WO1992022054A1

WO1992022054A1 - Dispositif d'attenuation des bruits

Info

Publication number: WO1992022054A1
Application number: PCT/JP1992/000680
Authority: WO
Inventors: Masaaki Nagami; Kazuya Sako
Original assignee: Fujitsu Ten Limited
Priority date: 1991-05-30
Filing date: 1992-05-26
Publication date: 1992-12-10
Also published as: EP0598120A4; CA2086926C; EP0598120B1; EP0598120A1; CA2086926A1; DE69227252D1; DE69227252T2

Description

明細書騒音制御装置

〔技術の分野〕

本発明はマイクロフォンにより検出された騒音と逆相等音圧の信号をスピーカから出力することにより騒音を消去し、特に本発明では騒音の周波数が急峻に変化しても追従可能にする騒音制御装置に関する。

〔背景技術〕

従来内燃機関等から発生する騒音を低減するためにはマフラ等の受動的な消音装置が使用されてきたが、サイズ，消音特性等の観点から改善が望まれていた。

これに対し、従来か、ら音源から発生された騒音と逆位相等音圧の補僙音をスピーカから出力し、騒音を相殺する能動型の騒音制御装置が提案されている。

しかしながら、この能動型の騒音制御装置自体の周波数特性あるいは安定性等が充分でなく実用化が遅れていた。

近年ディジタル回路を使用した信号処理技術が発展し、取り扱うことのできる周波数範囲も拡大した結果、実用的な騒音制御装置が多数提案されている（例えば特開昭 63— 3 1 1396 号公報）。

これはダク卜の上流に設置した騒音源用のマイクロフォンで騒音を検出し信号処理回路により騒音と逆相 · 等音圧の信号をダクト下流に設置したスピーカから出力し、消音された結果の残留音をマイクロフォンで検出してフィ — ドバックするフィードバック系とフィードフォヮード系を組み合わせたいわゆる 2 マイクロフォン ' 1 スピーカ型の能動型の騒音制御装置である。

これに対し例えば自動車の室内等の騒音源の不明確なある空間に対して消音効果を得るためには騒音源にマイクロフォンを設置する必要のないフィ一ドバック系だけを用いた 1 マイク口フォン · 1 スピーカ構成の装置とすることが必要である o

しかしながらフィードバック系だけの 1 マイクロフォン ' 1 スピーカで構成される能動型の騒音制御装置においては、騒音源の騒音周期が急峻に変化する場合にはフィードバック系の欠点として少なくともスピーカからマイクロフォンまでの音波伝達特性分以上は遅れるので、消音効果が低減するという問題があつた。

したがって本発明は上記問題点に鑑みて、騒音周期の急峻な変化に追従可能な靨音制御装置を提供することを目的とする。

〔発明の開示〕

第 1 図は本発明の第 1 の原理構成を示す図である。本発明である騒音制御装置は前記問題点を解決するために、騒音を検出し電気信号に変換する音波 · 電気信号変換器 2 と、騒音を消去するための補儍音波を出力する電気信号 . 音波変換器 3 と、伝達特性模擬手段 4 、差信号演算手段 5 、適応型フィル夕リング手段 6 、周期検出部 7 及び周期調整部 8 を有する差信号演算手段 5 は、該音波 · 電気信号変換器 2 の出力と適応型フィルタリング手段 6 の出力との差信号を演算する。

伝達特性模擬手段 4 は、適応型フィルタリング手段 6 と差信号演算手段 5 との間に挿入され、適応型フィルタリング手段 6 から前記電気信号 · 音波変換器 3及び該音波 · 電気信号変換器 2 を経て元に戻る系の伝達特性を模擬する。

周期検出部 7 は、前記.騒音発生源 1 の騒音周期を検出する周期調整部 8 は、前記騒音周期の変化量に応じて差信号演算手段 5 の出力信号の周期を変化させる。適応型フィルタリング手段 6 は、周期調整部 8 の出力信号手段と該音波 · 電気信号変換器 2 の出力に基づいて該電気信号 · 音波変換器 3 に補僙音波を出力するための補僙信号を演算する。尚、前記適応型フィルタリング手段 6 は前記騒音発生源からの騒音信号を周期調整した信号を直接入力とするようにしてもよく、この場合上記伝達特性模擬手段 4及び差信号演算手段 5 は省略される。

第 1 図における騒音周期制御装置によれば、伝達特性模擬手段 4 と音波 · 電気信号変換器 2 の出力が差信号演算手段 5 によって差信号となり、再生騒音信号を形成し、この再生騒音信号を入力する適応型フィルタリング手段 6 によって振幅位相が調整され、この補僙信号により電気信号 · 音波変換器 3 から補價音波が出力されて騒音を消音する。さらに周期検出部 7では騒音周期を検出して該騒音周期の変動を監視し、周期調整部 8 では騒音周期の変動に応じて差信号演算手段 5 の出力信号、即ち適応型フィルタリング手段 6 の入力信号の周期を調整するため、電気信号 · 音波変換器 3 からの補儍音波の周期は消音点で騒音の周期と一致することになる。したがって騒音周期が急峻に変化しても追従可能になる。

