JP3419866B2 - 騒音低減装置 - Google Patents
騒音低減装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、騒音を、位相が反転し
た騒音と同じ信号を発生させて低減させる騒音低減装置
に関し、とくに騒音が周期性騒音である場合の騒音低減
装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】例えば、自動車の室内においてはエンジ
ンの回転によって、また空調装置などにおいてはファン
やコンプレッサの回転などによって騒音が発生し不愉快
な気分にさせられることがある。 【０００３】このような騒音を低減させる騒音低減装置
としては特開平３−１７８８４６号公報がある。従来例
を図５乃至図７を参照して説明する。図５は従来例の構
成図、図６は従来例の適応フィルタおよびタップ値更新
部の構成図、図７は従来例の伝達特性補償部の構成図で
ある。図５において、１０は騒音源、１１は騒音源１０
よりの騒音をピックアップするピックアップ回路、１２
および１６はアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、１
３はディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）、１４はスピ
ーカ、７は適応フィルタ、８は伝達特性補償部、９は適
応フィルタ７のタップ値を更新するタップ値更新部であ
る。 【０００４】マイクロホーン１５は騒音を低減させよう
とする地点に設置される。適応フィルタ７は、ピックア
ップ回路１１でピックアップした信号がマイクロホーン
１５に入力される騒音源１０よりの騒音と異なる部分を
補正してスピーカ１４より送出され、マイクロホーン１
５に到達した信号が、騒音源１０よりの騒音と同振幅で
逆位相の信号を発生させる。 【０００５】適応フィルタ７は、後で図６を参照して詳
細に説明するように、タップ付遅延線より成るディジタ
ルフィルタで構成されている。すなわち、騒音と相関の
あるピックアップ回路１１の出力信号を適応フィルタ７
の入力とすることにより、マイクロホーン１５の位置に
おいて、適応フィルタ７による音圧波形が騒音と逆位相
になるようにフィルタの伝達特性を定めることが可能で
あり、その適応処理は、タップ値更新部９により行われ
る。伝達特性補償部８は、適応フィルタ７で発生した信
号がＤ／Ａ１３およびスピーカ１４を通ってマイクロホ
ーン１５に到達するまでには時間遅れや帯域制限などの
影響を受けるため、これらの伝達特性を補償して、マイ
クロホーンの入力で騒音源１０よりの信号と同振幅で逆
位相となるよう補償信号を発生している。 【０００６】この伝達特性もタップ付遅延線より成るデ
ィジタルフィルタで構成させることができる。図７は伝
達特性補償部８の構成を示したものであり、８０−１〜
８０−Ｊは遅延素子で、Ａ／Ｄ１２および１６に入力さ
れるサンプリングパルスのサンプリング間隔に対応する
時間遅延される。また８１−０〜８１−Ｊはタップ値で
あり、遅延素子の出力値をタップ値倍されて出力され
る。 【０００７】そこで、ｔ＝ｔn ときのＡ／Ｄ１２の出力
値をｘ（ｎ）、その次のｔ＝ｔn+1のときの出力値をｘ
（ｎ＋１）で表わし、 ＜ｉ＝１，３＞Σｘi ＝ｘ1 ＋ｘ2 ＋ｘ3 で表わすと、加算器８２より出力される伝達特性補償部
８よりの補償信号Ｃ（ｎ）は、 Ｃ（ｎ）＝＜ｉ＝０，Ｊ＞Σｘ（ｎ−ｉ）Ｃｉ …（１） で表わされる。 【０００８】適応フィルタ７は、図６で示されるよう
に、遅延素子７０−１〜７０−Ｚ、タップ値７１−０〜
７１−Ｚおよび加算器７２で構成される。遅延素子７０
はサンプリングパルスの発生間隔に等しい時間Ａ／Ｄ１
２よりの出力信号を遅延させる。 【０００９】したがって、適応フィルタ７よりの出力ｙ
（ｎ）は ｙ（ｎ）＝＜ｉ＝０，Ｚ＞Σｘ（ｎ−ｉ）Ｗｉ（ｎ） …（２） で表わされ、Ｄ／Ａ１３でアナログ信号に変換されてス
ピーカ１４より送出される。 【００１０】適応フィルタ７のタップ値ＷO （ｎ）〜Ｗ
Z （ｎ）はサンプリングパルスが発生される毎に更新さ
れる。このタップ値の更新はタップ値更新部９によって
行なわれる。タップ値更新部９は、図６に示されるよう
に、乗算器９０，９１および９２と加算器９３で構成さ
れる。 【００１１】先ず遅延素子９０では、前記伝達特性補償
部８よりの出力信号Ｃ（ｎ）が入力され、サンプリング
パルスの発生間隔に等しい時間遅延されて伝播される。
また、乗算器９１ではマイクロホーン１５よりの出力ｅ
（ｔ）がＡ／Ｄ１６でディジタル値に交換された信号ｅ
（ｎ）をα倍する乗算が行なわれる。このαは適応制御
系のループ特性によって決定される。 【００１２】次に、適応フィルタ７の各タップ値の更新
値Ｗ（ｎ＋１）の算出を行なう。説明を容易にするた
め、タップ７１−０のタップ値ＷO （ｎ）がＷO （ｎ＋
１）に更新される場合を例にとって説明する。乗算器９
２−０では、乗算器９１の出力と伝達特性補償部８より
の出力値Ｃ（ｎ）との乗算が行なわれる。加算器９３−
０では、ｔ＝ｔn におけるタップ値Ｗ O （ｎ）より乗算
器９２−０より出力値の減算が行なわれ、結果を次のｔ
＝ｔn+ 1 におけるタップ値ＷO （ｎ＋１）としてタップ
値を更新する。 【００１３】すなわち、 ＷO （ｎ＋１）＝ＷO （ｎ）−αＣ（ｎ）ｅ（ｎ） …（３） なるタップ値に更新を行なう。またその他のタップＷi
