JP3358275B2 - 消音装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は消音装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及びその問題点】図６は所謂、アクティブ
ノイズコントロール（Ａｃｔｉｖｅ Ｎｏｉｓｅ Ｃｏ
ｎｔｒｏｌ−ＡＮＣ）システムを示すものであるが、騒
音源、例えば大型の振動ドラムシェーカーでは低周波の
騒音公害を生じさせているが、これを防止するために本
システムが用いられる。
ノイズコントロール（Ａｃｔｉｖｅ Ｎｏｉｓｅ Ｃｏ
ｎｔｒｏｌ−ＡＮＣ）システムを示すものであるが、騒
音源、例えば大型の振動ドラムシェーカーでは低周波の
騒音公害を生じさせているが、これを防止するために本
システムが用いられる。
【０００３】図６において、騒音ダクト１に図において
左方から騒音源からの騒音がガイドされ、この騒音を検
出する手段として騒音検出マイク２が配設され、更にこ
れより騒音の下流側に消音誤差検出マイク３が配設され
ている。騒音検出マイク２の検出出力はアナログ出力で
あるが、これが増巾器４で増幅され、Ａ／Ｄ変換器５に
よりデジタル値に変換される。このデジタル出力ＮＳは
減算器６に供給される。アダプティブフィルタ７は複数
の乗算器を含み、この数をタップ数とよぶが、この乗算
係数が更新可能であり、この係数を演算する係数演算器
１４の演算出力が供給されており、そのデジタル出力ｙ
はＤ／Ａ変換器９に供給され、アナログ値に変換された
後、増巾器１０により増巾され、スピーカ１１に供給さ
れる。また、アダプティブフィルタ７のデジタル出力ｙ
は、デジタルフィルタ８に供給され、スピーカ１１から
の消音音波が騒音検出マイク２に入って、ハウリングを
防止するために設けられており、従って、デジタル騒音
信号ＮＳの出力端子に至るデジタル出力ｙからＤ／Ａ変
換器９、増巾器１０、スピーカ１１から騒音検出マイク
２、増巾器４、Ａ／Ｄ変換器５までの遅延伝達関数を有
するものであり、このデジタル出力が上述の減算器６に
供給され、デジタル騒音信号ＮＳからこれを減算して正
味の騒音信号ｘとしてアダプティブフィルタ７に供給す
ることによりハウリングが生ずるのを防止している。
左方から騒音源からの騒音がガイドされ、この騒音を検
出する手段として騒音検出マイク２が配設され、更にこ
れより騒音の下流側に消音誤差検出マイク３が配設され
ている。騒音検出マイク２の検出出力はアナログ出力で
あるが、これが増巾器４で増幅され、Ａ／Ｄ変換器５に
よりデジタル値に変換される。このデジタル出力ＮＳは
減算器６に供給される。アダプティブフィルタ７は複数
の乗算器を含み、この数をタップ数とよぶが、この乗算
係数が更新可能であり、この係数を演算する係数演算器
１４の演算出力が供給されており、そのデジタル出力ｙ
はＤ／Ａ変換器９に供給され、アナログ値に変換された
後、増巾器１０により増巾され、スピーカ１１に供給さ
れる。また、アダプティブフィルタ７のデジタル出力ｙ
は、デジタルフィルタ８に供給され、スピーカ１１から
の消音音波が騒音検出マイク２に入って、ハウリングを
防止するために設けられており、従って、デジタル騒音
信号ＮＳの出力端子に至るデジタル出力ｙからＤ／Ａ変
換器９、増巾器１０、スピーカ１１から騒音検出マイク
２、増巾器４、Ａ／Ｄ変換器５までの遅延伝達関数を有
するものであり、このデジタル出力が上述の減算器６に
供給され、デジタル騒音信号ＮＳからこれを減算して正
味の騒音信号ｘとしてアダプティブフィルタ７に供給す
ることによりハウリングが生ずるのを防止している。
【０００４】係数演算器１４は、消音誤差検出マイク３
のアナログ出力を増巾器１２で増巾し、Ａ／Ｄ変換器１
３でデジタル値に変換し消音誤差信号ｅを得るが、これ
とデジタルフィルタ１５（ＦＩＲフィルタ−Ｆｉｎｉｔ
ｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅフィルタ）の出
力ｘ’を受けてアダプティブフィルタ７の係数を演算す
る機能を有するものである。また、デジタルフィルタ１
５は消音誤差信号ｅとｘとを時間的に等価するために、
デジタル出力ｙの出力端子から消音誤差検出マイク３の
検出点Ｓまでの伝達特性を有するものである。係数演算
器１４は消音誤差信号ｅがほぼ零となるまで演算を繰り
返し、アダプティブフィルタ７のフィルタ係数を更新し
ていくのであるが、結果として地点ｓにおける音波が零
となるように、すなわちスピーカ１１からの音波と騒音
源からの音波の振巾は同一であるが粗密を逆転させたよ
うな音波となし、騒音を打ち消して外部へ騒音を漏出し
ないようにしている。
のアナログ出力を増巾器１２で増巾し、Ａ／Ｄ変換器１
３でデジタル値に変換し消音誤差信号ｅを得るが、これ
とデジタルフィルタ１５（ＦＩＲフィルタ−Ｆｉｎｉｔ
ｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅフィルタ）の出
力ｘ’を受けてアダプティブフィルタ７の係数を演算す
る機能を有するものである。また、デジタルフィルタ１
５は消音誤差信号ｅとｘとを時間的に等価するために、
デジタル出力ｙの出力端子から消音誤差検出マイク３の
検出点Ｓまでの伝達特性を有するものである。係数演算
器１４は消音誤差信号ｅがほぼ零となるまで演算を繰り
返し、アダプティブフィルタ７のフィルタ係数を更新し