第 2 図は本発明の第 2 の原理構成を示す図である。本発明は前記問題点を解決するために騒音発生源 1 からの騒音を消去するための電気信号，音波変換器 3 と、該電気信号 · 音波変換器 3 からの音波で消去した騒音の残留音を誤差信号として電気信号に変換するための音波 · 電気信号変換器 2 と、該音波 · 電気信号変換器 2 の信号に基づき該電気信号 · 音波変換器 3へ騒音を消去するための補儍信号を形成する適応型フィルタリング手段 6 とを有する騒音制御装置に、騒音周期の予測変化に応じて適応型フィルタリング手段 6 のフィル夕特性を変更する周期検出制御手段 1 0 を設ける。

周期検出制御手段 1 0 は前記騒音発生源 1 の騒音周期を検出し、該騒音周期の変化を予測し、該騒音周期の予測変化に応じて、前記適応型フィルタリング手段 6 に包含される複数の乗算器に設定されている乗算係数を更新設定せしめる。また、前記周期検出制御手段 1 0 は前記騒音発生源 1 に騒音周期を検出し、該¾音周期の変化を予測して、該騒音周期の予測変化に応じて前記適応型フィルタリング手段 6 に包含される複数の遅延器のタップを移動せしめるようにしてもよい。

さらに、前記周期検出制御手段 1 0 は前記適応型フィルタリング 6 に包含される複数の乗算器の乗算係数を複数次元のべクトルを形成して、該べクトルの変化を検出しかつ予測し該べクトルの予測変化に応じて前記複数の乗算器の乗算係数を更新設定するようにしてもよい。

第 2 図における騒音制御装置によれば、騒音発生源 1 からの騒音とスピーカ 3 からの逆相等音圧の音波との差信号により、この騒音信号を入力する適応型フィルタリング手段 6 の補償信号が振幅、位相につき調整されて騒音が消音される。さらに騒音周期が急に変化すると、周期検出手段によって騒音周期変化が検出され、電気信号 · ·音波変換器 3 等を介した消音点までの伝達特性を考慮した先の騒音周期の変化を予測して、適応型フィルタリング手段 6 を構成する複数の乗算器の乗算係数がシフト制御され、電気信号，音波変換器 3 からの補僂音波の周期は消音点で騒音の周期と一致することになる。したがって騒音周期が急峻に変化しても追従可能になる , 周期検出制御手段 1 0 によって、適応型フィルタリング手段 6 の遅延器のタップを移動しても同様の働きが得られる。

さらに周期検出制御手段 1 0 によって、適応型フィルタリング 6 の乗算器の乗算係数がべクトル化され、そのべクトル変化が騒音周期と密接に関係するので、べクトル変化の予測により騒音周期が容易に予測でき、前記伝達特性を考慮することにより、周期変化が急峻であっても補儐音波の周期を消音点で一致させることが可能になる。〔図面の簡単な説明〕

第 1 図は本発明の第 1 の原理構成を示す図である。

第 2 図は本発明の第 2 の原理構成を示す図である。

第 3 図は本発明の第 1 実施例に係る騒音周期制御装置を示す図である。

第 4 図は第 3 図の周期検出部の周期検出方法を説明する図でのる。

第 5 図は第 3 図の周期調整部の構成を示す図である。

第 6 図は第 5 図の周期調整部の入出力信号の関係を示す図である。

第 7 図は周期変化量及びその制御量算出の関係を示す図である。

第 8 図は遅延量制御部の機能を説明する図である。

第 9 図は本発明の第 2実施例に係る騒音周期制御装置を示す図である。

第 1 0 図は本発明の第 3実施例に係る騒音周期制御装置を示す図である。

第 1 1 図は本発明の第 4実施例に係る騒音周期制御装置を示す図である。

第 1 2 図は本発明の第 5 の実施例に係る騒音制御装置を示す図である。

第 1 3 図は第 1 2図の周期検出制御手段の構成を示す図である。

第 1 4 図は第 1 3 図の周期検出部の周期検出方法を説明する図である。第 1 5 図は周期変化量の予測方法を説明する図である。第 1 6 図は第 1 2 図の適応型フィルタリング手段を示す図で、ある。