についても Ｗi （ｎ＋１）＝Ｗi （ｎ）−αＣ（ｎ−ｉ）ｅ（ｎ） …（４） なるタップ値に更新を行なう。 【００１４】以上説明したように、タップ値が更新され
ることにより、スピーカ１４より送出される音波はマイ
クロホーン１５の入力で騒音源１０より騒音と同振幅で
逆位相となり、マイクロホーンの付近における騒音を低
減させている。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】前述したように、従来
の騒音低減装置は、騒音源よりピックアップした騒音信
号を適応フィルタを通して騒音と同振幅で逆位相の信号
を発生させて騒音を低減するようにしていた。 【００１６】このため、適応フィルタではタップ数に等
しい乗算を、また、タップ値の更新にはタップ数に等し
い乗算および加算を行なわせる必要がある。これらの乗
算や加算を個別の乗算器や加算器で構成した場合は装置
構成が非常に複雑となり、一般にはプロセッサによる処
理で行なわせている。しかし、前述したように非常に多
くのタップ数に対応した乗算および加算処理をサンプリ
ングパルスの間隔の間で行なわせるには高速のプロセッ
サを必要とし、装置価格を高価にしていた。 【００１７】本発明は、一般の騒音源としては周期性の
あるものが非常に多く、この周期性のある騒音に対して
装置構成を非常に簡易化した騒音低減装置を提供するこ
とを目的とする。 【００１８】 【課題を解決するための手段】まず、課題を解決するた
めの手段を説明する前に、本発明の原理を説明する。前
述した従来例では、適応フィルタに入力する信号は、マ
イクロホーンに入力する騒音のスペクトルに近い信号と
して、騒音源よりピックアップした信号を入力してい
た。 【００１９】しかし、適応フィルタに入力する信号は、
騒音のスペクトルに近い信号を入力させる必要はなく、
騒音のスペクトルを包含するスペクトルを有する信号で
あればどのような信号であっても良い。すなわち、騒音
のスペクトルを包含しておれば、フィルタの特性を変化
させて、騒音のスペクトルと同一スペクトル特性にする
ことが出来、騒音の波形と同一波形にすることができ
る。 【００２０】また、周期性の騒音に対しては、適応フィ
ルタを構成するタップ付遅延線の総遅延量を騒音の周期
に等しい時間としてもフィルタ特性を得ることができ
る。すなわち、騒音が周期性であるため、１周期の騒音
信号に対するレスポンスを騒音の周期で分割し、これら
の分割されたレスポンスを重合わす重合せの定理が成立
する。このことは、タップ付遅延線の遅延量を騒音の周
期に等しい時間で分割して重合せ、重合ったタップ値を
合計したタップ値にしたことと同じになる。 【００２１】本発明はこの原理に基くものであり、適応
フィルタの演算処理を、従来例では式（２）で示される
ｙ（ｎ）の算出をｉ＝０からＺまで行なうのに対して、
遅延量が騒音の周期に等しい時間となるＩ番目のタップ
まで行なわせる。また、適応フィルタでＩ番目のタップ
までの演算処理を行なうことから、タップ値の更新は式
（４）で示されるＷi のｉ＝０よりＩ番目までで良くな
る。 【００２２】さらに、適応フィルタに入力する信号を騒
音源より発生する騒音の周期に同期したバルスを入力さ
せることにより、パルスのスペクトルは非常に広く、騒
音のスペクトルを包含する。またパルスの振幅ｘを
“１”に正規化すれば、式（２）は ｙ（ｎ）＝＜ｉ＝Ｋ1 ，Ｋ2 ＞ΣＷi （ｎ） …（５） ただし、Ｋ1 およびＫ2 はパルスが存在する遅延素子の
番号で、Ｋ1 番よりＫ2 番目までパルスが存在している
ことを示す で表わされ、加算のみの処理となり、単純化される。 【００２３】つぎに課題を解決するための手段を説明す
る。マイクロホーンに入力される騒音を低減させる信号
を発生する適応フィルタのタップ値を、前記マイクロホ
ーンよりの出力と前記適応フィルタで発生した信号が前
記マイクロホーンに到達するまでの伝達特性を補償する
信号とにより適応制御して前記マイクロホーンよりの騒
音信号を低減するようにした騒音低減装置において、前
記適応フィルタで発生する信号および前記伝達特性を補
償する信号を発生させるための騒音の周期に同期したパ
ルスを発生させる同期パルス発生回路と、前記同期パル
ス発生回路で発生したパルスの発生間隔を検出するパル
ス間隔検出回路と、前記パルス間隔検出回路で検出され
た間隔に等くなるように前記適応フィルタのタップ付遅
延線の遅延量となるタップ数に切替えるタップ数切替部
と、前記伝達特性を補償するデータ値が前記適応フィル
タの動作タップ数より大となった場合、適応フィルタの
タップ数で打切る伝達特性打切部と、を備える。 【００２４】 【作用】同期パルス発生回路では騒音の周期に同期した
パルスを発生して適応フィルタおよび伝達特性補償部に
入力する。パルス間隔検出回路では前記同期パルス発生
回路で発生したパルス間隔を検出する。 【００２５】タップ数切替部では適応フィルタのタップ
付遅延線の遅延量が前記パルス間隔検出回路で検出した
パルス間隔と等しくなるタップ数で打切る切替を行な
う。また、伝達特性打切部では伝達特性を補償するデー
タ数が適応フィルタの動作タップ数より大となったと
き、動作タップ数に等しいデータ数で打切る。 【００２６】以上のように、騒音の周期に同期したパル
スを発生させて適応フィルタに入力し、適応フィルタの
タップ付遅延線のタップ数を、入力したパルスの間隔に
等しい遅延量となるタップ数で打切り、また、伝達特性
のタップ数を適応フィルタの動作タップ数で打切るよう