ていくのであるが、結果として地点ｓにおける音波が零
となるように、すなわちスピーカ１１からの音波と騒音
源からの音波の振巾は同一であるが粗密を逆転させたよ
うな音波となし、騒音を打ち消して外部へ騒音を漏出し
ないようにしている。
【０００５】係数演算器１４には、所謂、ＮＬＭＳ形と
ＬＭＳ形とあるが、先ず図７を参照してＮＬＭＳ形につ
いて説明する。図７においてｘ’は図６におけるデジタ
ルフィルタ１５の出力であるが、これがＮ−１個の遅延
器２４1 、２４2 、・・・・２４N-1 に順次供給され
る。すなわち、サンプリング周期をＴとすれば、遅延器
２４1 の出力は現在よりＴ以前の騒音信号ＮＳであり、
第２の遅延器２４2 の出力は時間２Ｔ以前の騒音信号Ｎ
Ｓである。以下、同様にして遅延器２４N-1 の出力は
（Ｎ−１）×Ｔ時間以前のデジタル出力ｘ’を出力して
いる。すなわち、遅延器２４1 、２４2 ・・・２４N-1
はシフトレジスタのような働きをしているのであるが、
デジタルフィルタ１５の出力ｘ’は先ず、直接に乗算器
２５0 に供給され、以下、時間Ｔ、２Ｔ・・・以前のデ
ジタル出力ｘ’が乗算器２５1 、２５2 、・・・・２５
N-1 に供給される。
ＬＭＳ形とあるが、先ず図７を参照してＮＬＭＳ形につ
いて説明する。図７においてｘ’は図６におけるデジタ
ルフィルタ１５の出力であるが、これがＮ−１個の遅延
器２４1 、２４2 、・・・・２４N-1 に順次供給され
る。すなわち、サンプリング周期をＴとすれば、遅延器
２４1 の出力は現在よりＴ以前の騒音信号ＮＳであり、
第２の遅延器２４2 の出力は時間２Ｔ以前の騒音信号Ｎ
Ｓである。以下、同様にして遅延器２４N-1 の出力は
（Ｎ−１）×Ｔ時間以前のデジタル出力ｘ’を出力して
いる。すなわち、遅延器２４1 、２４2 ・・・２４N-1
はシフトレジスタのような働きをしているのであるが、
デジタルフィルタ１５の出力ｘ’は先ず、直接に乗算器
２５0 に供給され、以下、時間Ｔ、２Ｔ・・・以前のデ
ジタル出力ｘ’が乗算器２５1 、２５2 、・・・・２５
N-1 に供給される。
【０００６】他方、消音誤差信号ｅは単独の乗算器２３
に供給され、これは後述するデジタル出力Δｎを受け、
これらの乗算結果を第２グループの乗算器２２0 、２２
1 、２２2 、・・・・２２N-1 に供給する。すなわち、
これら乗算器２２0 、２２1、２２2 、・・・・２２N-1
によりｅ×Δｎと、現在、Ｔ時間前、２Ｔ時間前、・
・・（Ｎ−１）Ｔ時間前の騒音出力ｘ’とが乗算されて
この乗算結果がアダプティブフィルタ７に直接接続され
ている減算器２１0 、２１1 、２１2 、・・・・２１
N-1 に供給され、現時点でのアダプティブフィルタ７の
各フィルタ係数ｈ0 、ｈ1 、ｈ2 、・・・ｈN-1 からこ
れらが減算され、その減算結果ｈ0new、ｈ1new、ｈ2ne
w、・・・ｈN-1 new が、アダプティブフィルタ７の次
回の各フィルタ係数とされる。デジタルフィルタ１５の
出力ｘ’は他方、第１グループの乗算器２５0 、２５
1 、２５2 、・・・２５N-1 に、それぞれＴ、２Ｔ、３
Ｔ、・・・（Ｎ−１）Ｔ時間前のデジタル出力が供給さ
れており、これらの二乗計算を行なって加算器２６0 、
２６1 、２６2 、・・・２６N-1 に供給される。これら
の加算器の加算結果は順次、下流側の加算器２６1 、２
６2 、・・・２６N-1 にエッジで示すように加算されて
いくのであるが、その合計出力Ｐｘが除算器２７に供給
される。なお、最上流側の加算器２６0 には所定値βが
供給されており、最終段の加算器２６N-1 の出力Ｐｘに
含まれるのであるが、これが除算器２７で所定値αをこ
のＰｘで割る時に、もし、各乗算器２５0 、２５1 、２
５2 、・・・２５N-1 の出力の和が零であれば、除算器
α／Ｐｘは無限大となる。これを防ぐためにβが与えら
れている。除算器２７の除算結果がΔｎである。これが
上述したように単独の乗算器２３において消音誤差信号
ｅと乗算される。
に供給され、これは後述するデジタル出力Δｎを受け、
これらの乗算結果を第２グループの乗算器２２0 、２２
1 、２２2 、・・・・２２N-1 に供給する。すなわち、
これら乗算器２２0 、２２1、２２2 、・・・・２２N-1
によりｅ×Δｎと、現在、Ｔ時間前、２Ｔ時間前、・
・・（Ｎ−１）Ｔ時間前の騒音出力ｘ’とが乗算されて
この乗算結果がアダプティブフィルタ７に直接接続され
ている減算器２１0 、２１1 、２１2 、・・・・２１
N-1 に供給され、現時点でのアダプティブフィルタ７の
各フィルタ係数ｈ0 、ｈ1 、ｈ2 、・・・ｈN-1 からこ
れらが減算され、その減算結果ｈ0new、ｈ1new、ｈ2ne
w、・・・ｈN-1 new が、アダプティブフィルタ７の次
回の各フィルタ係数とされる。デジタルフィルタ１５の
出力ｘ’は他方、第１グループの乗算器２５0 、２５
1 、２５2 、・・・２５N-1 に、それぞれＴ、２Ｔ、３
Ｔ、・・・（Ｎ−１）Ｔ時間前のデジタル出力が供給さ
れており、これらの二乗計算を行なって加算器２６0 、
２６1 、２６2 、・・・２６N-1 に供給される。これら
の加算器の加算結果は順次、下流側の加算器２６1 、２
６2 、・・・２６N-1 にエッジで示すように加算されて
いくのであるが、その合計出力Ｐｘが除算器２７に供給
される。なお、最上流側の加算器２６0 には所定値βが
供給されており、最終段の加算器２６N-1 の出力Ｐｘに
