導体 2 δ aの順で積層して形成される。ここで、図 2 7の共振器の動作は、図 1の共振器と同様である。さらには、第 1の実施例の最上層の薄膜導体 2 5及び上述の第 1の実施例の変形例の薄膜導体 2 5 a上に保護^誘電体を形成してもよいし、当該共振器全体を保護用誘 ¾体で囲むように形成してもよい。

以上の第 1の実施例において、主伝送線路 L 1及び各副伝送線路 L 2乃至 L 5は、マイク σストリップ線路であるが、本発明はこれに限らず、トリブレート型ストリップ線路、コブレーナ線路、スロット線路などの伝送線路であってもよい。この場合、中心導体と接地導体との少なくともいずれかに本発明に係る薄膜積層導体を用いてもよい。以上の第 1の実施例においては、各伝送線路 L 1乃至 L 5を伝搬する各 T E M波の位相速度を互いに実質的に一致させるように各薄膜誘電体 3 1 乃至 3 4の膜厚厶 X ,と誘筲率 ε ,を設定している力本発明はこれに限らず、主伝送線路 L 1と、副伝送線路 L 2乃至 L 5のうちの少なくとも 1つとを伝搬する各 Τ Ε Μ波の位相速度を互いに実質的に一致させるように構成してもよい。また、副伝送線路 L 2乃至 L 5は、少なくとも 1つのみを備えるように構成してもよい。

また、以上の第 1の実施例においては、上記各隣接する伝送線路間 L 1 と L 2， L 2と L 3 , L 3と L 4 , L 4と L 5で電磁界が互いに結合させるように各薄膣導体 2 1乃至 2 5の膜厚 Δ f を設定している力《、本発明はこれに限らず、主伝送線路 L 1と、副伝送線路 L 2乃至 L 5のうちの少なくとも 1つとの間で電磁界が互 t、に結合させるように構成してもよい。さらに、以上の第 1の実施例においては、主伝送線路 L 1は T EMモードの伝送線路としている力、本発明はこれに限らず、主伝送線路 L 1は T Eモードゃ TMモードなどの電磁波を伝搬させる伝送線路であってもよい。以上の第 1の実施例においては、電磁界結合型薄膜積層 £送線路を用 L、た 1 / 2波長線路型共振器を用いたフィルタについて説明している力、本発明はこれに陧らず、電磁界結合型薄膜積層伝送線路を用いた 1ノ4波長線路型共振器を用いたフィルタを構成してもよい。また、入力用伝送線路と電磁界結合型薄膜積層伝送線路との間、並びに出力用伝送線路と電磁界結合型薄膜積層伝送線路との間を比較的強い電磁結合で結合させて、当該電磁界結合型薄膜積層伝送線路を損失が極めて低い伝送線路として用いることができる。以下、当該電磁界結合型薄膜積層伝送線路のシミュレーシ i ン結菓について説明する。

図 2 5は、本発明に係る薄膜積層伝送線路において、薄膜誘電体 3 1乃至 34の膜厚厶 x,を 0. 73 /mから 0. 36 //mに薄くした場合の入力端からの伝送距離に対する各薄膜導体 21乃至 25と接地導体 11を流れる電流の実効電流値を示すグラフであり、図 26は、本発明に係る薄膜積層伝送線路において、薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚 Δχ,を 0. 73 /zmから 1. 37 mに厚くした場合の入力端からの伝送距離に対する各薄膜導体 21乃至 25と接地導体 11を流れる電流の実効電流値を示すグラフである。ここで、当該シミュレーションにおける各パラメータは以下の通り設定した。

(a)誘電体基板 10の比誘電率（実効値） £„^=8. 85

(b)誘電体基板 10の基板厚 Δχ„= 330 m

(c)薄膜導体 21乃至 25の導電率 σ= 5. 18 10⁷Sノ m (材料 C u)