にさせたので、適応フィルタでの演算処理回数を大幅に
低減させることができると共に、簡易な装置構成で良好
な騒音低減効果が得られる。 【００２７】 【実施例】本発明の一実施例を図１および図２を参照し
て説明する。図１は本発明の実施例の構成図、図２は同
実施例のタップ数切替部、適応フィルタ、伝達特性補償
部およびタップ値更新部の具体例である。 【００２８】図１において、１は同期パルス発生回路で
あり、騒音源１０の騒音の周期に同期したパルスを発生
する。２はパルス間隔検出回路であり、同期パルス発生
回路１で発生したパルス間隔を検出する。実施例ではパ
ルス間隔をＡ／Ｄ１６のサンプリングパルス数でパルス
間隔を検出させている。 【００２９】３はタップ数切替部であり、適応フィルタ
４のタップ数をパルス間隔検出回路２で検出されたサン
プリングパルス数に等しいタップ数となるよう切替えを
行なう。５は伝達特性補償部、６はタップ値更新部、１
３はＤ／Ａ、１４はスピーカ、１５はマイクロホーン、
１６はＡ／Ｄである。また、１７は伝達特性打切部であ
る。 【００３０】サンプリングパルスの繰返し周波数はマイ
クロホーン１５より出力される信号に含まれる最高周波
数の２倍以上とし、装置設計時に予め決定されている。
また、以後の説明を容易にするため、同期パルス発生回
路１より発生する同期パルスｐ（ｔ）の幅は１サンプリ
ングパルス時間、また、パルス間隔検出回路２で検出さ
れるパルス間隔はＩサンプリングとする。 【００３１】まず、伝達特性補償部５について説明す
る。伝達特性補償部５は、従来例で説明したように図７
で示す構成のものも使用できるが、入力信号がパルスと
したことにより簡易化した構成が可能となる。すなわ
ち、入力パルスが遅延素子に存在する係数のみを加算す
れば良く、パルスの振幅ｘを“１”に正規化すれば、式
（１）は Ｃ（ｎ）＝＜ｉ＝ｋ，ｋ＞ΣＣi ＝Ｃk …（６） ただし、ｋは最初の入力パルスが存在する遅延素子の番
号で表わされる。 【００３２】また、タップ値Ｃk は、図３で示されるよ
うに、スピーカ１４、マイクロホーン１５の設置位置お
よびＤ／Ａ１３やスピーカの特性が決まれば決定され
る。したがって、最初の入力パルスがタップ番号ｋであ
るときの式（６）の右辺を予め計算し、第ｋ番目のタッ
プ値ＣＯ（ｋ）を ＣＯ（ｋ）＝＜ｉ＝ｋ，ｋ−２＞ΣＣi …（７） アドレスｋ番のメモリに記録しておくことにより加算処
理が不要となる。 【００３３】つぎに、図２を参照して、タップ数切替部
３、適応フィルタ４、伝達特性補償部５およびタップ値
更新部６の動作を説明する。図２は具体例である。伝達
特性補償部５はメモリ５１で構成され、式（７）で示し
たｋ番アドレスには式（７）のＣＯ（ｋ）の値が格納さ
れている。 【００３４】タップ数切替部３はＭＯＤ（Ｉ）回路３１
で構成される。タップ値更新部６はアドレス発生回路６
１、加算器６２および６６、ＭＯＤ（Ｉ）回路６３、乗
算回路６４および６５で構成される。また、適応フィル
タ４はカウンタ４１、微分回路４２、アドレス発生回路
４３、メモリ４４および加算回路４５で構成される。
ＭＯＤ（Ｉ）回路３１および６３のＩはパルス間隔検出
回路２より与えられる。 【００３５】カウンタ４１は同期パルス発生回路１で発
生するパルスを微分回路４２で微分してリセットされ、
０よりＩ−１のカウント値で繰返えされる。アドレス発
生回路４３では、カウンタ４１のカウント値に対応する
アドレス信号を発生する。このアドレスは式（５）の＜
ｉ＝Ｋ1 ，Ｋ2 ＞に対応するものであるが、前述したよ
うに同期パルス発生回路１より発生するパルスのパルス
幅は１サンプリングとしたのでＫ1 ＝Ｋ2 となる。 【００３６】ＭＯＤ（Ｉ）回路３１はアドレス発生回路
４３で発生したデータ値をＩを法とする数に変換し、メ
モリ４４のアドレスとして送出する。すなわち、ＭＯＤ
（Ｉ）回路は、例えばＩを３０とするならば、データ値
が３０ならば０、３１ならば１、逆に−１ならば２９、
−２ならば２８を出力する。 【００３７】メモリ４４ではアドレスに対応するデータ
値（タップ値）が読出され、加算回路４５で加算して出
力する。すなわち、加算回路４５では式（５）の加算を
行ってｙ（ｎ）を出力する。更に具体的に適応フィルタ
４での出力値ｙ（ｎ）の算出を、図６で示した従来例の
構成で対比して説明すると、遅延素子７０には同期パル
ス発生回路１より同期パルスｐ（ｔ）が入力されて伝播
される。 【００３８】図２で示すカウンタ４１のカウント値は、
同期パルスｐ（ｔ）が存在する素子番号ｋに対応する。 【００３９】したがって、加算回路４５より出力される
出力値ｙ（ｎ）は、図６で示す適応フィルタのタップ値
ｗ0 よりｗZ をｗI で打切り、ＷkIよりＷk2のタップ値
を加算したと同じ演算を行なわせている。入力パルスｐ
（ｔ）のパルス幅が１サンプリングである場合は、ＷkI
が出力ｙ（ｎ）となるので、加算回路４５は不要とな
る。加算回路４５でｙ（ｎ）の算出が終了するとタップ
値メモリ４４に格納されているタップ値の更新を開始す
る。 【００４０】アドレス発生回路６１は、カウンタ４１よ
り出力されるカウント値が変化すると、式（７）で示し
たｋに対応する０よりＪのアドレス信号を時分割で発生
させる。アドレス発生回路６１で発生したアドレス信号
をアドレスとしてメモリ５１より伝達特性ＨＣk が読出
され、乗算器６５に入力され、μ・ｅ（ｎ）・ＣＯ
（ｋ）なる演算出力を得る。 【００４１】一方、アドレス発生回路６１より発生した