含まれるのであるが、これが除算器２７で所定値αをこ
のＰｘで割る時に、もし、各乗算器２５0 、２５1 、２
５2 、・・・２５N-1 の出力の和が零であれば、除算器
α／Ｐｘは無限大となる。これを防ぐためにβが与えら
れている。除算器２７の除算結果がΔｎである。これが
上述したように単独の乗算器２３において消音誤差信号
ｅと乗算される。
【０００７】図８はＬＭＳ形の係数演算器１４’を示す
ものであるが、本係数演算器１４’においては、図７と
比べて明らかなように、乗算器２５0 、２５1 、２５
2 、・・・２５N-1 及び加算器２６0 、２６1 、２６
2 、・・・２６N-1 及び除算器２７が省略されている。
従って、これらの演算結果としてのΔｎの代わりに所定
値μを設定している。これは所謂、ステップサイズと称
するものであり、消音誤差信号ｅにこのμを掛け、この
結果を乗算器２２0 、２２1 、２２2 、・・・・２２
N-1 に供給し、上述のような乗算を行なって、アダプテ
ィブフィルタ７の各フィルタの係数を更新するようにし
ている。
ものであるが、本係数演算器１４’においては、図７と
比べて明らかなように、乗算器２５0 、２５1 、２５
2 、・・・２５N-1 及び加算器２６0 、２６1 、２６
2 、・・・２６N-1 及び除算器２７が省略されている。
従って、これらの演算結果としてのΔｎの代わりに所定
値μを設定している。これは所謂、ステップサイズと称
するものであり、消音誤差信号ｅにこのμを掛け、この
結果を乗算器２２0 、２２1 、２２2 、・・・・２２
N-1 に供給し、上述のような乗算を行なって、アダプテ
ィブフィルタ７の各フィルタの係数を更新するようにし
ている。
【０００８】従来の係数演算器ＮＬＭＳ形及びＬＭＳ形
は以上のように構成され、作用を行なうのであるが、そ
れぞれ一長一短がある。次に、これを説明する。
は以上のように構成され、作用を行なうのであるが、そ
れぞれ一長一短がある。次に、これを説明する。
【０００９】デジタルフィルタ１５の出力ｘ’を一定値
とするとＮＬＭＳ形の係数演算器１４で算出されるΔｎ
は上述のとおり二乗和の逆数であり、ｘ’の自乗に反比
例する量である。また、消音誤差信号ｅはデジタルフィ
ルタ１５の出力信号ｘ’にほぼ比例する量であるから、
ｅ×Δｎの演算によってこの結果はｘ’の一乗に反比例
する量となる。これらは、更に第２グループの２２0 、
２２1 、・・・２２N- 1 でｘ’と乗じられるから、更新
量のｘ’に比例する成分は全て消去されることになる。
これは、すなわち更新量のゲインはステップサイズαだ
けで決まることを意味する。従って、デジタル出力ｘ’
の大きさに関わらず、収束速度は一定であり、安定に収
束するようにαを決めれば、安定性も損われることはな
い。然しながら、図７で明らかなようにＮＬＭＳ形では
少なくとも２Ｎ個の乗算器が必要であり、これはアダプ
ティブフィルタ７のタップ数で決定されるのであるが、
このタップ数は通常、数１００が必要であり、非常に多
くの演算時間がかかってしまうという欠点がある。
とするとＮＬＭＳ形の係数演算器１４で算出されるΔｎ
は上述のとおり二乗和の逆数であり、ｘ’の自乗に反比
例する量である。また、消音誤差信号ｅはデジタルフィ
ルタ１５の出力信号ｘ’にほぼ比例する量であるから、
ｅ×Δｎの演算によってこの結果はｘ’の一乗に反比例
する量となる。これらは、更に第２グループの２２0 、
２２1 、・・・２２N- 1 でｘ’と乗じられるから、更新
量のｘ’に比例する成分は全て消去されることになる。
これは、すなわち更新量のゲインはステップサイズαだ
けで決まることを意味する。従って、デジタル出力ｘ’
の大きさに関わらず、収束速度は一定であり、安定に収
束するようにαを決めれば、安定性も損われることはな
い。然しながら、図７で明らかなようにＮＬＭＳ形では
少なくとも２Ｎ個の乗算器が必要であり、これはアダプ
ティブフィルタ７のタップ数で決定されるのであるが、
このタップ数は通常、数１００が必要であり、非常に多
くの演算時間がかかってしまうという欠点がある。
【００１０】次に、図８に示すＬＭＳ形では、ＮＬＭＳ
形の係数演算器１４のΔｎをデジタル値ｘ’の推定値を
用いて算出してステップサイズμとしたものである。従
って、ＮＬＭＳ形の係数演算器１４のように、更新量に
含まれるｘ’2 成分がΔｎとキャンセルされていないか
らｘ’の変動の二乗はそのままステップサイズの変動と
なって影響してくるという欠点がある。
形の係数演算器１４のΔｎをデジタル値ｘ’の推定値を
用いて算出してステップサイズμとしたものである。従
って、ＮＬＭＳ形の係数演算器１４のように、更新量に
含まれるｘ’2 成分がΔｎとキャンセルされていないか
らｘ’の変動の二乗はそのままステップサイズの変動と
なって影響してくるという欠点がある。
【００１１】デジタル値ｘ’が推定値とほぼ等しい場合
は問題はないが、小さい場合は収束速度が悪化する他、
大きくなった場合は収束せずに発散し、不安定になる。
然しながら、ＬＭＳ形はＮＬＭＳ形より乗算器の個数
が、ほぼ１／２で済むという大きな利点があり、ステッ
プサイズμを安定マージンをとって、かなり小さめの値
にして用られることが多い。
は問題はないが、小さい場合は収束速度が悪化する他、
大きくなった場合は収束せずに発散し、不安定になる。
然しながら、ＬＭＳ形はＮＬＭＳ形より乗算器の個数