第 1 7 図は適応型フィルタリング手段を構成する複数の乗算器の乗算係数のシフトを説明する図である。

第 1 8 図は適応型フィルタリング手段を構成する複数の遅延器のタップ移動を説明する図である。

第 1 9 図は第 1 2 図の周期検出制御手段の別の変形を示す図である。

〔発明を実現する最良の形式〕

以下 · 本発明の実施例について図面を参照して説明する。第 3 図は本発明の第 1 実施例に係る騒音周期制御装置を示す図である。本図の構成を説明する。本図は自動車のェンジン、モータ等の騒音発生源 1 と、該騒音発生源 1 からの音波が伝搬して、消音点付近で騒音を消去し残留音として捕捉され電気信号に変換するマイクロフォン 2 と、消音点付近の騒音を消去するための補儐音波を出力するスピーカ 3 と、適応型フィルタリング手段 6 からスピーカ 3及びマイクロフォン 2 を経て差信号演算手段 5 へ至る系の伝達特性を模擬する伝達特性模擬手段 4 と、マイクロフォン 2 の出力と伝達特性模擬手段 4 の出力との差信号を演算する差信号演算手段 5 と、差信号演算手段 5 の演算結果に基づいてスピーカ 3 から補償音波を出力するための補償信号を演算する適応型フィルタリング手段 6 と、前記騒音発生源 1 の騒音周期を検出する周期検出部 7 と、前記騒音周期の変化量に応じて前記適応型フィルタリング手段 6の入力信号の周期を変化させる周期謂整部 8 と、マイクロフィン 2の増幅器 1 0 1 と、増幅器 1 0 1 の出力をディジタル化して差信号演算手段 5へ出力する AZD (A n a l o g T o D i i t a l C o n v e r t o r ) 変換器 1 0 2 と、適応型フィルタリング手段 6 の出力をアナログ化する D /A ( D i g i t a l T o A n a 1 o g C o n v e r t o r ) 変換器 1 0 3 と、 D ZA変換器 1 0 3の出力を増幅してスピーカ 3へ出力する増幅器 1 0 4 とを含む。適応型フィルタリング手段 6 はバンドパスフィル夕 - 運延器及び増幅器で構成してもよい。

また伝達特性模擬手段 4、差信号演算手段 5、適応型フィルタリング手段 6、周期検出部 7及び周期調整部 8 は D S P ( D i g i t a l S i n a l P r o c e s s o r ) で構成してもよい。

第 4図は第 3図の周期検出部の周期検出方法を説明する図である。本図（ a ) は ¾音発生源 1 として自動車エンジン又はモータ等の回転タイミングを検出する方法である。周期検出部 7の入力①には矩形波の信号が入力し、この周期 Tがもとめられ、その出力②から周期調整部 8へ出力される。自動車の竊音では急竣な ¾音変化は自動車エンジンの回転数等の変化によって生じるためである。

本図（ b ) は本図（ a ) のようなタイミング信号が得られない場合には、自動車エンジン等の近傍にマイクロフォンを設置して、騒音波形を検出し、その時間波形ピークから騒音信号の周期 Tを得ることを示す。この信号処理ではある一定レベルを騒音信号レベルを越えたときに矩形波を発生してこの矩形波が周期検出部 7へ入力するようにすれば本図（ a ) と同様にして周期 Tが得られる。

本図（ c ) はマイクロフォンに入力した騒音信号をデイジタル化した後に騒音周期 Tを求める B P F ( B a n d P a s s F i 1 t e r ピーク検出方法を示す。この方法は、複数のノくンドパスフイノレタ 1 ， 2 , …， n と、各ノ ' ンドパスフィルタ 1 , 2 , …， nに接続される絶対値化部（ A B S ) と、各絶対値化部に接続される平均化部（ L P F ) と、各平均化部の最大値を検出する最大バンド検出部からなり、騒音レべルの最大周波数帯を検出して、その最大周波数帯の周期を騒音信号の周期とするものである。

本図（ d ) は適応形フィルタを用いた周期検出方法であつて、差信号演算手段 5の差信号を入力する遅延器（ D e 1 a y ) と、該遅延器の出力を入力する適応型フィルタ（ A D F ) と、適応型フィルタの出力とスルーの入力信号の差信号をとる加算部と、該加算部の差信号を最小二乗法処理して、適応型フィルタの係数を決定する最小二乗法処理部（ L M S ) とからなり、適応型フィルタの固定された係数から騒音信号の周期を求める。

第 5図は第 3図の周期調整部の構成を示す図である。本図の周期調整部 8 は前記差信号演算手段 5の差信号を入力し、 M個の遅延夕ップを有し、遅延ボイン卜から適応型フィルタリング手段 6へ出力する遅延メモリ 8 1 と、遅延メモリ 8 1 の遅延ボイントを移動して遅延量を制御する遅延量制御部 8 2 と、周期検出部 7 からの周期データより周期変化量を検出する周期変化量検出部 8 3 と、周期変化量から遅延ポイントを移動させる遅延制御量を算出する制御量算出部 8 4 を含む第 6図は第 5 図の周期調整部の入出力信号の関係を示す図である。本図（ a ) は遅延メモリ 8 1 入力信号の周期が T⑧ であることを示し、本図（ t> ) は遅延メモリ出力信号の周期が T④になることを示す。