(d) 薄膜導体 21乃至 25の膜厚厶 =0. 9

(e)接地導体 11の導電率 σ = 5. 18 x 10⁷S/m (材料 Cu) 〔f )接地導体 11の膜厚厶 f»=l 0. OO^m

( g) 薄膜導体 21乃至 25の幅-薄膜誘電体 31乃至 34の幅 =誘電体基板 10の幅 =接地導体 11の幅 =5. 0 Omm

(h)入力伝送電力 =0. lmW=-l 0 dBm 一— なお、図 25及び図 26において、 I g. I ,, I 2. 13. 14. 及び

1₅はそれぞれ、薄膜誘電体 31乃至 34の比誘電率 £ が 3. 8でありかつその膜厚 Δχ,が 0. 73 /zmであるときの、接地導体 11、薄膜導体 21乃至 25に流れる電流の実効電流値である。また、図 25において、 I g a. I , a, I ₂a. I ₃a. I ₄ a . 及び I ₅ aはそれぞれ、薄膜誘電体 31乃至 34の比誘電率 £ ,rが 2. 4でありかつその膜厚 Δχ*が 0. 36 / mであるときの、接地導体 11、薄膜導体 21乃至 25に流れる電流の実効電流値である。さらに、図 26において、 I gb, I ib, I ₂b. 1₃b. 1₄b及び I ₅bはそれぞれ、薄膜誘電体 31乃至 34の比誘電率が 5. 2でありかつその膜'厚厶 .が 1. 37 mであるときの、接地導体 11、薄膜導体 21乃至 25に流れる電流の実効電流値である。図 25及び図 26から明らかなように、入力端では主伝送線路 L 1のみが励振し、マイクロ波信号が伝搬するにつれて副伝送線路 L 2乃至 L 5にも電流が浸透し、入力端から約 4波長伝搬したところで各伝送線路 L 1乃至 L 5に流れる電流値は定常値となり、当該モデルでは主伝送線路 L 1に全伝送電力の 99. 5%の電力が伝送される一方、他の伝送電力が各副伝送線路 L 2乃至 L 5に分配されていることがわかる。さらには、図 25と図 26とを比較することにより、薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚厶 X ,を薄くすることにより電流の浸透の収束距離が小さくなることがわかる。すなわち、薄膜誘電体 31乃至 34の膜厚 Δχ,を薄ぐすることにより入力端近傍ですぐに電流が浸透し、図 4を伝送線路としてみた場合、入出力側と多層線路との接続又は結合における変換損失が小さくなる。第 2の実施例

図 16は、本発明に係る第 2の実施例である電磁界結合型薄膜積層伝送線路を Sいた 1 / 2波長線路型共振器フィルタの等価回路を示す回路図で fcる。

上記第 1の実施例においては、主伝送線路 L 1のみを励振しているが、第 2の実施例のように、すべての伝送線路 L 1乃至 L 5に対して励振するようにしてもよい。以下、第 1の実施例との相違点のみについて説明する図 16に示すように、各伝送線路 L 1乃至 L 5にそれぞれ接続された理想トランス Ti l, T21. '··, T 51の一次側が直列に接続され、その両端に、信号発生器 V s gとその内部抵抗 R s gとの直列回路が接铳される。一方、他端側の理想トランス T 1 2. T 2 2. ···, T 5 2の二次側が直列に接続され、その両端に負荷抵抗 R _Lが接梡される。

図 1 7は、図 1 6の 1ノ 2波長線路型共振器のシミュレーション結果である、透過係数 S ₂₁の周波数特性を示すグラフである。ここで、当該シミュレーションにおける各パラメータは図 5と同様に設定した。

図 1 7から分かるように、中心周波数 2 0 0 0 MH zにおいて透過係数 S ₂₁ =約一 0. 0 5 0 d Bを有する共振特性を得ている。

以上の第 2の実施例において、.可変増幅器又は可変減衰器と同相分配器を用いて、各伝送線路 L 1乃至 L 5に対して、重み付けを行って励振するように構成してもよい。この場合、伝搬する電磁界エネルギーの各伝送線路 L 1乃至 L 5における分布を変更することができる。第 3の実施例