アドレス信号は加算器６２でカウンタ４１のカウント値
より減算されてＭＯＤ（Ｉ）回路６３に入力される。Ｍ
ＯＤ（Ｉ）回路６３の出力はタップ値が格納されている
メモリ４４にアドレス信号として供給され、タップ値Ｗ
k （ｎ）が読出され、加算回路６６に入力される。 【００４２】加算回路６６では、乗算回路６５より出力
と減算され、 Ｗk （ｎ＋１）＝Ｗk （ｎ）−μ・ｅ（ｎ）・ＣＯ（ｋ） …（９） なるタップ値Ｗk （ｎ＋１）がｋなるアドレスのメモリ
４４に格納されて、タップ値を更新する。 【００４３】タップ値の更新は、アドレス発生回路６１
で０よりＪのアドレスが発生されるため、カウンタ４１
のカウント値をｋとすると、ｋよりｋ−Ｊに対応するア
ドレスのメモリ４４のデータが更新される。すなわち、
図４に示すように、図６の従来例で示す適応フィルタの
タップＷk よりＷk-J の更新が行なわれる。 【００４４】以上説明した適応フィルタ４のタップ値の
更新は、カウンタ４１での計数値Ｉ、すなわち、適応フ
ィルタ４の動作タップ数Ｉが、伝達特性補償部５のタッ
プ数Ｊより大なるとき良好な騒音低減効果を得ることが
できる。適応フィルタ４の動作タップ数Ｉが、伝達特性
補償部５のタップ数Ｊより小となると、出力ｙ（ｎ）の
波形に高調波歪が発生して騒音の低減効果を悪くする。 【００４５】伝達特性打切部１７は、この高調波歪を発
生させないようにしたものであり、パルス間隔検出回路
２で検出されるＩとアドレス発生回路６１で発生するア
ドレス値とを比較し、アドレス発生回路６１で発生する
アドレスがＩとなったとき、それ以後のアドレスの発生
を打切らせる。 【００４６】このように、伝達特性補償のタップ数を適
応フィルタの動作タップ数と等しいタップ数で打切って
適応フィルタのタップ値を更新することにより、不必要
な伝達特性の補償が行なわれなくなり、高調波歪が発生
しなくなる。なお実施例では、スピーカおよびマイクロ
ホーンが各々１個の場合について説明したが、これらが
複数個設置された場合の騒音低減装置にも適用すること
ができる。以上、本発明の一実施例について説明した
が、本発明はこの実施例に限定されるものではなく、そ
の発明の主旨に従った各種変形が可能である。 【００４７】 【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次
の諸効果が得られる。以上のように、騒音の周期に同期
したパルスを発生させて適応フィルタに入力し、適応フ
ィルタのタップ付遅延線のタップ数を、入力したパルス
の間隔に等しい遅延量となるタップ数で打切り、また、
伝達特性のタップ数を適応フィルタの動作タップ数で打
切るようにさせたので、適応フィルタでの演算処理回数
を大幅に低減させることができると共に、簡易な装置構
成で良好な騒音低減効果が得られる。
た騒音と同じ信号を発生させて低減させる騒音低減装置
に関し、とくに騒音が周期性騒音である場合の騒音低減
装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】例えば、自動車の室内においてはエンジ
ンの回転によって、また空調装置などにおいてはファン
やコンプレッサの回転などによって騒音が発生し不愉快
な気分にさせられることがある。 【０００３】このような騒音を低減させる騒音低減装置
としては特開平３−１７８８４６号公報がある。従来例
を図５乃至図７を参照して説明する。図５は従来例の構
成図、図６は従来例の適応フィルタおよびタップ値更新
部の構成図、図７は従来例の伝達特性補償部の構成図で
ある。図５において、１０は騒音源、１１は騒音源１０
よりの騒音をピックアップするピックアップ回路、１２
および１６はアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）、１
３はディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）、１４はスピ
ーカ、７は適応フィルタ、８は伝達特性補償部、９は適
応フィルタ７のタップ値を更新するタップ値更新部であ
る。 【０００４】マイクロホーン１５は騒音を低減させよう
とする地点に設置される。適応フィルタ７は、ピックア
ップ回路１１でピックアップした信号がマイクロホーン
１５に入力される騒音源１０よりの騒音と異なる部分を
補正してスピーカ１４より送出され、マイクロホーン１
５に到達した信号が、騒音源１０よりの騒音と同振幅で
逆位相の信号を発生させる。 【０００５】適応フィルタ７は、後で図６を参照して詳
細に説明するように、タップ付遅延線より成るディジタ
ルフィルタで構成されている。すなわち、騒音と相関の
あるピックアップ回路１１の出力信号を適応フィルタ７
の入力とすることにより、マイクロホーン１５の位置に
おいて、適応フィルタ７による音圧波形が騒音と逆位相
になるようにフィルタの伝達特性を定めることが可能で
あり、その適応処理は、タップ値更新部９により行われ
る。伝達特性補償部８は、適応フィルタ７で発生した信
号がＤ／Ａ１３およびスピーカ１４を通ってマイクロホ
ーン１５に到達するまでには時間遅れや帯域制限などの
影響を受けるため、これらの伝達特性を補償して、マイ
クロホーンの入力で騒音源１０よりの信号と同振幅で逆
位相となるよう補償信号を発生している。 【０００６】この伝達特性もタップ付遅延線より成るデ
ィジタルフィルタで構成させることができる。図７は伝
達特性補償部８の構成を示したものであり、８０−１〜
８０−Ｊは遅延素子で、Ａ／Ｄ１２および１６に入力さ