第 7 図は周期変化量及びその制御量算出の関係を示す図である。本図に示すように当初周期が一定である時刻（ t o ) で周期が小さくなるように変化したとすると周期変化量検出部 8 3では図中②のように周期変化量が検出される。一方従来の技術ではマイク口フォン 2 の位置では図中⑤のように伝達特性 H dだけ遅れることになる。ここで説明の簡単のために、適応型フィルタリング手段 6等の信号処理部の伝達特性等は無視している。制御量算出部 8 4では上記伝達特性 H d を考慮して、図中②の曲線に対して図中④の曲線のように早めに周期を変化させるためのデータを算出する。本図では周期の変化を時間に対して直線で示しているが、これは曲線でもよく、その場合には図中④の曲線は関数を設けて、これをフィッティングして求めてもよい。このようにして得られた本図④の曲線において、現時刻（ t t ) の周期 T③に対して予測される周期 T④が求められる。

第 8 図は遅延量制御部を説明する図である。本図において遅延メモリ 8 1 が一定のサンプリング周期で入力信号データを順次取り込み、その入力信号の周期 T _{i n}及び出力信号の周期 T。_u, がタップ数で換算表示され、周期 T _{i n}の入力信号から周期 T。_u , の出力信号を得るために遅延制御部 8 2 は遅延ボイントをある速度 Vで移動する。図中 Aは変化の絶対量でみた場合についてタップ速度 Vを説明するもので、入力信号周期 T _{i tl}= 3 0 タップを出力信号周期 T。_{u t} = 2 9 タップにするには、タップを図に示すように入力側の方向へ V = 1 タップ / 2 9 サンプルの速度で移動させることを示す。 T。_{u t} = 2 8 タップにするには V = 2 タップ Z 2 8 サンプル、 T。_u = 2 7 タップにするには V = 3 タップノ 2 7 サンプル、 …、 T。_u, = 1 5 タップにするには V = l 5 タツプノ 1 5 サンプル、 T。_{u t} = 1 4 にするには V - 1 6 タップノ 1 4 サンプル …、一般には入力信号周期 T i„を出力信号周期 T。_{u t} = T _{i n} 一 n にするには V = n ( T _;„ - n ) 、 n ：周期シフト量とすればよい。

図中 Bでは変化の割合でみた場合について遅延量制御部の移動が説明され、入力信号周期 T _{i n}= 3 0 タップを出力信号周期 T。_{u l} = ( 9 / 1 0 ) X 3 0 タップにするにはタップ速度 V = 1 Z 9 タツプノサンプルにし、 T。_u, = ( 8 / 1 0 ) 3 0 タップにするには V = 2 / 8 タップ/サンプル、 …、 T。_{u t} = ( 5 / 1 0 ) X 3 0 タップにするには V = 5 ノ 5 夕ップ "サンプル、 T。_u, = ( 4 / 1 0 ) X 3 0 タップにするには V = 6 / 4 タップ/サンプル、 …、一般には入力信号周期 T _{i n}を出力信号周期 T。_u, = ( k / 1 0 ) x T _{i n}にするには V = ( 1 0 — k ) ZK、 k / 1 0 ：周期シフト割合、とすればよい。

次に適応型フィルタリング手段 6 について簡単に説明する厳密には電気信号の伝達特性も考慮しなければならないが本発明と直接関係しないので説明の簡単化のためこれらを無視する。騒音発生源 1 の騒音 S _N とし、マイクロフォン 2 までのその伝達特性を H _N0ISE とし、適応型フィルタリング手段 6の補儐信号を S _c とし、適応型フィルタリング手段 6 からスピーカ 3及びマイクロフォン 2を経て差信号演算手段 5へ至る系の伝達特性を H d.とし、伝達特性模擬手段 4の伝達特性 H d l について、 H d l = H dとすると、マイクロフォン

2から出力される信号 S _M は、 S _M = S N - H N O I S E + S c

H dとなる。従って、差演算部 5 における演算結果である差信号 S _E は、 S _E = S M - S c · H d 1 = S M - S c - H d = S _N * H _N。_{I SE} となり、騒音のみをマイクロフォン 2で検出した時の信号を演算することとなり、この差信号 S _E を適応型フィルタリング手段 6 に入力し、 S _M = 0 となるように補儍信号 S cを演算する。