図 1 8は、本発明に係る第 3の実施例である電磁界結合型薄膜積層伝送線路を用いた 1 / 4波長線路型帯域除去フィルタの斜視図である。

第 3の実施例では、図 1 8に示すように、裏面全面に接地導体 1 1が形成された誘電体基板 1 0上にマイクロストリッブ導体 4 1を形成することによってマイクロストリッブ線路 L 1 0が形成される。そして、各薄膜導体 2 1乃至 2 5及び各薄膜誘電体 3 1乃至 3 4を備え 1ノ4 λ gの長さを有する第 1の実施例の薄膜積層電極が、マイクロストリップ線路 L 1 0のマイクロストリッブ導体 4 1に対して、最も下側の薄膜萆体 2 1が電磁的に結合するようにギャップ g 3だけ離れて近接し、かつ、各薄膜導体 2 1 乃至 2 5及び各薄膜誘電体 3 1乃至 3 4の長手方向がマイクロストリップ導体 4 1の長手方向と平行となるように、形成される。図 19は、図 18の 1Z4波長線路型帯域除去フィルタの等価回路を含む回路図である。

図 19に示すように、マイクロス卜リップ線路 L 10は、 LCの単位分布定数回路が縱続に接続されてインダクタ L 100. L 101. ···, L 1 On, L 10 (n + 1) とキャパシタ C100, C 101, ···, C 10 n. CI O (n + 1) を備えた分布定数回路で構成され、そのマイクロストリツプ線路 L 10の一端には、共振器励振用信号発生器の V s g及びその内部抵抗 R s gが接铳される一方、マイクロストリッブ線路 L 10の他端には、負荷抵抗 R_Lが接続される。主マイクロストリップ線路 L 10において、各単位分布定数回路間の図上下側のラインにそれぞれ理想トランス T61 0. T611, ···. T61 n. T61 (n + 1 ) が挿入接続され、各理想トランス T 610, T611. ···. T61 n. T61 (n + 1) はそれぞれ、接地導体 11に対応し損失抵抗を含む分布定数回路にてなる 4端子回路 F60. F61, ···, F 6 n. F 6 (n+1) 及び理想トランス T60 0. T601. ·■·. T6 On. T60 (n+1) を介してアースに接続される。

また、マイクロストリップ線路 L 10において、各単位分布定数回路間の図上上側のラインにそれぞれ理想トランス T620, T621. ···, T 62η. Τ62 (n + 1) が挿入接続され、各理想トランス丁 620, T 621, ···, T62 n, T62 (n + 1) はそれぞれ、マイクロストリツブ導体 41及びその上の空間に対応する 4端子回路 F 70. F71. '··, F 7 n, F 7 (n + 1) を介して負荷抵抗 R _L10. RL,,. ···. R_L1„. RL

1 (n+ 1 )に接 fee れ。

さらに、ギャップ g 3によって以下のように誘導結合及び容量結合が生じている。ィンダクタ L 11と L 101とが誘導結合 Mされ、ィンダク夕 L 1 2と L I 0 2とが誘導結合 Mされ、以下同様にして、インダクタ L 1 nと L 1 0 nとが誘導結合 Mされる。また、キャパシタ C 1 1と C 1 0 1 とが容量結合じされ、キャパシタ C 1 2と C 1 0 2とが容量結合じされ、以下同様にして、キャパシタ C 1 nと C 1 O nとが容量結合じされる。以上のように構成された回路においては、 1ノ 4波長線路の薄膜積届伝送線路によつて導体損失が極めて小さな共振器を構成することができるので、それに電磁的に結合するマイクロストリッブ線路 L 1 0を形成することによって、極めて大きな無負荷 Qを有する 1 Z 4波長線路型帯域除去フィルタを構成することができる。

以上の第 3の実施例において、マイクロストリップ線路 L 1 0を用いているが、本発明はこれに限らず、コブレーナ線路、スロット線路又はトリプレート型ストリッブ線路などの伝送線路で構成してもよい。変形例