が、ほぼ１／２で済むという大きな利点があり、ステッ
プサイズμを安定マージンをとって、かなり小さめの値
にして用られることが多い。
【００１２】然るに一方、この小さめのステップサイズ
μを与えて固定小数点型のマイクロプロセッサーに計算
させる場合においては、デジタル値ｘ’が小さいと演算
の桁落ちのため消音効果が限られてきて、充分な消音効
果が得られない、などという欠点もある。また、収束速
度が遅いため、雑音などの外乱に対して速やかに消音で
きなく、また、大きな外乱に対しては、やはり発散して
不安定となる。従って、デジタル値ｘ’が大きく変動す
るような騒音源に適用することは困難である。
μを与えて固定小数点型のマイクロプロセッサーに計算
させる場合においては、デジタル値ｘ’が小さいと演算
の桁落ちのため消音効果が限られてきて、充分な消音効
果が得られない、などという欠点もある。また、収束速
度が遅いため、雑音などの外乱に対して速やかに消音で
きなく、また、大きな外乱に対しては、やはり発散して
不安定となる。従って、デジタル値ｘ’が大きく変動す
るような騒音源に適用することは困難である。
【００１３】
【発明が解決しようとする問題点】本発明は上述の問題
に鑑みてなされ、ＮＬＭＳ形の欠点である長演算時間の
短縮化を図って高速演算が可能であり、収束速度や安定
性が騒音入力信号に依存しない消音装置を提供すること
を目的とする。
に鑑みてなされ、ＮＬＭＳ形の欠点である長演算時間の
短縮化を図って高速演算が可能であり、収束速度や安定
性が騒音入力信号に依存しない消音装置を提供すること
を目的とする。
【００１４】
【問題点を解決するための手段】以上の目的は、騒音検
出手段と、消音誤差検出手段と、音波発生手段と、前記
騒音検出手段のアナログ出力をデジタル値に変換するた
めの第１Ａ／Ｄ変換器と、該第１Ａ／Ｄ変換器の第１デ
ジタル出力を受けるアダプティブフィルタと、該アダプ
ティブフィルタの各タップのフィルタ係数を演算する係
数演算器と、前記アダプティブフィルタのデジタル出力
をアナログ値に変換するためのＤ／Ａ変換器と、前記消
音誤差検出手段のアナログ出力をデジタル値に変換する
ための第２Ａ／Ｄ変換器と、前記第１Ａ／Ｄ変換器の第
１デジタル出力を受け、該第１デジタル出力を前記第２
Ａ／Ｄ変換器の第２デジタル出力と時間的に等価にすべ
く遅延させる伝達関数を備えたデジタルフィルタとを具
備し、前記第２Ａ／Ｄ変換器の第２デジタル出力と前記
デジタルフィルタの第３デジタル出力とを前記係数演算
器に供給し、該係数演算器は前記第２Ａ／Ｄ変換器の第
２デジタル出力が零に収束するように繰り返し係数演算
を行なって、該演算結果を前記アダプティブフィルタに
供給して、各タップのフィルタ係数を更新し、前記Ｄ／
Ａ変換器のアナログ出力を前記音波発生手段に供給する
ようにした消音装置において、前記係数演算器が、前記
第３デジタル出力とその所定時間前の出力とを比較し、
大きい方を出力する最大値比較器と、前記最大値比較器
の後段に配置され、所定値を入力値で除する除算器と、
前記最大値比較器の前段、前記除算器の後段、又は、前
記最大値比較器と前記除算器との間に設けられ、入力値
の２乗を演算する２乗演算器とを有し、前記除算器の出
力又は前記除算器の後段に設けられた２乗演算器の出力
と、前記第２デジタル出力とを乗算して生成された信号
を、前記第３デジタル出力との演算により修正係数を生
成し、且つ、前回のフィルタ係数から当該修正係数を減
算することにより各タップのフィルタ係数を演算するこ
とを特徴とする消音装置、によって達成される。
出手段と、消音誤差検出手段と、音波発生手段と、前記
騒音検出手段のアナログ出力をデジタル値に変換するた
めの第１Ａ／Ｄ変換器と、該第１Ａ／Ｄ変換器の第１デ
ジタル出力を受けるアダプティブフィルタと、該アダプ
ティブフィルタの各タップのフィルタ係数を演算する係
数演算器と、前記アダプティブフィルタのデジタル出力
をアナログ値に変換するためのＤ／Ａ変換器と、前記消
音誤差検出手段のアナログ出力をデジタル値に変換する
ための第２Ａ／Ｄ変換器と、前記第１Ａ／Ｄ変換器の第
１デジタル出力を受け、該第１デジタル出力を前記第２
Ａ／Ｄ変換器の第２デジタル出力と時間的に等価にすべ
く遅延させる伝達関数を備えたデジタルフィルタとを具
備し、前記第２Ａ／Ｄ変換器の第２デジタル出力と前記
デジタルフィルタの第３デジタル出力とを前記係数演算
器に供給し、該係数演算器は前記第２Ａ／Ｄ変換器の第
２デジタル出力が零に収束するように繰り返し係数演算
を行なって、該演算結果を前記アダプティブフィルタに
供給して、各タップのフィルタ係数を更新し、前記Ｄ／
Ａ変換器のアナログ出力を前記音波発生手段に供給する
ようにした消音装置において、前記係数演算器が、前記
第３デジタル出力とその所定時間前の出力とを比較し、
大きい方を出力する最大値比較器と、前記最大値比較器
の後段に配置され、所定値を入力値で除する除算器と、
前記最大値比較器の前段、前記除算器の後段、又は、前
記最大値比較器と前記除算器との間に設けられ、入力値
の２乗を演算する２乗演算器とを有し、前記除算器の出
力又は前記除算器の後段に設けられた２乗演算器の出力
と、前記第２デジタル出力とを乗算して生成された信号
を、前記第３デジタル出力との演算により修正係数を生
成し、且つ、前回のフィルタ係数から当該修正係数を減
算することにより各タップのフィルタ係数を演算するこ
とを特徴とする消音装置、によって達成される。