第 9図は本発明の第 2の実施例に係る騒音周期制御装置を示す図である。本図の構成が第 3図の第 1 実施例のものと異なるものは、周期検出部 7が騒音発生源 1 から周期を検出する信号を入力とせずに、周期調整部 8 と共通に差信号演算手段 5からのフィ一ドバック性の差信号を入力とすることである。これは周期謂整部 8 の制御量算出部 8 4が周期の変化の予測をする機能をもっているので、遅延量制御部 8 2 により周期調整部 8の出力からスピーカ 3を介してマイクロフォン 2 の消音点までの伝達特性が H d に相当する遅延分だけ先の周期、に対応した補價音を再生できるからである。

第 1 0 図は本発明の第 3 実施例に係る騒音周期制御装置を示す図である。本図の構成が図 2 の第 1 実施例と異なるものは騒音発生源 1 から直接に騒音信号を採取するマイクロフォン 1 0 5 と、マイクロフォン 1 0 5 に接続される増幅器 1 0 6 と、増幅器 1 0 6 に接続され、周期調整部 8 の入力となる A Z D変換器 1 0 7 と、 A Z D変換器 1 0 7 の出力又は差信号演算手段 5 のいずれか一方を択一的に選択して周期検出部 7 の入力として接続されるスィッチ部 1 0 8 である。すなわち、周期調整部 8 が騒音発生源 1 からの騒音信号を直接入力とし、周期検出部 7 が A Z D変換器 1 0 7 又は差信号演算手段 5 を入力としても前記と同様の作用効果が得られる。

第 1 1 図は本発明の第 4 実施例に係る騒音周期制御装置を示す図である。本図の構成が図 9 の第 3 実施例と異なるものは周期検出部 7 が騒音発生源 1 のタイミング信号を入力とすることである。この構成においても前記と同様の作用効果が得られる。

以下本発明の実施例について図面を参照して説明する。第 1 2 図は本発明の第 5 の実施例に係る騒音制御装置を示す図である。本図の構成を説明する。

本図に示す騒音制御装置は自動車のエンジン等の騒音発生源 1 からの騒音を後述のスピーカ 3 からの音波で消去した騒音の残留音を電気信号に変換するためのマイクロフォン 2 と該マイク口フォン 2 の電気信号を増幅するための増幅器 1 0 1 と、該増幅器 1 0 1 のアナログ信号をディジタル信号に変換する A / D変換器 1 0 2 と、前記騒音源 1 からの騒音を消音点 P (図中）付近で消去するためのスピーカ 3 と、該スピーカ 3への出力を増幅する増幅器 1 0 4 と、該増幅器 1 0 4へアナ口グ信号を供耠するためにディジタル信号をァナログ信号に変換する D Z A変換器 1 0 3 と、前記 A Z D変換器 1 0 2 からの信号に基づき、フィルタ係数を制御して前 Ε· スピーカ 3へ騒音を消去するための補僳信号を形成する適応型フィルタリング手段 6 と、前記騒音発生源 1 からのタイミング信号を入力し、後述するマイクロフォン 1 0 5等からの镊音信号又は、差信号演算手段 5等からの騒音再現信号を入力し、騒音周期を検出し、周期変化を予測し、周期予測変化に応じて前記適応型フィルタリング手段 6 を制御して急峻な変化に追従可能とする周期検出制御手段 1 0 と、前記騒音発生源 1 の近傍に設置されたマイクロフォン 1 0 5 と、該マイクロフオン 1 0 5 の出力を増幅する増幅器 1 0 6 と、該増幅器 1 0 6 のアナログ出力信号をディジタル信号に変換する A / D変換器 1 0 7 と、前記適応型フィルタリング手段 6 の出力に接銃され、その出力点からのスピーカ 3 、マイクロフォン 2 を介して後述する差信号演算手段 5 の入力に至る伝達特性 H dを模擬する伝達特性模擬手段 4 と、該伝達特性模擬手段 4 の出力と前記 A / D変換器 1 0 2 の出力との差信号を演算する差信号演算手段 5 と、前記適応型フィルタリング手段 6 の入力信号を択一的に選択するスィッチ手段 1 1 とを含む。ここに適応型フィルタリング手段 6、周期検出制御手段 1 0 等は D S Pで構成される。

第 1 3 図は第 1 2 図の周期検出制御手段の構成を示す図である。本図に示す周期検出制御手段 5 は周期検出部 1 0 0 1 と、周期予測部 1 0 0 2 と、適応型フィルタリング手段 6 の係数等の制御部 1 0 0 3 とからなる。

第 1 4 図は第 1 3 図の周期検出部 1 0 0 1 の周期検出方法の例を説明する図である。本図（ a ) は騒音発生源 1 として, 自動車エンジン又はモータ等の点火タイミング、或いは回耘タイミング（回転数）を検出する方法である。周期検出部 1 0 0 1 の入力には矩形波の信号が入力し、この周期 Tがもとめられ、周期予測部 1 0 0 2 へ出力される。自動車の騒音では急峻な音変化は自動車エンジンの回転数等の変化によつて生じるためである。