さらに、以下に示す変形例において、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いることにより、電極の表面抵抗を従来に比較して大幅に低減させ、これによつて、伝送損失を大幅に小さくすることができる。

図 2 0の（a ) は、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いたマイクロ^トリツブ線路の斜視図であり、当該マイクロストリツブ線路のマイクロストリツブ導体 5 1及び接地導体 5 2に電磁界結合型薄膜積層電極を用いる。なお、マイクロストリップ導体 5 1のみに電磁界結合型薄膜積層電極を用いてもよいし、接地導体 5 2のみに電磁界結合型薄膜積層電極を用いてもよい。

また、図 2 0の（b ) は、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いた卜リブレート型ストリッブ線路の斜視図であり、当該ス卜リッブ線路のマイクロストリツプ導体 6 1と接地導体 6 2 , 6 3に電磁界結合型薄膜積層電極を用いる。なお、マイクロストリップ導体 6 1のみに電磁界結合 · 型薄膜積層電極を用いてもよいし、接地導体 6 2. 6 3の少なくとも 1つのみに電磁界結合型薄膜積層電極を用いてもよい。

さらに、図 2 0の（c ) は、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いた同軸線路の斜視図であり、当該同軸線路の中心導体 7 1と接地導体 7 2に電磁界結合型薄膜積層電極を用いる。中心導体 7 1のみに電磁界結合型薄膜積眉電極を用いてもよいし、接地導体 7 2のみに電磁界結合型薄膜積層電極を用いてもよい。

またさらに、図 2 0の（d ) は、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極 7 3を用いた TM_{D 1}モード円形導波管の縱断面図であり、当該円形導波管の外表面電極に電磁界結合型薄膜積層電極を用いる。また、矩形導波管 (図示せず。）の外面電極に電磁界結合型薄膜積層茧極を用いてもよい。また、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極は、例えば、曰本国特許公開平成 3年（1 9 9 1年） 2 9 2 0 0 6号公報（曰本国特許出願平成 2 年（1 9 9 0年） 0 9 4 8 6 2号）に開示されるような、コア誘 S体とキヤビティとが一体成形された TMモードシングルモード型誘電体共振器においておけるキヤビティの外表面に設けた電極膜部分に適用することで一きる。また、丁 Mモード誘電体共振器としては、上記 TMモードシングルモード型に限らず、例えば曰本国特許公開昭和 6 3年（1 9 8 8年） 3 1 3 9 0 1号公報（日本国特許出願昭和 6 2年（1 9 8 7年） 1 5 0 0 2 1号）に開示されるような二重モード型誘電体共振器（例えば、図 2 3参照。）に適用することができるとともに、さらには、曰本国特許公開昭和 6 1年（1 9 8 6年） 1 5 7 1 0 1号公報（曰本国特許出願昭和 5 9年（1 9 8 4年） 2 7 9 2 0 3号）に開示されるような三重モード型誘電体共振器に適用することができる。すなわち、使用モード数を問わず、 TMモード誘電体共振器の電極膜部分に、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を適用することができる。

図 2 3に、変形例の二重モード型誘電体共振器 7 5の一例を示す。誘電体の外表面がメタライズされた正方筒形状の共振器ケース 7 7内の中央部に、ケース 7 7と一体成形された十字形状の誘電体 7 6が設けられて二重モード型誘電体共振器 7 5が構成されている。ここで、共振器ケース 7 7 の電極は、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いる。これによつて、上記電極の表面抵抗を大幅に低下させることができるので、当該誘電体共振器の損失を低下させ無負荷 Qを増大させることができる。