れるサンプリングパルスのサンプリング間隔に対応する
時間遅延される。また８１−０〜８１−Ｊはタップ値で
あり、遅延素子の出力値をタップ値倍されて出力され
る。 【０００７】そこで、ｔ＝ｔn ときのＡ／Ｄ１２の出力
値をｘ（ｎ）、その次のｔ＝ｔn+1のときの出力値をｘ
（ｎ＋１）で表わし、 ＜ｉ＝１，３＞Σｘi ＝ｘ1 ＋ｘ2 ＋ｘ3 で表わすと、加算器８２より出力される伝達特性補償部
８よりの補償信号Ｃ（ｎ）は、 Ｃ（ｎ）＝＜ｉ＝０，Ｊ＞Σｘ（ｎ−ｉ）Ｃｉ …（１） で表わされる。 【０００８】適応フィルタ７は、図６で示されるよう
に、遅延素子７０−１〜７０−Ｚ、タップ値７１−０〜
７１−Ｚおよび加算器７２で構成される。遅延素子７０
はサンプリングパルスの発生間隔に等しい時間Ａ／Ｄ１
２よりの出力信号を遅延させる。 【０００９】したがって、適応フィルタ７よりの出力ｙ
（ｎ）は ｙ（ｎ）＝＜ｉ＝０，Ｚ＞Σｘ（ｎ−ｉ）Ｗｉ（ｎ） …（２） で表わされ、Ｄ／Ａ１３でアナログ信号に変換されてス
ピーカ１４より送出される。 【００１０】適応フィルタ７のタップ値ＷO （ｎ）〜Ｗ
Z （ｎ）はサンプリングパルスが発生される毎に更新さ
れる。このタップ値の更新はタップ値更新部９によって
行なわれる。タップ値更新部９は、図６に示されるよう
に、乗算器９０，９１および９２と加算器９３で構成さ
れる。 【００１１】先ず遅延素子９０では、前記伝達特性補償
部８よりの出力信号Ｃ（ｎ）が入力され、サンプリング
パルスの発生間隔に等しい時間遅延されて伝播される。
また、乗算器９１ではマイクロホーン１５よりの出力ｅ
（ｔ）がＡ／Ｄ１６でディジタル値に交換された信号ｅ
（ｎ）をα倍する乗算が行なわれる。このαは適応制御
系のループ特性によって決定される。 【００１２】次に、適応フィルタ７の各タップ値の更新
値Ｗ（ｎ＋１）の算出を行なう。説明を容易にするた
め、タップ７１−０のタップ値ＷO （ｎ）がＷO （ｎ＋
１）に更新される場合を例にとって説明する。乗算器９
２−０では、乗算器９１の出力と伝達特性補償部８より
の出力値Ｃ（ｎ）との乗算が行なわれる。加算器９３−
０では、ｔ＝ｔn におけるタップ値Ｗ O （ｎ）より乗算
器９２−０より出力値の減算が行なわれ、結果を次のｔ
＝ｔn+ 1 におけるタップ値ＷO （ｎ＋１）としてタップ
値を更新する。 【００１３】すなわち、 ＷO （ｎ＋１）＝ＷO （ｎ）−αＣ（ｎ）ｅ（ｎ） …（３） なるタップ値に更新を行なう。またその他のタップＷi
についても Ｗi （ｎ＋１）＝Ｗi （ｎ）−αＣ（ｎ−ｉ）ｅ（ｎ） …（４） なるタップ値に更新を行なう。 【００１４】以上説明したように、タップ値が更新され
ることにより、スピーカ１４より送出される音波はマイ
クロホーン１５の入力で騒音源１０より騒音と同振幅で
逆位相となり、マイクロホーンの付近における騒音を低
減させている。 【００１５】 【発明が解決しようとする課題】前述したように、従来
の騒音低減装置は、騒音源よりピックアップした騒音信
号を適応フィルタを通して騒音と同振幅で逆位相の信号
を発生させて騒音を低減するようにしていた。 【００１６】このため、適応フィルタではタップ数に等
しい乗算を、また、タップ値の更新にはタップ数に等し
い乗算および加算を行なわせる必要がある。これらの乗
算や加算を個別の乗算器や加算器で構成した場合は装置
構成が非常に複雑となり、一般にはプロセッサによる処
理で行なわせている。しかし、前述したように非常に多
くのタップ数に対応した乗算および加算処理をサンプリ
ングパルスの間隔の間で行なわせるには高速のプロセッ
サを必要とし、装置価格を高価にしていた。 【００１７】本発明は、一般の騒音源としては周期性の
あるものが非常に多く、この周期性のある騒音に対して
装置構成を非常に簡易化した騒音低減装置を提供するこ
とを目的とする。 【００１８】 【課題を解決するための手段】まず、課題を解決するた
めの手段を説明する前に、本発明の原理を説明する。前
述した従来例では、適応フィルタに入力する信号は、マ
イクロホーンに入力する騒音のスペクトルに近い信号と
して、騒音源よりピックアップした信号を入力してい
た。 【００１９】しかし、適応フィルタに入力する信号は、
騒音のスペクトルに近い信号を入力させる必要はなく、
騒音のスペクトルを包含するスペクトルを有する信号で
あればどのような信号であっても良い。すなわち、騒音
のスペクトルを包含しておれば、フィルタの特性を変化
させて、騒音のスペクトルと同一スペクトル特性にする
ことが出来、騒音の波形と同一波形にすることができ
る。 【００２０】また、周期性の騒音に対しては、適応フィ
ルタを構成するタップ付遅延線の総遅延量を騒音の周期
に等しい時間としてもフィルタ特性を得ることができ
る。すなわち、騒音が周期性であるため、１周期の騒音
信号に対するレスポンスを騒音の周期で分割し、これら
の分割されたレスポンスを重合わす重合せの定理が成立
する。このことは、タップ付遅延線の遅延量を騒音の周
期に等しい時間で分割して重合せ、重合ったタップ値を
合計したタップ値にしたことと同じになる。 【００２１】本発明はこの原理に基くものであり、適応
フィルタの演算処理を、従来例では式（２）で示される
ｙ（ｎ）の算出をｉ＝０からＺまで行なうのに対して、
遅延量が騒音の周期に等しい時間となるＩ番目のタップ
まで行なわせる。また、適応フィルタでＩ番目のタップ
までの演算処理を行なうことから、タップ値の更新は式