本図（ b ) は本図（ a ) のようなタイミング信号が得られない場合には、自動車エンジン等の近傍のマイクロフォンまたは振動計 9 から騒音波形を検出し、その時間波形ピークから騒音信号の周期 Tを得ることを示す。この信号処理ではある騒音信号レベルが一定レベルの騒音信号レベルを越えたときに矩形波を発生するようにすれば本図（ a ) と同様にして周期 Tが得られる。

本図（ c ) はマイクロフォンに入力した騒音信号をデイジタル化した後に騒音周期 Tを求める B P F ピーク検出方法を示す。この方法は、複数のバンドパスフィルタ 1 , 2 , …， n と、各バンドパスフィルタ 1 , 2 , …， nに接続される絶対値化部（ A B S ) と、各絶対値化部に接続される平均化部 ( L P F ) と、各平均化部の最大値を検出する最大バンド検出部からなり、騒音レベルの最大周波数帯を検出して、その最大周波数帯の周期を騒音信号の周期とするものである。本図（ d ) は適応型フィルタを用いた周期検出方法であつて、差信号演算手段 5 の差信号 S _R を入力する遅延器（D e 1 a y ) と、該遅延器の出力を入力する適応型フィルタ（ A D F ) と、適応型フィルタの出力とスルーの入力信号の差信号をとる加算部と、該加算部の差信号を最小二乗法処理して、適応型フィルタの係数を決定する最小二乗法処理部（ L M S ) とからなり、適応型フィルタの係数から騒音信号の周期を求める。

第 1 5 図は検出周期に基づき周期変化量の予測方法を説明する図である。周期予測部 1 0 0 2 では本図に示すように当初周期が一定である時刻（ t o ) で周期が小さくなるように変化したとすると周期検出部 1 0 0 1 では図中①のように周期変化量が検出される。一方従来の技術ではマイクロフォン 2 の位置では図中②のように伝達特性 H dだけ遅れることになる。ここで説明の簡単のために、適応型フィルタリング手段 4等の信号処理部の伝達特性等は無視している。周期予測部 1 0 0 2では上記伝達特性 H dを考慮して、図中①の曲線に対して図中③の曲線のように早めに周期を変化させるためのデータを算出する。本図では周期の変化を時間に対して直線で示しているが、これは曲線でもよく、その場合には図中 ③の曲線は関数を設けて、これをフィッティングして求めてもよい。このようにして得られた本図③の曲線において、現時刻（ t , ) の周期 T , に対して予測される周期 Τ ₂ が求められる。第 1 3 図の A D Fの係数等の制御部 1 0 0 3 については後述する。

次に適応型フィルタリング手段 6 について簡単に説明する。スィッチ手段 1 1 が差信号演算手段 5 を選択すると、騒音発生源 1 の騒音 S _N とし、マイクロフォン 2 までのその伝達特性を H _{N0 1 S E} とし、適応型フィルタリング手段 6 の補儐信号を S _c とし、適応型フィルタリング手段 6 からスピーカ 3 を介してマイクロフォン 2 に至る系の伝達特性を H _{S P}とし、マイク口フォン 2 から差信号演算手段 5 へ至る系の伝達特性を H _{ra i c} とし、伝達特性模擬手段 4 の伝達特性 H d 1 について、 H d 1 = H SP · H _{m i} c = H d とすると、マイクロフォン 2 から出力される残留音の信号 S _M は、 S _M = S N ' H N O I S E +

S c · Η ,_Ρとなる。従って、差演算部 5 における演算結果である差信号 S _R は、 S _R = S _M · H _{M I} 一 S C · H d 1 =

S N * H N 0 I S E * H m ί c + S C * H S P * 1 m i c ^— S C * H S P * H _{m i} c = S _N - H N O I S E ' H _{m i} c となり、騒音のみをマイク口フォン 2 で検出した時の信号を演算することとなる。また、適応型フィルタリング手段 6 の適応型フィルタの係数を変更するための制御信号としては、 A Z D変換器 1 0 2 の出力 S _E が与えられる。適応塑フィルタリング手段 6 はこの制御信号が零になるように係数を変更するものであり、 S _E = S M ·

H _{m i} c であるため S _E = 0 のとき S _M = 0 となる。従って、差信号演算手段 5 からの差信号 S _R を被制御信号として適応型フィルタリング手段 6 に入力し、制御信号として A Z D変換器 1 0 2 の出力 S _E を入力することによって、適応型フィルタリング手段 6 は S _E = 0 となるように補僙信号 S _c を演算する。スィッチ手段 1 1 がマイクロフォン 9 を選択するとマイクロフォン 9 からの信号を入力して適応型フィルタリング手段 6 は補儍信号 S _c を演算する。