図 2 4に、変形例の TMo モード型 2段诱電体帯域通過フィルタ 8 0 の一例を示す。当該帯域通過フィルタ 8 0は、以下のように構成される。外周電極 8 2を有する円筒形状の誘電体管 8 1の両端部にそれぞれ、入出力用の S MAコネクタ 8 3. 8 4が取り付けられ、ここで、 S MAコネクタ 8 3. 8 4の接地導体は外周電極 8 2に接続される一方、 S MAコネクタ 8 3 . 8 4の中心導体にはそれぞれ、誘電体管 8 1内で互いに対向するモノポールアンテナ 8 5 , 8 6が接続される。上記モノポールアンテナ 8 5 , 8 6間の誘電体管 8 1内で、所定の間隔だけ離れて、かつ誘電体管 8 1の内周面に内接するリング形状の誘電体支持台 8 9 . 9 0を介して円柱形状の 2つの誘電体共振器 8 7 , 8 8が設けられる。当該帯域通過フィルタ 8 0においても、外周電極 8 2は、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層，極を甩いる。これによつて、上記外周電極 8 2の表面抵抗を大幅に低下させることができるので、当該誘電体フィルタの損失を低下させ無負荷 Q を増大させることができる。

さらに、アイソレータ、アンテナ、チップコイルなどのインダクタ、キヤパシタなどのそれぞれ所定の高周波動作を行う種々の高周波デバイスの 1 極に、本発明に係る電磁界結合型薄膜積層電極を用いることができる。以上の実施例において、固体の薄膜誘電体 31乃至 34を用いているが、本発明はこれに限らず、薄膜誘電体 31乃至 34の代わりに空気のような気体や液体であってもよい。

以上の実施例において、薄膜誘電体 31乃至 34は同一の膜厚を有しているが、本発明はこれに限らず、薄膜誘電体 31乃至 34の各膜厚を異なるように設定してもよい。

以上の実施例において、薄膜導体 21乃至 24は同一の膜厚を有しているが、本発明はこれに限らず、薄膜導体 21乃至 24の各膜厚を異なるように設定してもよい。

以上の実施例において、接地導体 11及び薄膜導体 21乃至 25は、例えば Cu、 A g又は A uなどの電気的導電性を有する導体にてなるが、本発明はこれに限らず、接地導体 11及び薄膜導体 21乃至 25の少なくとも 1つの材料として以下に示す超伝導体（超電導体）を用いてもよい。

(a) Nb、 Pbなどの純金厲系超伝導材料。

(b) 13—丁 1合金系、 Nb— Z r合金系などの合金系超伝導材料。

(c) Nb₃Sn、 V₃S iなどの金属間化合物系超伝導材料。

(d)以下に一例を示すセラミック系酸化物超伝導材料

(d - 1)例えば L a！ .₈₅S r。._1SC u 0<などの L a 2-,B a »C u 0< 系又は L a₂-»S r ,C u0₄-₄系。

(d-2)例えば YBa₂Cu ₃0₇など YBa₂Cu ₃0₇-₄ (酸素欠損量 (5=0~1) o

(d— 3) B i— S r— Ca— Cu— 0系、ここで、当該 B i— S r— C a— Cu— 0系超伝導材料は、 B i ₂0₃、 S rC0₃, CaC0₃及び C uOの混合された粉末を 800乃至 870° Cの温度で仮焼した後、 8 50乃至 880° Cの温度の大気中で焼結させて得られる。

(d— 4) 丁 1 -B a— C a— C u-0系、ここで、当該 T 1一 B a— C a— C u— 0系超伝導材料は、 T 1₂0₃、 C a〇、 8 &0及びじ110の各粉末を混合し成形した後、 1気圧の酸素を含む石英管中に封入し、 88 0° Cの温度で 3時間加熱することによって主成分 T l ₂C a B a₂Cu₂ 0,の超伝導材料が得られる。

(d— 5) EB CO系、

(d - 6) BPS CC0系。

(e) 以下に一例を示す有機系超伝導材料

(e— 1) 例えば（TMTSF) 2 C 10₄などのテトラメチルテトラセレナフルバレン（tetramethyltetraselenafulvalene： TMTSF) 系超伝導材料。

(e— 2) 例えば/ S (BEDT-TTF) ₂I ₃などのビス（エチレンジチォ口）テトラチアフルバレン (bis(ethylenedithiolo)tetrathiaful- valene： BEDT-TTF) 系超伝導材料。