【００１５】
【作用】最大値比較器と除算器との間に２乗演算器が設
けられる構成においては、最大値比較器より出力される
出力値を二乗し、所定値をこれで除算することにより、
アダプティブフィルタの修正係数を算出するようにして
いるので、乗算器の数はＬＭＳ形と同じであり、乗算器
の個数がＮＬＭＳ形のように多くないので、演算の高速
化が可能である。他方、外乱のような騒音に対しても、
最大量をとるようにしているので、これに影響されるこ
となく、充分な消音効果を得ることができる。
けられる構成においては、最大値比較器より出力される
出力値を二乗し、所定値をこれで除算することにより、
アダプティブフィルタの修正係数を算出するようにして
いるので、乗算器の数はＬＭＳ形と同じであり、乗算器
の個数がＮＬＭＳ形のように多くないので、演算の高速
化が可能である。他方、外乱のような騒音に対しても、
最大量をとるようにしているので、これに影響されるこ
となく、充分な消音効果を得ることができる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例による消音装置につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００１７】図１は本発明の実施例による消音装置の係
数演算器４１の回路図を示すものであるが、従来例に対
応する部分については同一の符号を付し、その詳細な説
明は省略する。
数演算器４１の回路図を示すものであるが、従来例に対
応する部分については同一の符号を付し、その詳細な説
明は省略する。
【００１８】すなわち、本実施例によれば、デジタルフ
ィルタ１５の出力ｘ’（本発明の「第３デジタル出
力」）は、遅延器２４1 、２４2 、・・・２４N-1 によ
り順次、シフトされることは同様であるが、これは一
方、絶対値演算器４２に供給され、その絶対値をとられ
て最大値比較器４３に供給される。この比較器は２つの
入力端子を有し、これらの入力のうち、大きい方の出力
ｘp を出力する。この出力端子はζ倍手段４４及び、１
周期Ｔ分だけ時間を送らせる遅延器４５を介して最大値
比較器４３の一方の入力に供給される。ζは０＜ζ＜１
である。また、この出力端子は乗算器４６に供給され、
最大値比較器４３の出力ｘp を二乗して加算器４７に供
給される。この一方の入力端子には所定値βが供給さ
れ、この加算結果Ｐｘp が除算器４８に供給される。こ
こで、所定値ＣをＰｘp で除算する演算を行ない、この
演算結果が〔Δｎ〕である。
ィルタ１５の出力ｘ’（本発明の「第３デジタル出
力」）は、遅延器２４1 、２４2 、・・・２４N-1 によ
り順次、シフトされることは同様であるが、これは一
方、絶対値演算器４２に供給され、その絶対値をとられ
て最大値比較器４３に供給される。この比較器は２つの
入力端子を有し、これらの入力のうち、大きい方の出力
ｘp を出力する。この出力端子はζ倍手段４４及び、１
周期Ｔ分だけ時間を送らせる遅延器４５を介して最大値
比較器４３の一方の入力に供給される。ζは０＜ζ＜１
である。また、この出力端子は乗算器４６に供給され、
最大値比較器４３の出力ｘp を二乗して加算器４７に供
給される。この一方の入力端子には所定値βが供給さ
れ、この加算結果Ｐｘp が除算器４８に供給される。こ
こで、所定値ＣをＰｘp で除算する演算を行ない、この
演算結果が〔Δｎ〕である。
【００１９】〔Δｎ〕は乗算器４９に供給され、これに
は他方、消音誤差信号ｅ（本発明の「第２デジタル出
力」）が供給され、ｅ×〔Δｎ〕を演算し、乗算器２２
0 、２２1 、２２2 、・・・２２N-1 に供給し、デジタ
ルフィルタ１５の出力ｘ’で現時点の値、Ｔ時間前、２
Ｔ時間前、・・・（Ｎ−１）Ｔ時間前の出力とが乗算さ
れて、本発明に係る「修正係数」が生成される。生成さ
れた修正係数は、減算器２１0 、２１1 、２１2 、・・
・２１N-1 に供給され、現時点のフィルタ係数の出力ｈ
0 、ｈ1 、ｈ2 、・・・ｈN-1 からこの値を減算して次
のフィルタ係数を定める出力ｈ0new、ｈ1new、ｈ2new、
・・・ｈn-1 new をアダプティブフィルタ７に供給す
る。
は他方、消音誤差信号ｅ（本発明の「第２デジタル出
力」）が供給され、ｅ×〔Δｎ〕を演算し、乗算器２２
0 、２２1 、２２2 、・・・２２N-1 に供給し、デジタ
ルフィルタ１５の出力ｘ’で現時点の値、Ｔ時間前、２
Ｔ時間前、・・・（Ｎ−１）Ｔ時間前の出力とが乗算さ
れて、本発明に係る「修正係数」が生成される。生成さ
れた修正係数は、減算器２１0 、２１1 、２１2 、・・
・２１N-1 に供給され、現時点のフィルタ係数の出力ｈ
0 、ｈ1 、ｈ2 、・・・ｈN-1 からこの値を減算して次
のフィルタ係数を定める出力ｈ0new、ｈ1new、ｈ2new、
・・・ｈn-1 new をアダプティブフィルタ７に供給す
る。
【００２０】本発明の消音装置は以上のように構成され
るが、次にこの作用について説明する。
るが、次にこの作用について説明する。
【００２１】絶対値演算器４２で出力ｘ’の絶対値がと
られ、これが最大値比較器４３に供給される。なお、時
間ｔ＝０においては最大値比較器４３の出力（初期値）
は０となるのが普通であり、順次、最大値がとられてい
くのであるが、ζが減衰係数で０と１の間をとるのであ
るが、出力ｘ’の絶対値が減少方向にある場合には、こ
れに追従させることができる。除算器４８の出力は〔Δ