第 1 6 図は第 1 2図の適応型フィルタリング手段を示す図である。本図の適応型フィルタリング手段 6 は非巡回型フィルタによって構成され、具体的には一サンプリング周期の遅延を行う一連の遅延器 6 0 1 と、各該遅延器 6 0 1 に接繞される複数の乗算器 6 0 2 と、各該乗算器 6 0 2 の出力を加算する複数の加算器 6 0 3 と、該マイクロフォン 2 の出力が、最小二乗法により最小になるように各前記乗算器 6 0 2 の乗算係数を制御する係数更新手段 6 0 4 とを含む。

なお、一連の遅延器 6 0 1 はランダムアクセスメモリ（R A M ) で構成されてもよく、この場合入力されたサンプリングデータを 1 サンプリング毎に順次次のァドレスにシフ卜する或いはサンプリングデータを入力するァドレスの値を 1 サンプリング毎に順次シフ卜するようにすればよい。

本図に示す適応型フィルタリング手段 6 の乗算器 6 0 2 の乗算係数 , g ₂ , '·· , g„ について周期検出制御手段 1 0 の A D Fの係数等の制御部 1 0 0 3 ίきょる再設定を説明する ο

第 1 7 図は適応型フィルタリングを構成する複数乗算器の乗算係数のシフトを説明する図である。本図（ a ) は乗算器 6 0 2の係数列を模式的に示すものである。通常はマイクロフォン 2 の信号により各乗算器 6 0 2 の乗算係数（g ,， g 2 , … g _n ) が設定されているが、周期予測 1 0 0 2 で短い周期から長い周期への変化が予測されると、 A D Fの係数等の制御部 1 0 0 3 により、各乗算器 6 0 2の乗算係数（g i, g 2 ,

… g n ) 力、、（ g ' 。， g 1 , 2 , …， π - 1 ) , …， ( ' - g ' - 7 , …， ' 0 , 1 , g 2 , …， g _n - S ) となるように、すなわち n番目の乗算器（遅延器）に向ってシフトさせられる。これにより遅延量が長くなり、周期を長くすることができる。

本図（ b ) は上記の逆に、周期予測部 1 0 0 2で長い周期から短かい周期への変化が予測されると A D Fの係数等の制御部 1 0 0 3 により各乗算器 6 0 2 の乗算係数（ g : , g 2

…， g n ) 力、' （ g 2 , g S . …， g n , g ' , ₊ l ) , ··· ,

( g 1 0 , g 1 1 , ···， g„, g ' „₊ 1 , ' _{n + 2}, ···, g ' » ₊ s). …となるようにすなわち 0番目の乗算器（遅延器）に向ってシフトさせられる。これにより遅延量が短かくなり、周期を短かくすることができる。ただし、 g ' は任意の最適値（例えば 0 ) とする。

第 1 8図は適応型フィルタリング手段を構成する遅延器のタップ移動を説明する図である。本図（ a ) は通常、遅延器

6 0 1 のタップ（ T , , T 2 ， …， T _n ) が設定されているが、周期予測部 1 0 0 2で短かい周期から長い周期への変化が予測されると、 A D Fの係数等の制御部 1 0 0 3 により、タップ（ T , ， T 2 , …， T _n ) が（ T ' 。， T 1 , T 2 , …- T… ）， ···，（T ' 。， …， T ' -】， T ' 0 , T！ , T 2 , …， Τ„ - 9 ) , …となるようにすなわち η番目の遅延器に向ってシフ卜させられる。これにより遅延量が長くなり周期を長くすることができる。

本図（ b ) は上記の逆に、周期予測部 1 0 0 2で長い周期から短かい周期への変化が予測されると A D Fの係数等の制御部 1 0 0 3 により各遅延器 6 0 1 のタップ（ Τ ! , T 2 ， -, T _n) 力《（： Τ ₂ , Τ 3 , ···, τ _η , Τ ' _{η +} ι) , ·■· ( Τ ₁₀,

Τ 1 ,, ···, Τ„ , Τ ' η ₊ Ι , Τ ' _{π + 2} , '··, Τ ' _π ) ， … となるようにすなわち 0番目の乗算器へ向ってシフ卜させられる。これにより遅延量が短かくなり、周期を短かくすることができる。ただし、 Τ ' は、任意の最違値（例えば 0 ) である。

第 1 9図は第 1 2図の周期検出制御手段の別の変形を示す図である。周期検出制御手段 1 0の周期検出部 1 0 0 1 は適応型フィルタリング手段 6 の乗算器 6 0 2の乗算係数を入力し、次の η次元べクトルを形成する。