（４）で示されるＷi のｉ＝０よりＩ番目までで良くな
る。 【００２２】さらに、適応フィルタに入力する信号を騒
音源より発生する騒音の周期に同期したバルスを入力さ
せることにより、パルスのスペクトルは非常に広く、騒
音のスペクトルを包含する。またパルスの振幅ｘを
“１”に正規化すれば、式（２）は ｙ（ｎ）＝＜ｉ＝Ｋ1 ，Ｋ2 ＞ΣＷi （ｎ） …（５） ただし、Ｋ1 およびＫ2 はパルスが存在する遅延素子の
番号で、Ｋ1 番よりＫ2 番目までパルスが存在している
ことを示す で表わされ、加算のみの処理となり、単純化される。 【００２３】つぎに課題を解決するための手段を説明す
る。マイクロホーンに入力される騒音を低減させる信号
を発生する適応フィルタのタップ値を、前記マイクロホ
ーンよりの出力と前記適応フィルタで発生した信号が前
記マイクロホーンに到達するまでの伝達特性を補償する
信号とにより適応制御して前記マイクロホーンよりの騒
音信号を低減するようにした騒音低減装置において、前
記適応フィルタで発生する信号および前記伝達特性を補
償する信号を発生させるための騒音の周期に同期したパ
ルスを発生させる同期パルス発生回路と、前記同期パル
ス発生回路で発生したパルスの発生間隔を検出するパル
ス間隔検出回路と、前記パルス間隔検出回路で検出され
た間隔に等くなるように前記適応フィルタのタップ付遅
延線の遅延量となるタップ数に切替えるタップ数切替部
と、前記伝達特性を補償するデータ値が前記適応フィル
タの動作タップ数より大となった場合、適応フィルタの
タップ数で打切る伝達特性打切部と、を備える。 【００２４】 【作用】同期パルス発生回路では騒音の周期に同期した
パルスを発生して適応フィルタおよび伝達特性補償部に
入力する。パルス間隔検出回路では前記同期パルス発生
回路で発生したパルス間隔を検出する。 【００２５】タップ数切替部では適応フィルタのタップ
付遅延線の遅延量が前記パルス間隔検出回路で検出した
パルス間隔と等しくなるタップ数で打切る切替を行な
う。また、伝達特性打切部では伝達特性を補償するデー
タ数が適応フィルタの動作タップ数より大となったと
き、動作タップ数に等しいデータ数で打切る。 【００２６】以上のように、騒音の周期に同期したパル
スを発生させて適応フィルタに入力し、適応フィルタの
タップ付遅延線のタップ数を、入力したパルスの間隔に
等しい遅延量となるタップ数で打切り、また、伝達特性
のタップ数を適応フィルタの動作タップ数で打切るよう
にさせたので、適応フィルタでの演算処理回数を大幅に
低減させることができると共に、簡易な装置構成で良好
な騒音低減効果が得られる。 【００２７】 【実施例】本発明の一実施例を図１および図２を参照し
て説明する。図１は本発明の実施例の構成図、図２は同
実施例のタップ数切替部、適応フィルタ、伝達特性補償
部およびタップ値更新部の具体例である。 【００２８】図１において、１は同期パルス発生回路で
あり、騒音源１０の騒音の周期に同期したパルスを発生
する。２はパルス間隔検出回路であり、同期パルス発生
回路１で発生したパルス間隔を検出する。実施例ではパ
ルス間隔をＡ／Ｄ１６のサンプリングパルス数でパルス
間隔を検出させている。 【００２９】３はタップ数切替部であり、適応フィルタ
４のタップ数をパルス間隔検出回路２で検出されたサン
プリングパルス数に等しいタップ数となるよう切替えを
行なう。５は伝達特性補償部、６はタップ値更新部、１
３はＤ／Ａ、１４はスピーカ、１５はマイクロホーン、
１６はＡ／Ｄである。また、１７は伝達特性打切部であ
る。 【００３０】サンプリングパルスの繰返し周波数はマイ
クロホーン１５より出力される信号に含まれる最高周波
数の２倍以上とし、装置設計時に予め決定されている。
また、以後の説明を容易にするため、同期パルス発生回
路１より発生する同期パルスｐ（ｔ）の幅は１サンプリ
ングパルス時間、また、パルス間隔検出回路２で検出さ
れるパルス間隔はＩサンプリングとする。 【００３１】まず、伝達特性補償部５について説明す
る。伝達特性補償部５は、従来例で説明したように図７
で示す構成のものも使用できるが、入力信号がパルスと
したことにより簡易化した構成が可能となる。すなわ
ち、入力パルスが遅延素子に存在する係数のみを加算す
れば良く、パルスの振幅ｘを“１”に正規化すれば、式
（１）は Ｃ（ｎ）＝＜ｉ＝ｋ，ｋ＞ΣＣi ＝Ｃk …（６） ただし、ｋは最初の入力パルスが存在する遅延素子の番
号で表わされる。 【００３２】また、タップ値Ｃk は、図３で示されるよ
うに、スピーカ１４、マイクロホーン１５の設置位置お
よびＤ／Ａ１３やスピーカの特性が決まれば決定され
る。したがって、最初の入力パルスがタップ番号ｋであ
るときの式（６）の右辺を予め計算し、第ｋ番目のタッ
プ値ＣＯ（ｋ）を ＣＯ（ｋ）＝＜ｉ＝ｋ，ｋ−２＞ΣＣi …（７） アドレスｋ番のメモリに記録しておくことにより加算処
理が不要となる。 【００３３】つぎに、図２を参照して、タップ数切替部
３、適応フィルタ４、伝達特性補償部５およびタップ値
更新部６の動作を説明する。図２は具体例である。伝達
特性補償部５はメモリ５１で構成され、式（７）で示し
たｋ番アドレスには式（７）のＣＯ（ｋ）の値が格納さ
れている。 【００３４】タップ数切替部３はＭＯＤ（Ｉ）回路３１
で構成される。タップ値更新部６はアドレス発生回路６
１、加算器６２および６６、ＭＯＤ（Ｉ）回路６３、乗
算回路６４および６５で構成される。また、適応フィル
タ４はカウンタ４１、微分回路４２、アドレス発生回路
４３、メモリ４４および加算回路４５で構成される。
ＭＯＤ（Ｉ）回路３１および６３のＩはパルス間隔検出
回路２より与えられる。 【００３５】カウンタ４１は同期パルス発生回路１で発
生するパルスを微分回路４２で微分してリセットされ、
０よりＩ−１のカウント値で繰返えされる。アドレス発
生回路４３では、カウンタ４１のカウント値に対応する
アドレス信号を発生する。このアドレスは式（５）の＜
ｉ＝Ｋ1 ，Ｋ2 ＞に対応するものであるが、前述したよ
うに同期パルス発生回路１より発生するパルスのパルス
幅は１サンプリングとしたのでＫ1 ＝Ｋ2 となる。 【００３６】ＭＯＤ（Ｉ）回路３１はアドレス発生回路
４３で発生したデータ値をＩを法とする数に変換し、メ
モリ４４のアドレスとして送出する。すなわち、ＭＯＤ
（Ｉ）回路は、例えばＩを３０とするならば、データ値
が３０ならば０、３１ならば１、逆に−１ならば２９、
−２ならば２８を出力する。 【００３７】メモリ４４ではアドレスに対応するデータ
値（タップ値）が読出され、加算回路４５で加算して出
力する。すなわち、加算回路４５では式（５）の加算を
行ってｙ（ｎ）を出力する。更に具体的に適応フィルタ
４での出力値ｙ（ｎ）の算出を、図６で示した従来例の
構成で対比して説明すると、遅延素子７０には同期パル
ス発生回路１より同期パルスｐ（ｔ）が入力されて伝播
される。 【００３８】図２で示すカウンタ４１のカウント値は、
同期パルスｐ（ｔ）が存在する素子番号ｋに対応する。 【００３９】したがって、加算回路４５より出力される
出力値ｙ（ｎ）は、図６で示す適応フィルタのタップ値
ｗ0 よりｗZ をｗI で打切り、ＷkIよりＷk2のタップ値
を加算したと同じ演算を行なわせている。入力パルスｐ
（ｔ）のパルス幅が１サンプリングである場合は、ＷkI
が出力ｙ（ｎ）となるので、加算回路４５は不要とな
る。加算回路４５でｙ（ｎ）の算出が終了するとタップ
値メモリ４４に格納されているタップ値の更新を開始す
る。 【００４０】アドレス発生回路６１は、カウンタ４１よ
り出力されるカウント値が変化すると、式（７）で示し
たｋに対応する０よりＪのアドレス信号を時分割で発生
させる。アドレス発生回路６１で発生したアドレス信号
をアドレスとしてメモリ５１より伝達特性ＨＣk が読出
され、乗算器６５に入力され、μ・ｅ（ｎ）・ＣＯ
（ｋ）なる演算出力を得る。 【００４１】一方、アドレス発生回路６１より発生した
アドレス信号は加算器６２でカウンタ４１のカウント値
より減算されてＭＯＤ（Ｉ）回路６３に入力される。Ｍ
ＯＤ（Ｉ）回路６３の出力はタップ値が格納されている
メモリ４４にアドレス信号として供給され、タップ値Ｗ
k （ｎ）が読出され、加算回路６６に入力される。 【００４２】加算回路６６では、乗算回路６５より出力
と減算され、 Ｗk （ｎ＋１）＝Ｗk （ｎ）−μ・ｅ（ｎ）・ＣＯ（ｋ） …（９） なるタップ値Ｗk （ｎ＋１）がｋなるアドレスのメモリ
４４に格納されて、タップ値を更新する。 【００４３】タップ値の更新は、アドレス発生回路６１
で０よりＪのアドレスが発生されるため、カウンタ４１
のカウント値をｋとすると、ｋよりｋ−Ｊに対応するア
ドレスのメモリ４４のデータが更新される。すなわち、
図４に示すように、図６の従来例で示す適応フィルタの
タップＷk よりＷk-J の更新が行なわれる。 【００４４】以上説明した適応フィルタ４のタップ値の
更新は、カウンタ４１での計数値Ｉ、すなわち、適応フ
ィルタ４の動作タップ数Ｉが、伝達特性補償部５のタッ
プ数Ｊより大なるとき良好な騒音低減効果を得ることが
できる。適応フィルタ４の動作タップ数Ｉが、伝達特性
補償部５のタップ数Ｊより小となると、出力ｙ（ｎ）の
波形に高調波歪が発生して騒音の低減効果を悪くする。 【００４５】伝達特性打切部１７は、この高調波歪を発
生させないようにしたものであり、パルス間隔検出回路
２で検出されるＩとアドレス発生回路６１で発生するア
ドレス値とを比較し、アドレス発生回路６１で発生する
アドレスがＩとなったとき、それ以後のアドレスの発生
を打切らせる。 【００４６】このように、伝達特性補償のタップ数を適
応フィルタの動作タップ数と等しいタップ数で打切って
適応フィルタのタップ値を更新することにより、不必要
な伝達特性の補償が行なわれなくなり、高調波歪が発生
しなくなる。なお実施例では、スピーカおよびマイクロ
ホーンが各々１個の場合について説明したが、これらが
複数個設置された場合の騒音低減装置にも適用すること
ができる。以上、本発明の一実施例について説明した
が、本発明はこの実施例に限定されるものではなく、そ
の発明の主旨に従った各種変形が可能である。 【００４７】 【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次
の諸効果が得られる。以上のように、騒音の周期に同期
したパルスを発生させて適応フィルタに入力し、適応フ
ィルタのタップ付遅延線のタップ数を、入力したパルス
の間隔に等しい遅延量となるタップ数で打切り、また、
伝達特性のタップ数を適応フィルタの動作タップ数で打
切るようにさせたので、適応フィルタでの演算処理回数
を大幅に低減させることができると共に、簡易な装置構
成で良好な騒音低減効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】同実施例のタップ数切替部、適応フィルタ、伝
達特性補償部およびタップ値更新部の具体例である。 【図３】伝達特性補償部のタップ値の具体例である。 【図４】適応フィルタのタップ値更新説明図である。 【図５】従来例の構成図である。 【図６】従来例の適応フィルタおよびタップ値更新部の
構成図である。 【図７】従来例の伝達特性補償部の構成図である。 【符号の説明】 １ 同期パルス発生回路 ２ パルス間隔検出回路 ３ タップ数切替部 ４，７ 適応フィルタ ５，８ 伝達特性補償部 ６，９ タップ値更新部 １１ ピックアップ回路 １７ 伝達特性打切部 １２，１６ アナログディジタル変換器 １３ ディジタルアナログ変換器 １４ スピーカ ３１，６３ ＭＯＤ（Ｉ）回路 ４１ カウンタ ４２ 微分回路 ４３，６１ アドレス発生回路 ４４，５１ メモリ ４５，６２，６５，７２，８２，９３ 加算回路 ６４，６５，９１，９２ 乗算器
達特性補償部およびタップ値更新部の具体例である。 【図３】伝達特性補償部のタップ値の具体例である。 【図４】適応フィルタのタップ値更新説明図である。 【図５】従来例の構成図である。 【図６】従来例の適応フィルタおよびタップ値更新部の
構成図である。 【図７】従来例の伝達特性補償部の構成図である。 【符号の説明】 １ 同期パルス発生回路 ２ パルス間隔検出回路 ３ タップ数切替部 ４，７ 適応フィルタ ５，８ 伝達特性補償部 ６，９ タップ値更新部 １１ ピックアップ回路 １７ 伝達特性打切部 １２，１６ アナログディジタル変換器 １３ ディジタルアナログ変換器 １４ スピーカ ３１，６３ ＭＯＤ（Ｉ）回路 ４１ カウンタ ４２ 微分回路 ４３，６１ アドレス発生回路 ４４，５１ メモリ ４５，６２，６５，７２，８２，９３ 加算回路 ６４，６５，９１，９２ 乗算器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 柴田 英司
東京都新宿区西新宿一丁目７番２号 富
士重工業株式会社内
(72)発明者 野原 学
埼玉県川越市大字山田字西町25番地１
パイオニア株式会社 川越工場内
(56)参考文献 特開 平５−11783（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G10K 11/178
B60R 11/02
F01N 1/00
H03H 17/02 601
H03H 21/00
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 マイクロホーンに入力される騒音を低減
させる信号を発生する適応フィルタのタップ値を、前記
マイクロホーンよりの出力と前記適応フィルタで発生し
た信号が前記マイクロホーンに到達するまでの伝達特性
を補償する信号とにより適応制御して前記マイクロホー
ンよりの騒音信号を低減するようにした騒音低減装置に
おいて、 前記適応フィルタで発生する信号および前記伝達特性を
補償する信号を発生させるための騒音の周期に同期した
パルスを発生させる同期パルス発生回路と、 前記同期パルス発生回路で発生したパルスの発生間隔を
検出するパルス間隔検出回路と、 前記パルス間隔検出回路で検出された間隔に等しくなる
ように前記適応フィルタのタップ付遅延線の遅延量とな
るタップ数に切替えるタップ数切替部と、 前記伝達特性を補償するデータ値が前記適応フィルタの
動作タップ数より大となった場合、適応フィルタのタッ
プ数で打切る伝達特性打切部と、を備えたことを特徴と
する騒音低減装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33471093A JP3419866B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | 騒音低減装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33471093A JP3419866B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | 騒音低減装置 |
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|---|---|
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Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33471093A Expired - Fee Related JP3419866B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | 騒音低減装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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|---|---|---|---|---|
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-
1993
- 1993-12-28 JP JP33471093A patent/JP3419866B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPH07199962A (ja) | 1995-08-04 |
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