ｎ〕であり、これが消音誤差信号ｅと乗算器４９とで乗
算して乗算器２２0 、２２1 、２２2 、・・・２２N-1
で乗算し、アダプティブフィルタ７のフィルタ係数を更
新していくのであるが、その他の作用は従来のＮＬＭＳ
形の係数演算器と動作は同等である。
られ、これが最大値比較器４３に供給される。なお、時
間ｔ＝０においては最大値比較器４３の出力（初期値）
は０となるのが普通であり、順次、最大値がとられてい
くのであるが、ζが減衰係数で０と１の間をとるのであ
るが、出力ｘ’の絶対値が減少方向にある場合には、こ
れに追従させることができる。除算器４８の出力は〔Δ
ｎ〕であり、これが消音誤差信号ｅと乗算器４９とで乗
算して乗算器２２0 、２２1 、２２2 、・・・２２N-1
で乗算し、アダプティブフィルタ７のフィルタ係数を更
新していくのであるが、その他の作用は従来のＮＬＭＳ
形の係数演算器と動作は同等である。
【００２２】デジタル値ｘ’を一定値とすると、最大値
ｘp の二乗計算によりｘ’の二乗成分が計算され、ＮＭ
Ｓ形の係数演算器と同様に〔Δｎ〕はデジタル値ｘ’の
二乗に反比例する量となる。従って、更新量のｘ’に比
例する成分はキャンセルされることになる。従来のＮＬ
ＭＳ形では、Δｎを算出するためにＮ個の乗算器が必要
であったのに対し、本発明では絶対値演算、最大値比較
の他、２つの乗算器のみという従来に比べ、僅かな演算
数で済む。従って、演算時間は大巾に短縮することがで
きる。
ｘp の二乗計算によりｘ’の二乗成分が計算され、ＮＭ
Ｓ形の係数演算器と同様に〔Δｎ〕はデジタル値ｘ’の
二乗に反比例する量となる。従って、更新量のｘ’に比
例する成分はキャンセルされることになる。従来のＮＬ
ＭＳ形では、Δｎを算出するためにＮ個の乗算器が必要
であったのに対し、本発明では絶対値演算、最大値比較
の他、２つの乗算器のみという従来に比べ、僅かな演算
数で済む。従って、演算時間は大巾に短縮することがで
きる。
【００２３】また、収束速度や安定性が入力信号に依存
しないというＮＬＭＳ形の優れた特長を有しながら、演
算時間は殆どＬＭＳ形と同じである。また、固定小数点
型のマイクロプロセッサで計算させる場合でも、ｘ’が
小さいと〔Δｎ〕は大きくなるため、演算の桁落ちが生
じにくく、微少入力に対しても充分な消音効果を得るこ
とができる。
しないというＮＬＭＳ形の優れた特長を有しながら、演
算時間は殆どＬＭＳ形と同じである。また、固定小数点
型のマイクロプロセッサで計算させる場合でも、ｘ’が
小さいと〔Δｎ〕は大きくなるため、演算の桁落ちが生
じにくく、微少入力に対しても充分な消音効果を得るこ
とができる。
【００２４】また、アダプティブフィルタ７のフィルタ
の修正係数を算出するための演算量は、従来はタップ数
に比例して増加したのに対し、本発明の実施例の構成に
よればタップ数によらず、常に一定の僅かな量であり、
タップ数が大きい程、その短縮効果は大きくなることは
明らかである。
の修正係数を算出するための演算量は、従来はタップ数
に比例して増加したのに対し、本発明の実施例の構成に
よればタップ数によらず、常に一定の僅かな量であり、
タップ数が大きい程、その短縮効果は大きくなることは
明らかである。
【００２５】ここで、従来のＮＬＭＳ形のΔｎ値と本発
明の実施例の構成により得られる〔Δｎ〕と比較する。
この結果は図２で示されているが、このグラフにおいて
振巾レベルは１．０を最大値としてスケーリングし、無
次元量で表わしている。縦軸は修正係数の振巾を示す。
なお、計算条件はα＝０．５４６×１０-3、Ｃ＝１．２
２×１０-4、ζ＝０．９４であり、また、騒音源から発
する騒音としては、１００Ｈｚの単一正弦波を３種類の
振巾で与えたものである。図２において、細実線１ａ、
２ａ、３ａは従来構成によるΔｎの出力であり、１ａは
正弦波の振巾を７．６×１０-3とした場合、２ａは振巾
を１．５×１０-2とした場合及び３ａは振巾を３．１×
１０-2とした場合である。
明の実施例の構成により得られる〔Δｎ〕と比較する。
この結果は図２で示されているが、このグラフにおいて
振巾レベルは１．０を最大値としてスケーリングし、無
次元量で表わしている。縦軸は修正係数の振巾を示す。
なお、計算条件はα＝０．５４６×１０-3、Ｃ＝１．２
２×１０-4、ζ＝０．９４であり、また、騒音源から発
する騒音としては、１００Ｈｚの単一正弦波を３種類の
振巾で与えたものである。図２において、細実線１ａ、
２ａ、３ａは従来構成によるΔｎの出力であり、１ａは
正弦波の振巾を７．６×１０-3とした場合、２ａは振巾
を１．５×１０-2とした場合及び３ａは振巾を３．１×
１０-2とした場合である。
【００２６】太実線１ｂ、２ｂ、３ｂは本発明の実施例
による〔Δｎ〕の出力であり、条件は従来例の１ａ、２
ａ、３ａの場合と同じである。
による〔Δｎ〕の出力であり、条件は従来例の１ａ、２
ａ、３ａの場合と同じである。
【００２７】図２のグラフから明らかなように、どの振
巾レベルにおいてもΔｎにほぼ等しい〔Δｎ〕が得られ
ていることが分かる。
巾レベルにおいてもΔｎにほぼ等しい〔Δｎ〕が得られ
ていることが分かる。
【００２８】また、図３はデジタル値ｘ’としてランダ
ムノイズを用いた場合であるが、細実線４ａは従来構成
によるΔｎの出力、実線４ｂは本発明の実施例の構成に
よる〔Δｎ〕の出力である。これから明らかなように、
ランダムノイズにおいても両者がほぼ等しいことが分か