V(t)= gi (t) · g₂(t) ' i₂+…十 g„ (t) ' i_n 適応型フィルタリング手段 6 は逐次本図（ a ) , ( b ) ,

( C ) のように乗算係数（ g i , g 2 , ··· , g _n ) が更新されるので、周期予測部 5 0 2では、 t = 0 , 1 , 2 , …のようにべクトルを追跡して、 t時間後のべクトルが予測され、この予測がなされると、このべクトルから乗算係数（ g , , g 2 , …， g » ) を求め、 A D Fの係数等の制御部 1 0 0 3 によりこれらの乗算係数が乗算器 6 0 2へ設定される。このように適応型フィルタリング手段 6 に包含される乗算器 6 0 2 の乗算係数を変更することによって、或いは遅延器 6 0 1 の出力タップを移動させることによって、適応型フィルタリング手段 6 のフィルタ特性を変更することができる。

以上説明したように本発明によれば、騒音発生源の騒音周期を検出し、騒音周期の特徴から先を予測して周期を制御するようにしたので急峻な周波数変化にも追従可能になった。

〔産業上の利用分野〕 .

エンジン、モータ等の騒音をキャンセルするためのディジタル信号処理装置にその応用を見出すことができる。

Claims

請求の範囲

1 . 騒音を発生する騒音発生源（ 1 ) からの騒音と逆位相等音圧の補俊音波を出力し騒音を消去する騒音制御装置において、

前記騒音と前記捕儐音波との残留音を検出し該残留音を誤差信号の電気信号に変換する音波 * 電気信号変換器（ 2 ) と . 前記補僳音波を出力する電気信号 · 音波変換器（ 3 ) と、前記補儐音波を得るため前記誤差信号によりフィルタ係数を更新して補傻信号を形成する適応型フィルタリング手段 ( 6 ) と、

前記連応型フィルタリング手段（ 6 ) の出力側に設けられ、その出力から前記電気信号 · 音波変換器（ 3 ) 及び前記音波電気信号変換器（ 2 ) を経て前記誤差信号として戻るまでの系の伝達特性を模擬する伝達特性模擬手段（ 4 ) と、

前記適応型フィルタリング手段（ 6 ) から前記伝達特性模擬手段（ 4 ) を経た補儻信号と、前記音波，電気信号変換器 ( 2 ) からの前記誤差信号との差信号を演算して再生騒音信号を形成する差信号演算手段（ 5 ) と、

前記騒音発生源（ 1 ) から直接に騒音周期を検出する周期検出部（ 7 ) と、

前記 ¾音周期の変化量に応じて前記差信号演算手段（ 5 ) の出力信号の周期を変化させて、前記適応型フィルタ手段 ( 6 ) に基準信号として出力する周期調整部（ 8 ) とを備えることを特徵とする騒音制御装置。

2. 前記周期検出部（ 7 ) が前記差信号演算手段（ 5 ) の再生騒音信号から騒音周期を検出する請求の範囲 1 記載の騒音制御装置。

3. 騒音を発生する騒音発生源（ 1 ) からの騒音と逆位相等音圧の補僙音波を出力し騒音を消去する騒音制御装置において、

前記騒音と前記補倂音波との残留音を検出し、該残留音を誤差信号の電気信号に変換する音波 · 電気信号変換器（ 2 ) と、

前記捕儍音波を出力する電気信号 · 音波変換器（ 3 ) と、前記補俱音波を得るため前記誤差信号によりフィルタ係数を更新して補儐信号を形成する適応型フィルタリング手段 ( 6 ) と、

前記騒音発生源（ 1 ) の騒音周期を検出し、該騒音周期の変化を予測し、該騒音周期の予測変化に応じて、前記適応型フィルタリング手段（ 6 ) のフィルタ特性を変更する周期検出制御手段（ 1 0 ) とを備えることを特徵とする騒音制御装置。

4. 前記周期検出制御手段（ 1 0 ) は、前記騒音発生源 ( 1 ) の J8音周期を検出し、該騒音周期の変化を予測し、該騒音周期の予測変化に応じて前記適応型フィルタリング手段 ( 6 ) に包含される乗算器の乗算係数を更新設定せしめることを特徵とする請求の範囲 3記載の騒音制御装置。

5. 前記周期検出制御手段（ 1 0 ) は、前記騒音発生源 ( 1 ) の騒音周期を検出し、該騒音周期の変化を予測して、該騒音周期の予測変化に応じて前記適応型フィルタリング手段（ 6 ) に包含される遅延器の出力タップを移動せしめることを特徴とする請求の範囲 3記載の騒音制御装置。

6. 前記周期検出制御手段（ 1 0 ) は前記適応型フィルタリング（ 6 ) に包含される複数の乗算器の乗算係数で複数次元のべクトルを形成して、該べクトルの変化を検出しかつ予測し、該べクトルの予測変化に応じて前記複数の乗算器の乗算係数を更新設定することを特徵とする請求の範囲 4記載の騒音制御装置。