(e— 3) dm i t系超伝镎材料。産業上の利用可能性

以上詳述したように本発明によれば、薄膜導体（21— 25) と薄膜誘電体（31— 34) とを交互に積層することによって、上記薄膜誘電体（3 1一 34) を挟設する 1対の上記薄膜導体（21と 22. 22と 23. 2 3と 24. 24と 25) によってそれぞれ構成される複数の T EMモード伝送線路（L2— L5) が積層されてなる薄膜積層電極であって、上記複数の TEMモード伝送線路（L2— L 5) のうちの少なくとも 2つを伝搬する各 T E M波の位相速度を互いに実質的に一致させ、かつ上記各薄膜導体（2 1— 2 5 ) の膜厚を使用周波数の表皮深さよりも薄くして上記複数の T E Mモード伝送線路（L 2—； L 5〉のうちの少なくとも 2つの電磁界が互いに結合するように設定されている。従って、実効的に表皮深さを增大させ、これによつて、従来構造に比較して実質的に外形寸法が大きくならずに、導体損失及び表面抵抗を従来に比較して大幅に低減することができる。本発明の薄膜積層電極を用いて、より小さな伝送損失を有する高周波伝送線路、極めて大きな無負荷 Qの高周波共振器又は高周波フィルタ、もしくは高周波デバイスを、より小型 ·軽量化して実現することができる _c

Claims

請求の範囲

1. 薄膜導体（21— 25) と薄膜誘電体（31— 34) とを交互に積層することによって、上記薄膜誘電体（31— 34) を挟設する 1対の上記薄膜導体〔21と 22, 22と 23, 23と 24. 24と 25) によってそれぞれ構成される複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) が積層されてなる薄膜積層電極であって、

上記複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) のうちの少なくとも 2 つを伝搬する各 TEM波の位相速度を互いに実質的に一致させ、かつ上記各薄膜導体（21— 25) の膜厚を使用周波数の表皮深さよりも薄くして上記複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) のうちの少なくとも 2つの電磁界が互いに結合するように設定されたことを特徴とする高周波電磁界結合型薄膜積層電極。

2. 上記薄膜導体（21— 25) は超伝導材料にてなることを特徴とする請求項 1記載の高周波電磁界結合型薄膜積層電極。

3. 少なくとも 1つの導体を備えた高周波伝送線路であって、

上記導体を、薄膜導体（21— 25) と薄膜誘電体（31— 34) とを交互に積層することによって上記薄膜誘電体（31— 34) を挟設する 1 対の上記薄膜導体（21と 22. 22と 23. 23と 24. 24と 25) によってそれぞれ構成される複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) が積層されてなる薄膜積層電極で構成し、

上記複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) のうちの少なくとも 2 つを伝搬する各 TEM波の位相速度を互いに実質的に一致させ、かつ上記各薄膜導体（21— 25) の膜厚を使用周波数の表皮深さよりも薄くして上記複数の TEMモード伝送線路（L2— L5) のうちの少なくとも 2つの電磁界が互いに結合するように設定されたことを特徴とする高周波伝送線路。

4. 上記高周波伝送線路は導波管であることを特徴とする請求項 3記截の線路。

5. 第 1の伝送線路（L 1) と、

薄膜導体（21— 25) と薄膜誘電体（31— 34) とを交互に積層することによって上記薄膜誘電体（31— 34) を挟設する 1対の上記薄膜導体（21と 22. 22と 23. 23と 24. 24と 25) によって構成された少なくとも 1つの TEMモードの第 2の伝送線路（L2— L5) とを備えた高周波伝送線路であって、

上記第 1の伝送線路（L1) を伝搬する電磁波の位相速度と、上記第 2 の伝送線路（L2— L5) の少なくとも 1つを伝搬する TEM波の位相速度とを互いに実質的に一致させ、かつ上記各薄膜導体（21— 25) の膜厚を使用周波数の表皮深さよりも薄くして、上記第 1の伝送線路（L 1) の電磁界と、上記第 2の伝送線路（L2— L5) の少なくとも 1つの電磁界とが互いに結合するように設定されたことを特徴とする高周波伝送線路。

6. 上記第 2の伝送線路（L2— L5) を構成する薄膜誘電体（31— 3 4) の実効誘電率は、上記第 1の伝送線路（L1) を構成する誘電体の実効誘電率よりも低いことを特徴とする請求項 5記載の高周波伝送線路。

7. 上記第 2の伝送線路（L2— L5) を構成する薄膜誘電体（31— 3 4)の厚さは、上記第 1の伝送線路（L1) を構成する誘電体の厚さよりも薄いことを特徴とする請求項 5又は 6記載の高周波伝送線路。

8. 上記高周波伝送線路（L 1) はマイクロストリッブ線路であることを特徴とする請求項 5乃至 7のうちの 1つに記載の高周波伝送線路。

9. 上記マイクロストリップ線路は、誘電体基板（10) の第 1の面上に上記第 2の伝送線路（L2— L5) がマイクロストリッブ導体として形成される一方、上記誘電体基板（10) の第 2の面上に接地導体（11)が形成されたことを特徴とする請求項 8記載の高周波伝送線路。

10. 上記マイクロストリツブ線路は、誘電体基板（10) の第 1の面上に上記第 2の伝送線路（L2— L5) がマイクロストリッブ導体として形成される一方、上記誘電体基板（10) の第 2の面上に別の上記第 2の伝送線路（L2— L5) が接地導体として形成されたことを特徴とする請求項 8記載の高周波 £送線路。

11. 上記高周波伝送線路はストリッブ線路であることを特徴とする請求項 5乃至 7のうちの 1つに記載の高周波伝送線路。

12. 上記高周波伝送線路は同軸線路であることを特徴とする請求項 5乃至 7のうちの 1つに記載の高周波伝送線路。

13. 上記薄膜導体（21— 25) の少なくとも 1つは、超伝導材料にてなることを特徴とする請求項 3乃至 12のうちの 1つに記載の高周波伝送路。

14. 所定の寸法を有する、請求項 3乃至 13のうちの 1つに記載の高周波伝送線路を備えたことを特徴とする高周波共振器。

15. 上記高周波伝送線路は、上記高周波伝送線路を伝送する信号の管内波長の 1ノ4に等しい伝送方向の長さを有することを特徴とする請求項 1 4記載高周波共振器。

16. 上記高周波伝送線路は、上記高周波伝送線路を伝送する信号の管内波長の 1 Z 2に等し L、&送方向の長さを有することを特徴とする請求項 1 4記載の高周波共振器。

17. 所定の長さを有する請求頊14乃至 16のうちの 1つに記載の高周波共振器と、

上記高周波共振器に高周波信号を入力する入力端子（12) と、上記高周波共振器から高周波信号を出力する出力端子（1 3 ) とを備えたことを特徴とする高周波フィルタ。

1 8. 一端で高周波信号を入力しかつ他端で上記高周波信号を出力する伝送線路（L 1 0 ) と、

上記伝送線路（L 1 0 ) と結合する請求項 1 4乃至 1 6のうちの 1つに記載の高周波共振器とを備えたことを特徴とする高周波帯域除去フィルタ。

1 9. 導体を含む共振器ケース（7 7 ) と、上記共振器ケース（7 7 ) 内に載置された所定の形状の誘茧体（7 6 ) とを備えた誘電体共振器であつて、

上記導体を請求項 1又は 2記載の高周波電磁界結合型薄膜積層電極によつて構成したことを特徴とする誘電体共振器。

2 0. 請求項 1 9記載の誘電体共振器と、

上記誘電体共振器に電磁的に結合され、上記誘電体共振器に高周波信号を入力する入力端子と、

上記誘電体共振器に電磁的に結合され、上記誘電体共振器から高周波信号を出力する出力端子とを備えたことを特徴とする高周波フィルタ。

2 1 . 電極を備えて所定の高周波動作を行う高周波デバイスであって、上記電極は、請求項 1又は 2記載の高周波電磁界結合型薄膜積層電極を有する；：とを特徴とする高周波デバイス。