る。
ムノイズを用いた場合であるが、細実線４ａは従来構成
によるΔｎの出力、実線４ｂは本発明の実施例の構成に
よる〔Δｎ〕の出力である。これから明らかなように、
ランダムノイズにおいても両者がほぼ等しいことが分か
る。
【００２９】図２及び図３で示すように、Δｎと〔Δ
ｎ〕とはある誤差をもっているが、このシステムは多く
の収束計算の繰り返しによって最適値を求める性質のも
のであり、１回で計算するものではない。従って、Δｎ
が〔Δｎ〕と完全に等しい必要はなく、図２及び図３に
表われている程度の誤差であっても、充分、消音効果を
得ることは明らかである。
ｎ〕とはある誤差をもっているが、このシステムは多く
の収束計算の繰り返しによって最適値を求める性質のも
のであり、１回で計算するものではない。従って、Δｎ
が〔Δｎ〕と完全に等しい必要はなく、図２及び図３に
表われている程度の誤差であっても、充分、消音効果を
得ることは明らかである。
【００３０】以上、本発明の実施例について説明した
が、勿論、本発明はこれに限定されることなく、本発明
の技術的思想に基いて種々の変形が可能である。
が、勿論、本発明はこれに限定されることなく、本発明
の技術的思想に基いて種々の変形が可能である。
【００３１】例えば、図４はその第１変形例を示すもの
であるが、上記実施例に対する部分については同一の符
号を付し、その詳細な説明は省略する。
であるが、上記実施例に対する部分については同一の符
号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００３２】すなわち、本変形例によれば、絶対値演算
器４２の出力は加算器５２に供給され、この他方の入力
端子には所定値βが供給され、その加算結果が最大値比
較器４３に供給される。また、この出力ｘp はζ倍手段
４４を介して遅延器５１で遅延されて最大値比較器４３
の他方の入力端子に加えられるが、この遅延器は２周期
の２Ｔ分だけ時間を遅らせるようにしている。これは、
より徐々に減衰が必要な場合に適した構成であり、更に
遅れ周期分を増大させてもよい。すなわち、３Ｔ、４Ｔ
・・・など任意の遅延サンプルとしてよい。また、最大
値比較器４３の出力ｘp は除算器５３に供給され、ここ
で所定値Ｃが、これで除算され、その結果が乗算器５４
に供給され、自乗して〔Δｎ〕が出力される。このよう
な変形例でも、上記実施例と同様な作用、効果を得るこ
とは明らかである。
器４２の出力は加算器５２に供給され、この他方の入力
端子には所定値βが供給され、その加算結果が最大値比
較器４３に供給される。また、この出力ｘp はζ倍手段
４４を介して遅延器５１で遅延されて最大値比較器４３
の他方の入力端子に加えられるが、この遅延器は２周期
の２Ｔ分だけ時間を遅らせるようにしている。これは、
より徐々に減衰が必要な場合に適した構成であり、更に
遅れ周期分を増大させてもよい。すなわち、３Ｔ、４Ｔ
・・・など任意の遅延サンプルとしてよい。また、最大
値比較器４３の出力ｘp は除算器５３に供給され、ここ
で所定値Ｃが、これで除算され、その結果が乗算器５４
に供給され、自乗して〔Δｎ〕が出力される。このよう
な変形例でも、上記実施例と同様な作用、効果を得るこ
とは明らかである。
【００３３】図５は第２の変形例を示すものであり、同
様に上記実施例に対応するものについては同一の符号を
付し、その詳細な説明は省略するが、デジタルフィルタ
の出力ｘ’は乗算器６１に供給されて二乗され、最大値
比較器４３に供給されて上記実施例と同様にζ倍で減少
して１周期分遅らせた信号と比較されて最大値ｘp が出
力され、これが加算器４７に供給され、この他方の入力
端子には所定値βが供給されている。この加算結果Ｐｘ
p が除算器４８で大を除算するのに用いられ結果として
〔Δｎ〕が得られる。この変形例においても上記実施例
と同様な作用、効果を奏することは明らかである。
様に上記実施例に対応するものについては同一の符号を
付し、その詳細な説明は省略するが、デジタルフィルタ
の出力ｘ’は乗算器６１に供給されて二乗され、最大値
比較器４３に供給されて上記実施例と同様にζ倍で減少
して１周期分遅らせた信号と比較されて最大値ｘp が出
力され、これが加算器４７に供給され、この他方の入力
端子には所定値βが供給されている。この加算結果Ｐｘ
p が除算器４８で大を除算するのに用いられ結果として
〔Δｎ〕が得られる。この変形例においても上記実施例
と同様な作用、効果を奏することは明らかである。
【００３４】なお又、交換則など基本的な算術規則に従
い、除算の順序やβの加算位置などを入れ替えた種々の
変形例が考えられる。又、所定値βは除算のゼロ割を防
ぐことが目的であり、この目的を達成できる加算位置は
種々あるが、変形例の他に最大値ｘp を自乗する前に加
算しても同じ目的が達成される。勿論、ｘp ＝０になる
ことがない場合には不要となる演算である。
い、除算の順序やβの加算位置などを入れ替えた種々の
変形例が考えられる。又、所定値βは除算のゼロ割を防
ぐことが目的であり、この目的を達成できる加算位置は
種々あるが、変形例の他に最大値ｘp を自乗する前に加
算しても同じ目的が達成される。勿論、ｘp ＝０になる
ことがない場合には不要となる演算である。
【００３５】
【発明の効果】以上述べたように本発明の消音装置によ
れば、演算時間を短縮して外乱やノイズに影響を受ける
ことがないようにすることができる。
れば、演算時間を短縮して外乱やノイズに影響を受ける
ことがないようにすることができる。
【図１】本発明の実施例による消音装置の配線図であ
る。
る。
【図２】同実施例における〔Δｎ〕と従来例のΔｎとの
比較を示すグラフである。
比較を示すグラフである。
【図３】騒音源がランダムなノイズを発生する場合の図
２と同様な比較グラフ図である。
２と同様な比較グラフ図である。
【図４】第１変形例の要部を示す配線図である。
【図５】第２変形例の要部を示す配線図である。
【図６】従来例のアクティブノイズコントロールシステ
ムの配線図である。
ムの配線図である。
【図７】同従来例における係数演算器のＮＬＭＳ形を示
す配線図である。
す配線図である。
【図８】同ＬＭＳ形を示す配線図である。
１５ デジタルフィルタ ２２0 乗算器 ２２1 乗算器 ２２2 乗算器 ２２N-1 乗算器 ４２ 絶対値演算器 ４３ 最大値比較器 ４６ ２乗器 ４７ 加算器 ４８ 除算器 ４９ 除算器
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G10K 11/178 F01N 1/00 F24F 13/02 H03H 17/02 601 H03H 21/00
Claims (1)
- 【請求項１】 騒音検出手段と、消音誤差検出手段と、
音波発生手段と、前記騒音検出手段のアナログ出力をデ
ジタル値に変換するための第１Ａ／Ｄ変換器と、該第１
Ａ／Ｄ変換器の第１デジタル出力を受けるアダプティブ
フィルタと、該アダプティブフィルタの各タップのフィ
ルタ係数を演算する係数演算器と、前記アダプティブフ
ィルタのデジタル出力をアナログ値に変換するためのＤ
／Ａ変換器と、前記消音誤差検出手段のアナログ出力を
デジタル値に変換するための第２Ａ／Ｄ変換器と、前記
第１Ａ／Ｄ変換器の第１デジタル出力を受け、該第１デ
ジタル出力を前記第２Ａ／Ｄ変換器の第２デジタル出力
と時間的に等価にすべく遅延させる伝達関数を備えたデ
ジタルフィルタとを具備し、前記第２Ａ／Ｄ変換器の第
２デジタル出力と前記デジタルフィルタの第３デジタル
出力とを前記係数演算器に供給し、該係数演算器は前記
第２Ａ／Ｄ変換器の第２デジタル出力が零に収束するよ
うに繰り返し係数演算を行なって、該演算結果を前記ア
ダプティブフィルタに供給して、各タップのフィルタ係
数を更新し、前記Ｄ／Ａ変換器のアナログ出力を前記音
波発生手段に供給するようにした消音装置において、前記係数演算器が、 前記第３デジタル出力とその所定時間前の出力とを比較
し、大きい方を出力する最大値比較器と、 前記最大値比較器の後段に配置され、所定値を入力値で
除する除算器と、 前記最大値比較器の前段、前記除算器の後段、又は、前
記最大値比較器と前記除算器との間に設けられ、入力値
の２乗を演算する２乗演算器とを有し、前記除算器の出力又は前記除算器の後段に設けられた２
乗演算器の出力と、前記第２デジタル出力とを乗算して
生成された信号を、前記第３デジタル出力との演算によ
り修正係数を生成し、且つ、前回のフィルタ係数から当
該修正係数を減算することにより各タップのフィルタ係
数を演算する ことを特徴とする消音装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05296594A JP3358275B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 消音装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05296594A JP3358275B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 消音装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07239692A JPH07239692A (ja) | 1995-09-12 |
| JP3358275B2 true JP3358275B2 (ja) | 2002-12-16 |
Family
ID=12929609
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05296594A Expired - Fee Related JP3358275B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 消音装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3358275B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6535552B1 (en) * | 1999-05-19 | 2003-03-18 | Motorola, Inc. | Fast training of equalizers in discrete multi-tone (DMT) systems |
-
1994
- 1994-02-25 JP JP05296594A patent/JP3358275B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07239692A (ja) | 1995-09-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |