WO1987006780A1 - Brushless dc motor - Google Patents

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WO1987006780A1
WO1987006780A1 PCT/JP1986/000207 JP8600207W WO8706780A1 WO 1987006780 A1 WO1987006780 A1 WO 1987006780A1 JP 8600207 W JP8600207 W JP 8600207W WO 8706780 A1 WO8706780 A1 WO 8706780A1
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filter
signal
terminal
output
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PCT/JP1986/000207
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French (fr)
Inventor
Makoto Gotoh
Kouji Hamaoka
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Matsushita Refrigeration Company
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/188—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using the voltage difference between the windings
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
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    • H02P6/20—Arrangements for starting
    • H02P6/21—Open loop start

Definitions

  • the present invention relates to a brushless DC motor used as a drive source for a refrigerant compressor or a blower of a refrigeration system.
  • Fig. 1 shows a configuration example of a conventional brushless DC motor.
  • the present invention uses the terminal voltage appearing at the input / output terminal of the current to the three-phase coil to perform position detection, thereby using one dedicated position detecting element.
  • the present invention can perform a stable position detection operation using the terminal voltage appearing at the input / output terminal of the current to the three-phase coil.
  • the brushless DC motor of the present invention includes a rotor having N sets (N is an integer) of magnetic pole pairs constituted by permanent magnets, and a three-phase rotor linked with the field to magnetic flux of the motor.
  • a first drive transistor group forming a current path from the DC power supply to the three-phase coil; and a second drive transistor group forming a current return path from the three-phase coil to the DC power supply.
  • a first diode existing substantially in parallel between an input terminal and an output terminal of the first drive transistor.
  • Position detecting means for detecting a terminal voltage of an output terminal to generate a control signal; detecting means; and the first driving transistor and the second driving transistor based on a control signal of the position detecting means.
  • Switching drive means for outputting a switching signal for the coil and switching the current to the coil in order) to energize the coil, wherein the position detecting means comprises three types of terminal voltages for each terminal of the coil. Creates three types of composite signals from these smoothed signals, compares the smoothed signal with the composite signal to produce an output signal, and uses this signal as a control signal for the position 5 detection means.
  • the first drive transistor and the second drive transistor The current supply state of the second drive transistor is switched and controlled.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional brushless DC motor startup circuit
  • FIG. 2 is a block diagram showing a startup circuit of the brushless DC motor of the present invention
  • FIG. FIG. 4 is a circuit diagram showing a specific configuration of the selection switch shown in FIG. 2
  • FIG. 8 is a block diagram showing a starting circuit of a brushless DC motor showing a second embodiment of the present invention
  • FIG. FIG. 9 is a diagram showing a specific configuration of the detection signal amplifier of FIG. 8
  • FIG. 10 is a diagram showing a specific configuration of the position detection unit of FIG. 8
  • FIGS. 8A and 8B are waveform diagrams for explaining the operation of the embodiment of FIG. 8
  • FIGS. 12A and 12B are waveform diagrams for explaining the operation of the embodiment of FIG.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a starting circuit of a brushless DC motor showing the embodiment of the present invention
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a specific configuration of the position detecting section of FIG.
  • FIG. 2 shows a first embodiment of the present invention.
  • 21 is a DC power source
  • 22 is a rotor
  • 23a, 23b, and 23C are three-phase coils
  • 24a, 24, and 24C are primary coils.
  • the driving transistor, 25a, 25, 25c is a second driving transistor
  • 26a, 26 b and 26 C are the first diode
  • 28 is the position detecting means
  • 29 is the switching drive
  • the starting accelerator It It is composed of 3 O and selection switch 31.
  • the rotor 22 with one magnetic pole pair consisting of N pole and S pole composed of permanent magnets links the field magnetic flux to the three-phase coils 23a, 23b, and 23C. .
  • N-channel vertical power M 0 S The first drive transistor 24a, which is made up of a field-effect transistor (FET) 24a 24 b, and 2c. The current paths to the three-phase coils 23a, 23, and 23C have been switched].
  • the N-channel vertical power M0S switches the conduction state of the second drive transistors 25, 25 1) and 250, which consist of a field-effect transistor (FET).
  • FET field-effect transistor
  • the first diodes 26a, 26b, and 26C are inverted substantially in parallel with the input and output terminals of the first drive transistors 24a, 24b, and 24C. Directionally connected.
  • the second da I Hauts de 2 ⁇ a substantially parallel to the input and output terminals, 2 T b, 270 is connected in the reverse direction.
  • Coil le 2 3 input and output current to a terminal 3 2 is connected to the connection point of the first driving preparative La Njisuta 2 4 a and the second driving preparative La Njisuta 2 5 a, the first Daio de 2 6 a is connected between the first driving preparative La Njisuta 2 4 urchin by comprising in parallel a first terminal 3 2 and the DC power source 2 1 of the positive electrode side, a second die Hauts de The second terminal a is connected between the negative terminal of the DC power source 21 and the first terminal 32 so as to be parallel to the second driving transistor 25a.
  • input and output terminals 3 3 (second terminal) of the current to Coil Le 23b is connected to the connection point of the first driving preparative lunge Star 2 4 b and second drive preparative La Njisuta 2 5 b
  • the first diode 26 b is connected between the second terminal 33 and the positive electrode of the DC power supply 1 so as to be in parallel with the first driving transistor 24 b
  • the second diode 26 b is connected in parallel with the first driving transistor 24 b
  • the diode 27 b is connected between the negative terminal of the DC power supply 21 and the second terminal 33 so as to be in parallel with the second drive transistor 25 b.
  • the current input / output terminal 34 ( third terminal) of the coil 23 C is connected to the connection point between the first drive transistor 24 C and the second drive transistor 25 C.
  • the first die Hauts de 2 6 C is connected between the first driving preparative La Njisuta 2 4 and by Uni C terminal made in parallel to the C of the DC power source 2 1 positive electrode side, a second da I O
  • the lead 27C is connected between the negative terminal of the DC power supply 21 and the third terminal 34 so as to be in parallel with the second drive transistor 25C.
  • V a, V b, and V c are input to the position detecting means 28.
  • the terminal 22 is rotating at a predetermined speed or more, the terminal voltage V a,
  • V b and V c appear in the back electromotive force], and the position detecting means 28 ⁇ 0—
  • the position detecting means 28 includes filters 11 1, 12 1, 13 1 to which the terminal voltages V a, V b, and VC are inputted to generate a smoothed signal, and a filter 11 1 1, 1, 1, 2, 1, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1, 2, 1 4 It is composed of comparing means 1 19, 1 2 9 and 1 3 9 for comparing the signals from 38 and 14 O (the specific configuration of this position detecting means 2 S is shown in Fig. 3).
  • the terminal voltage V is the first full Lee torque 1 1 1 first off i filter 1 1 1 c, which is input to the integration circuit 1 1 4 and the bar Tsu off ⁇ circuit 1 1 5 It is configured by series connection and has substantially the first-order integration characteristic
  • the integration circuit 1 14 is composed of a resistor 1 12 and a capacitor 1 13. As a result, the terminal signal Va is integrated, and a smoothed output signal F 1 is obtained.
  • the terminal voltage Vb is input to the second filter 12 1 .
  • the second filter 12 1 is connected to the integration circuit 12 4 and the buffer circuit 12 5. made by connexion configured in series connection, are by sea urchin with a substantially first order integral characteristic.
  • the integrating circuit 1 2 4 consists in the resistance 1 2 2 and co emissions de capacitors 1 2 3 As a result, a smoothed output signal F 2 is obtained by integrating the terminal voltage V b. Similarly, the terminal voltage VC is input to the third filter 13 1. off Lee torque 1 3 1 is integral circuit of
  • Integrating circuit 1 3 4 are constituted by resistors 1 3 2 and capacitor 1 3 3. So As a result, a smoothed output signal F 3 is obtained by integrating the terminal voltage VC 0
  • the first combining means 1 1 8 synthesizes a first off I filter 1 1 1 of the output signal B "1 and the second full I filter 1 2 1 of the output signal F 2, to obtain a composite signal & 1
  • the composite signal G 1 is
  • G 1 (R 2-F 1-
  • the third combining means 13 8 combines the output signal F 3 of the third filter 13 with the output signal F 1 of the first filter 11 1 to obtain a combined signal & 3. ing.
  • the composite signal & 3 is
  • the first comparing means 1 19 compares the output signal & 1 of the first combining means 118 with the output signal (J 4) of the fourth combining means 14 O and obtains a digital signal according to the magnitude relation.
  • the second comparison means 1 2 9 compares the output signal 2 and the fourth synthesizing means 1 4 O output signal & 4 of the second combining means 1 2 8, the magnitude relationship Interested di digital signal D 2 was depending on.
  • the switching drive unit 29 includes a start-up accelerator 30 and a selection switching unit 31.
  • the starting accelerator 3 O stops the rotor 22 • Starts from the current state to a predetermined speed ⁇ Pulse signal for acceleration
  • One of the pulse signals L 1, L 2, and 5 L 3 of D 1, D 2, D 3 and the accelerator 3 O is selected, and the selected signal is used.] 9 First drive transistor And a switching signal for the second driving transistor.
  • FIG. 4 shows a specific configuration example of the selection switch 31.
  • Start 'command signal H is "L”
  • the start command signal is input via the inverter circuit 201 and its output is “H” and 3 ⁇ 4]), while the outputs of the AND circuits 205, 2 O 6 and 2 O 7 are “L”.
  • the outputs of the OR circuits 211, 211, and 211 are signals D1, D2, and D3.
  • the pulse signals J 1, J 2, J 3, J 4, J 5, and J 6 are respectively a first driving transistor 24 a, 2 b, 24 c and a second driving transistor. 25a, 25, and 25c are supplied as dynamic signals (amplifiers 231, 2332, 2333, 2334, 2335, and 2336 are isolated). Function or potential conversion function).
  • a three-phase current is supplied to 2 3 & , 2 3 1), and 2 30 in the order of the first terminal 32, the second terminal 33, and the third terminal 34.
  • a spike voltage is generated at each terminal, and the magnetic energy stored in the coil is transferred to the first diode 26a, 26b, 26C or the second diode.
  • the power is regenerated to DC power supply 1 through diodes 27a, 2T, and 27C.
  • the terminal voltages Va, Vb, and Vc are the first filter 11 1, the second filter 12 1, and the third filter 1 of the position detecting means 28.
  • the smoothed three-phase signals F1, F2, and F3 are obtained as shown in FIGS. 5 (d), (e), and (f).
  • An output signal F 1 of the first full I filter 1 1 1 second off I filter 1 2 1 output signal F 2 is synthesized in a first combining means 1 1 8 ((2)), .
  • FIG. 5 (g) shows the waveform of the combined signal & 1
  • FIG. 4 shows the output signal D1 of the first comparing means 1 19.
  • FIG. Output signal The signal and the output signal 0.4 of the fourth synthesizing means 14 O are compared by the second comparison means 129 to obtain the output signal D 2 shown in FIG. 5 (i).
  • Output signal D3 is obtained.
  • Output signals D 1, D 2, and D 3 of the first, second, and third comparison means 11 19, 12 9, and 13 9 are three-phase digital signals, and are sent to the switching drive unit 29 as control signals. Is entered.
  • the selection switch 31 sends the control signal of the position detection means 28
  • the first drive transistors 24a, 2, 24C and the second drive transistors 25a, 25, 25C are changed from the above-mentioned state (1) to state (2). Perform the switching operation of the current path of (Ref.). As a result, the rotor 22 is continuously driven to rotate in the predetermined direction.
  • the starting accelerator 3O of the switching drive unit 29 sets the starting command signal H to "H” and outputs low-frequency three- phase pulse signals L1, L2, and L3. Based on the pulse signals L 1, L 2, and L 3, the selection switch 31 outputs (the six-phase pulse signals J 1 to J 6 according to the equations (G) to (L)), and the first drive transistor The transistors 24a, 24b, and 24C and the second driving transistors 252L, 25b, and 25C are sequentially switched from the above-mentioned states (1) to (4). Result, rotor
  • the start command signal H of the start accelerator 3 O changes to “L” D, and the control signals D 1, D 2, and D 3 of the position detecting means 28 are used. detecting a connexion first drive preparative run-register and the second rotational speed of the drive preparative La switching signals J 1 ⁇ J 6 of emissions register is issued created (start accelerator 3 O Gallo over data 2 2, a predetermined speed According to the above, the start command signal H may be set to "L".
  • a means 1 2 9 a third comparison of issuing the third create a third de-digital signal substantially compare the output signal and the output signal of the fourth combining means 1 4 O combining means 1 3 8 If the position detecting means 2 & is constituted by the means 13 39, an accurate position detecting operation can be performed with a simple structure. This will be described in more detail.
  • the rotation speed of the brushless DC motor of this embodiment can be controlled at a variable speed.
  • the terminal voltages V, Vb, and Vc change when the motor rotation speed is changed.
  • DC output is applied to the filter output signals F1, F2, and F3.
  • a change in position occurs. So, for example, compare the signals F 1, F2, F 3 with the reference DC voltage and cut off the current path? If it is changed, the change point of the output signals D 1, D 2, D 3 of the comparison means will be greatly deviated from the ideal switching position of the current path (the switching position where the maximum acceleration torque is obtained). . As a result, the rotational driving operation of the motor is disturbed, and normal rotation cannot be performed.
  • the output signals F 1, F 2, F 3 of the filters 11 1, 12 1, 13 1 are changed.
  • DC potentials all change in the same way. Accordingly, the DC potentials of the output signals & 1, 0 ⁇ 2, & 3, and 0.4 of the combining means 118, 128, 138, and 140 also change in the same manner. Therefore, the output signals D 1, D 2, and D 3 of the comparing means 1 19, 12 9, and 13 9 are ⁇ , accurate 3 ⁇ 4 position detection signals D 1, D 2 irrespective of the change in the voltage value of the DC power supply 1. , D 3 can be obtained.
  • the brushless DC motor of the present embodiment has the following advantages. As shown in Figs. 5 (a), (b), and (c), a spike voltage is generated at the terminal voltages, Vb, and Vc at the time of switching of the current path. Due to this spike voltage, the phases of the output signals F 1, F 2, and F 3 of the filters 11 1 , 12 1, and 13 1 move in the leading direction (relative to the back electromotive force). So, for example, the signal If the current path is switched at the zero cross point of F1, F2, and F3 (the point at which the reference DC voltage value is reached), the timing of switching will all advance. In particular, when the load torque increases, the position detection progresses greatly, causing a fatal problem that the motor loses synchronism and stops.
  • the switching point of the current path also advances, and the current appearing at the terminal voltages V Va, V b, and V c
  • the voltage drop and spike voltage of the coil are advanced, that is, the output of the filter that leads the terminal voltages EEa, Vb, and Vc of the coil (voltage drop due to current and spike voltage) Advance of signals F 1, F 2, F 3
  • Position detecting means 2 S control signals D 1, D 2, a switching signal D 3 of advances Setsu conversion drive unit 2 9 J 1 ⁇ J 6 of leading current path switched with the advance a of, V b, the process proceeds to V c
  • the positive feedback loop is formed, and when the load torque is large, the influence of the positive feedback loop is large, and the position detection operation and the rotation drive operation become unstable, and the It turned out to be key.
  • a first combining means 1 1 8 and the second combining means 1 2 8 the mixing ratio of the third combining means 1 3 8 Appropriate selection compensates for the phase advance due to the spike voltage in advance.
  • the output signal & 1 of the first synthetic hand stage 1 1 8 the first full I filter 1 1 1 also the output signal P "1 it may also (and 3 6 ⁇ times one period of the signal F 1) 1 5 degrees delay Ri of-first digital signal D 1 change point delayed (: ⁇ the back EMF Then).
  • the output signal & 3 of the third combining means 1 38 is equal to the third filter.
  • the synthesis is performed. Filter the signals & 1, & 2 and & 3 from the output signals F1, F2, F3 of the filters 111, 121, 131! ) Also from the predetermined phase (5 ° 2 5 ° between) it is easy to delay, switching ⁇ phase current path is substantially equal to the ideal switching ⁇ phase.
  • the first diodes 26a, 26b, and 26C are connected in parallel with 24C
  • the second diodes are connected in parallel with the second drive transistors, 25, and 25C.
  • the forces connecting the diodes 27a, 27b, 27C; these first diodes-the second diodes- are the vertical pads of the N-channel 5. It may be replaced by a parasitic diode existing between the drain and the source of the M0S field effect transistor. Needless to say, the present invention is also applied to such a case.
  • one or both of the first drive transistor and the second drive transistor may be driven.
  • -It may be replaced by a io-shaped transistor.
  • the activation accelerator 3 O or selection ⁇ exchanger 3 1 the logical switching drive unit 2 9 in the illustrated embodiments Mai click Russia co Npyu - contained rather it may also be realized I by the motor, the present invention Needless to say.
  • the three-phase coils are connected in a star shape.
  • the motor rotation speed may be controlled at a variable speed.
  • various changes can be made without changing the gist of the present invention.
  • the first combining means 1 18 combines the output signal F2 of the second filter 12 1 and the output signal F 3 of the third filter 13 1 to generate a combined signal & 1
  • the resistance values of resistors 1 16 and 1 17 are R 1, R 2 ⁇ , the composite signal G 1
  • the second combining means 1 2 S combines the output signal F 3 and the output signal F 1 of the first full Lee torque 1 1 1 of the third full I filter 131 to obtain a combined signal & 2 I have.
  • the composite signal (J 2 is
  • the third combining means 1 3 S synthesizes a first off I filter 1 1 1 of the output signal F 1 and a second filter 1 2 1 of the output signal F 2, to obtain a composite signal G 3 ing.
  • the composite signal G 3 is
  • G 3 C R 2 «F 1 + R 1-F 2) / C R 1 + R 2)
  • D 2 w H "(high potential) and Ruru.
  • the terminal voltages Va, Vb, and Vc correspond to the first filter 11 1, the second filter 12 1, and the third filter 1 of the position detecting means 28.
  • 3 1 O connection is smoothed, the ⁇ view (d), (e), ( is shown 3 ⁇ 4
  • the second' 5 of full I filter 1 2 1 of the output signal F 2 and the third full I filter 1 3 1 of the output signal F 3 are combined by the first combining means 1 1 8 ((expression).
  • Go growth signals & 1 When the first off I filter 1 1 1 of the output signal F 1 is compared in a first comparison means 1 1 9.
  • D 3 is 3 ⁇ 4 a digital signal of three phases) are input to the switching drive unit 1 2 as a control signal.
  • the selection switch 3 1 outputs the control signal of the position detecting means 2 S.
  • J1 to J6 are 6-phase pulse signals.
  • the signals J 1, J 2, and J 3 of the switching drive unit 29 are supplied as switching signals for the —th driving transistors 24 a, 24 b, and 24 C, respectively, and the signals J 4, J 5, J 6 is subjected fed as a second driving preparative La Njisuta 2 5 a, 2 5 b, 25 a switching signal C, respectively. Therefore,
  • the first driving transistors 24a, 2, 24C and the second driving transistors 25a, 25, 25C are changed from the above-mentioned state (1) to state (2). (See Reference).
  • the rotor 22 is continuously driven to rotate in the predetermined direction.
  • Start accelerator 3 O switching drive unit 2 9, and the "H ,, a start command signal H, and outputs a pulse signal L 1, L 2, L 3 of the three-phase low-frequency '.
  • Selection switch 3 1 outputs six-phase pulse signals J 1 to J 6 according to the equations (G) to (L) based on the pulse signals L 1 , L 2, and L 3, and outputs the first drive transistor 2 4 a, 24 b, 24 C and the second drive transistor 25 a, 25, 25 C are sequentially switched from the above-mentioned state (1) to state (2).
  • 22 is started and accelerated like a pulse motor or a low-frequency synchronous motor, and by gradually increasing the frequency of the pulse signals L 1, L 2 and L 3 of the start accelerator 3 O.
  • start command signal H of the start accelerator 3 O is change to "L"]
  • a position detecting means 2 8 control Signals D 1, D 2, first drive preparative La Njisuta and second drive preparative La switching signals J 1 ⁇ J 6 of Njisuta in One by the D 3 is created] issued (start accelerator 3 O is rotor 22
  • the start command signal H may be set to "L” when the rotation speed is detected and the speed exceeds a predetermined speed.
  • the composite ratio of the output signal F 1 of the filter 11 1 is Q 2: W 2, Q 2 and W 2 are not used.
  • reference numeral 35 denotes a current detection unit, which is a three-phase coil 23a,
  • the current detecting section 35 is a current detecting resistor having a very small resistance value.
  • FIG. 9 shows a specific configuration example of the detection signal amplifier 38.
  • the detection signal Vd is filtered and smoothed out of the high frequency ripple by the resistor 301 and the port of the capacitor 302 to pass through the operational amplifier 300 and the resistors 304 and 305. Therefore, it is non-inverted and amplified. As a result, an amplified signal K of the detection signal Vd is output.
  • FIG. 10 shows a specific configuration example of the position detecting means 28 in the configuration of FIG.
  • 1 OO is a control signal generation means, the first synthesis means 1 1 8 and the second Combining means 1 2 8 and third combining means 1 3 8 and first comparing means
  • the output signal K of the current detection section 35 is a predetermined voltage value of the reference voltage source 15 1 of the composite ratio variable device 150! ) Is smaller, the output signal M of the comparator 15 2 of the composite ratio variable device 150 is “L” (low potential)], and the output signal K of the current detector 35 is the predetermined voltage of the reference voltage source 15 1.
  • the output signal M of the comparator 152 of the composite ratio variable device 15O reaches "H" (high potential).
  • the first combining means 1 1 9 combined with the second output signal F2 of the filter 1 2 1 a third full I filter 1 3 1 of the output signal F 3, to obtain a 'synthetic signal G1.
  • the output signal M of the combining ratio variable device 150 is "L"
  • the analog switch 110 is open.
  • the composite signal & 1 is determined by the resistors 1 16 and 1 17.
  • the resistance values of the resistors 1 16 and 11 are R 1 and R 2 respectively, the composite signal G 1 is
  • G- 1 O. 1 18 ⁇ F 2 + O. 882 ⁇ F 3 (14).
  • the second combining means 1 2 8 synthesizes an output signal F 1 of the third full Lee torque 1 3 1 of the output signal F 3 and the first off I filter 1 '1 1, the synthetic signal & Have got two.
  • combining ratio changer 1 output signal M of the SO is "the L ,
  • the analog scan I Tutsis 1 2 0 are open.
  • the combined signal 0-2 is determined by the resistance 1 2 6 1 2 ⁇ .
  • the resistance values of the resistors 126 and 127 are R 1 and R 2, respectively, the composite signal G 2 becomes
  • the third combining means 1 3 8 synthesizes a first off I filter 1 1 1 of the output signal F 1 and the second full I filter 1 2 1 of the output signal F 2,
  • the composite signal & 3 has been obtained.
  • the output signal M of the composite ratio variable device 1 SO is “L”
  • the analog switch 130 is open.
  • the composite signal & 3 is determined by the resistors 13 6 and 13 7.
  • the resistance values of the resistors 13 6 and 13 7 are R 1 and R 2 respectively, the composite signal & 3 is
  • G 3 (R 2 «F 1 + R 1 ' ⁇ 2) / ( ⁇ ⁇ - ⁇ 2)
  • the first comparing means 1 1 9 compares the output signal & 1 of the first full I filter 1 1 1 of the output signal 5 "1 and the first combining means 1 1 8, Di corresponding to the magnitude relationship
  • the second comparison means 1 2 9 compares the output signal & 2 of the second full I filter 1 2 1 of the output signal F 2 and the second combining means 1 2 8
  • the third comparing means 13 9 outputs the output signal F 3 of the third filter 13 1 and the third combined signal.
  • the output signals D 1, D 2, D 3 of the comparing means 11 19, 12 9, 13 9 are input to the switching drive unit 29 as control signals of the position detecting means 28.
  • the switching drive unit 29 includes a start-up accelerator 30 and a selection switching unit 31.
  • the starting accelerator 3 O is a pulse signal for starting and accelerating the rotor 22 from a stopped state to a predetermined speed.
  • the selected 1 ⁇ 2J converter 31 sends the control signals D 1, D 2, D 3 of the position detecting means 28 and the pulse signals L 1, L 2, L 3 of the start accelerator 30. Is selected, and the switching signals J 1, J 2, J 3, J 4, J 5, of the first driving transistor and the second driving transistor are selected by the selected signal. J6 is being created.
  • Comparison means ⁇ 11 19, 12 9, and 139 compare the synthesized signal & 1 .GS Z 'GS with the output signals F 1, F 2, and F 3 of the filters 11 1, 121, and 13 1, respectively. And outputs three-phase control signals D 1, D 2 and D 3.
  • the supply current to Koiru is also rather large by a predetermined value
  • the current detection unit 35 and the combining ratio changer 1 5 output signal F 1 of O full I filter me by the operation of, F 2 , F 3 to the control signals D 1, D 2, D 3 are delayed, and the phase is advanced by the above-described spike voltage.
  • the brushless DC motor of the present embodiment is compensated for so that the rotational drive operation of the brushless DC motor does not become unstable.
  • the phase advance due to the spike voltage can be compensated in advance by appropriately selecting the combining ratio of the combining means. That is, the second mixing ratio of the full I filter 1 2 1 of the output signal 'F 2 and the third full I filter 1 3 1 of the output signal F 3 at the output signal & 1 of the first combining means 1 1 8
  • Q 1 : W 1, Q 1 ⁇ 1 is set, and the output signal F 3 of the third filter 13 1 in the output signal G 2 of the second synthesizing means 128 and the first signal F 3
  • the phase of the road switching timing can be delayed.
  • Q1: W1 4:
  • FIG. 13 a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 13 and 14.
  • FIG. 13 a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 13 and 14.
  • 1 SO is a composite ratio variable unit of the control signal generator 100 .
  • the composite ratio variable device 150 to which the start command signal H is input uses the falling edge of the signal H as a trigger signal at the edge (the moment when the potential changes from “H” (high potential) to “L” (low potential)). It is composed of a stabilizer circuit 156 and an OR circuit 155. Monostable circuit In the case of 156, the falling edge of the signal H outputs the pulse signal of "H” for the required time from the edge. Therefore, the output signal M of the OR circuit 157 is a signal that holds “H” for a required time after the start command signal H changes from “H” to “L”.
  • the first combining means 1 1 8 synthesizes a second full Note1 1 2 1 of the output signal P "2 and the third full I filter 1 3 1 of the output signal F 3, obtaining a synthetic signal & 1
  • the analog switch 11 O is open when the output signal M of the combining ratio variable device 150 is “L.” At this time, the combining signal G ”1 is connected to the resistors 1 16 and 1 1 1 Determined by 7. Also, when the output signal M of the combining ratio variable modulator 1 SO is “H”, the analog switch 110 is closed. If the combined signal at this time is, is determined by the resistors 1 16, 1 17 and 1 53.
  • the second combining means 1 28 combines the output signal F 3 of the third filter 13 1 with the output signal F 1 of the first filter 11 1 to generate a combined signal G 2 Have gained.
  • the analog switch 120 is open.
  • the composite signal & 2 is determined by the resistors 126 and 127.
  • the analog switch 12 O is closed. If the combined signal at this time is & 2 / , it is determined by resistors 126, 127 and 154.
  • the third combining means 1338 combines the output signal ⁇ " 1 of the first filter 111 with the output signal F2 of the second filter 121, and
  • the analog switch 130 is open, and the composite signal & 3 is connected to the resistors 13 6 and 13 7 It is decided.
  • the analog switch 130 is closed. Assuming that the combined signal at this time is, it is determined by resistors 13 6, 13 7 and 15 5.
  • the operation of the third embodiment is the same as the operation of the second embodiment! ), The description of which is omitted.
  • the present invention uses the terminal voltage appearing at the input / output terminals of the three-phase coil to perform position detection, so that no special position detection element is used to perform coil position detection.
  • the current path can be switched], making it easy to apply a brushless DC motor to a refrigerant compressor or the like.

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Description

• 明 細 書
発明の名称
ブラシ レス直流モータ
技術分野
5 本発明は冷凍装置の冷媒圧縮機や送風機の駆動源として用い られるブラシ レス直流モータに関するものである。
背景技術
従来のブラ シレス直流モータでは、 3相コ イ ルへの電流路を 切 換えるために 3個以上の位置検出素子を必要としていた。 t o 第1 図に従来のブラシ レス直流モータの構成例を示す。
永久磁石によ つて構成された口ータ 1 の回転位置をホール素子
2 a ， 2 b , 2 cによ って検出し、 その検出信号に応じて処理 回路 3によつて第一の駆動ト ラ ンジスタ 4 a , 4 b ， 4 C と第 二の駆動ト ラ ンジスタ 5 a , 5 b , 5 Cの通電状態を切換制御
15 し、 3相のコ イ ル 6 a , 6 b ， 6 cへの電流路を切換えていた c このよ うに、 位置検出素子としてホール素子 2 , 2 b , 2 c を使用する場合には、 モータの部品点数が多く な 、 配線が繁 雑となるという欠点があった。 さらに、 コ ンプレッ サ用モータ としてこのよ うなブラ シレス直流モ ータを使用する場合には、 0 大電流が流れるためホール素子を高温かつ高圧状態にて使用す ることにな 、 信頼性や寿命が著しく低下していた。
発明の開示
そこで本発明は、 3相のコ イ ルへの電流の入出力端子にあら われる端子電圧を利用して位置検出を行るわせることによ り、 5 専用の位置検出素子を 1 個も使用し いブラ シレス直流モータ • を提供することを目的とする。
また、 本発明は 3相のコ イ ルへの電流の入出力端子に現われ る端子電圧を利用して安定な位置検出動作をおこなわせること ができるので、 位置検出専用の位置検出素子（ ホール素子）が
5 必要でる く、.また、 スパイ ク電圧を含む端子電圧の検出に付随 して生じる不安定現象も回避する。
上記本発明の目的は、 以下の構成によ 達成される。 即ち本 発明のブラシ レス直流モータは、 永久磁石によ )構成された N 組（ Nは整数）の磁極対を有するロータと、 前記口—タの界磁 t o 磁束と鎖交する 3相のコ イ ル群と、 直流電源から前記 3相のコ ィ ルへの電流路を形成する第一の駆動ト ラ ンジスタ群と、 前記 3相のコィルから前記直流電源への電流帰路を形成する第二の 駆動ト ラ ンジスタ群と、 前記第一の駆動ト ラ ンジスタ の入力端 子と出力端子の間に実質的に並列に存在する第一のダイォー ド
1 5 群と、 前記第二の駆動ト ラ ンジスタ の入力端子と.出力端子の間 に実質的に並列に存在する第二のダイォ— ド群と、 前記3相の コィ ルへの電流の入出力端子の端子電圧を検出して制御信号を 発生する位置検.出手段と、 前記位置検出手段の制御信号にもと づいて前記第一の駆動ト ラ ンジスタおよび第二の駆動ト ラ ン ジ 0 スタの切換信号を出力し、 前記コ イ ルへの電流を順番に切 )換 えて通電させる切換駆動手段とを具備し、 前記位置検出手段は 前記コィルの各端子の端子電圧よ それぞれ 3種類の平滑信号 を作]?、 この各平滑信号よ D 3種類の合成信号を作 出し、 平 滑信号と合成信号を比較して出力信号を作 、 この信号を位置 5 検出手段の制御信号として、 前記第一の駆動ト ラ ン ジスタ と第 二の駆動ト ラ ン ジスタの通電状態を切換制御するよ うにしたも のである。
図面の簡単 ¾説明
第 1 図は従来のブラ シレス直流モー タの起動回路図、 第 2図 は本発明のプラシレス直流モータの起動回路を示すプ口 ック図， 第 3図は第 2図の位置検出部の具体的な構成を示す回路図、 第 4図は第 2図の選択切換器の具体的な構成を示す回路図、 第 5 図 a〜 pは第 2図の起動回路の動作を説明するための波形図、 第 6図は位置検出部の他の実施例を示すプロ ック図、 第 7図 a
〜 Pは第 7図の位置検出部の動作を説钥するための波形図、 第 8図は本発明の 2の実施例を示すブラシ レス直流モータの起 動回路を示すプロ ック図、 第 9図は第 8図の検出信号増幅器の 具体的な構成を示す図、 第 1 O図は同第 8図の位置検出部の具 体的 ¾構成を示す図、 第 1 1 図 a〜 pは第 8図の実施例の動作 を説明するための波形図、 第 1 2図 a ， bは第 8図の実施例の 動作を説明するための波形図、 第 1 3図は本発明の第 3の実施 例を示すブラシレス直流モータの起動回路を示すプロ ック図、 第 1 4図は同第 1 3図の位置検出部の具体的な構成を示す回路 図である。
発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第 2図に本発明の第一の実施例を示す。 第 2図に於いて、 2 1 は直流電源、 2 2はロータ、 2 3 a ， 2 3 b ， 2 3 Cは 3 相のコ イ ル 、 2 4 a ， 24 ， 2 4 Cは第一の駆動 ト ラ ン ジス タ、 2 5 a , 2 5 ， 2 5 cは第二の駆動ト ラ ン ジス タ 、 26 a， 26 b , 26 C は第一のダイ オー ド、 2 ァ a , 2 7 b ， 2 了 （3は 第二のダイ オー ド、 2 8は位置検出手段、 2 9は切換駆動部で、 起動加速器 3 Oと選択切換器 3 1 とによ 構成している。
永久磁石によつて構成された 1磁極対の N極と S極を有する ロータ 2 2は、 界磁磁束を 3相のコ イ ル 2 3 a , 2 3 b , 23 C に鎖交させている。 N チ ヤ ン ネルの縦形パ ワー M 0 S電界効果 ト ラ ンジスタ （ F E T )からるる第一の駆動ト ラ ンジスタ 24a 2 4 b , 2 cの通電状態を切換制御することによって、 直流 電源 1 カ ら 3相のコイ ル 2 3 a , 2 3 ， 2 3 Cへの電流路が 切]?換えられている。 同様に、 N チ ャ ン ネルの縦形パ ワ ー M0S 電界効果ト ラ ン ジスタ （ F E T )からなる第二の駆動ト ランジ スタ 2 5 ， 2 5 1) ， 2 5 0の通電状態を切換制御することによって、 3相のコ イ ル 2 3 a ， 2 3 ， 2 3 cから直流電源 1 への電^帰路が切 換えられている。 第一の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 a , 2 4 b , 2 4 Cの電流の入力端子と出力端子に実質的 に並列に第一のダィオー ド 2 6 a , 2 6 b , 2 6 Cが逆方向接 続されている。 また、 第二の駆動ト ラ ンジスタ 2 5 a ， 2 5 b , 2 5 cの電流の.入力端子と出力端子に実質的に並列に第二のダ ィ オー ド 2 ァ a ， 2 T b , 2 7 0が逆方向接続されている。 第 —の駆動 ト ラ ンジスタ 2 4 a , 2 ， 2 4 cおよび第二の駆 動ト ラ ンジスタ 2 5 a ， 2 5 ， 2 5 Cの制御端子への信号を 切換制御することによって、 3相のコ イ ル 2 3 a , 2 3 ， 2 3 Cへの電流を所定の順番に供給している。 ロータ 2 2の界 磁磁束と 3相のコ イ ル 2 3 a , 2 3 ， 2 3 cへの電流によ つ て電磁力が発生し、 ロータ 2 2を所定方向に回転駆動している c コ イ ル 2 3 aへの電流の入出力端子32 (第 1端子 ）は第一 の,駆動ト ラ ンジスタ 2 4 a と第二の駆動ト ラ ンジスタ 2 5 aの 接続点に結線され、 第一のダイォー ド 2 6 aは第一の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 aに並列になるよ うに第 1端子 3 2と直流電源 21 の正極側の間に接続され、 第二のダイ オー ド 2ァ aは第二の駆 動ト ラ ンジスタ 2 5 aに並列になるよ うに直流電源 2 1 の負極 側と第 1端子 32の間に接続されている。 同様に、 コ イ ル 23b への電流の入出力端子 3 3 (第 2端子） は第一の駆動ト ランジ スタ 2 4 b と第二の駆動ト ラ ンジスタ 2 5 bの接続点に結線さ れ、 第一のダィ ォー ド 2 6 bは第一の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 b に並列になるよ うに第 2端子 3 3と直流電源 1 の正極側の間に 接続され、 第二のダイォー ド 2 7 bは第二の駆動ト ラ ンジスタ 2 5 bに並列になるよ うに直流電源 2 1 の負極側と第 2端子 33 の間に接続されている。 同様に、 コ イ ル 2 3 Cへの電流の入出 力端子 3 4 (第3端子 ）は第一の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 C と第 二の駆動ト ラ ンジスタ 2 5 C の接続点に結線され、 第一のダイ オー ド 2 6 Cは第一の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 Cに並列になるよ うに C端子と直流電源 2 1 の正極側の間に接続され、 第二のダ ィ ォ一 ド 2 7 Cは第二の駆動ト ラ ンジスタ 2 5 Cに並列になる よ うに直流電源 2 1 の負極側と第 3端子 3 4の間に接続されて いる。
第 1端子3 2 ，第2端子 3 3および第 3端子 3 4の端子電圧
V a , V b , V cは位置検出手段 2 8に入力されている。 口— タ 2 2が所定速度以上にて回転しているときに端子電圧 V a ,
V b , V cに現われる逆起電圧によ ] 、 位置検出手段 2 8は口 ― 0—
ータ 2 2の回転位置を検出して、 その回転位置に応じた制御信 号 D 1 ， D 2 ， D 3を出力する。
前記位置検出手段 2 8は第 3図に示す如く各端子電圧 V a ， V b , V Cが入力され平滑信号を作るフ ィ ルタ 1 1 1 ， 1 2 1 ， 1 3 1 と、 このフィルタ 1 1 1 , 1 2 1 ， 1 3 1 からの平滑信号よ )合成信号を作る合成手段 1 1 8 , 1 2 8 ， 1 3 8 ， 1 4 0と、 前記合成手段 1 1 8 ， 1 2 8 ， 1 3 8 ， 1 4 Oからの信号を比 較する比較手段 1 1 9 ， 1 2 9 , 1 3 9とよ 構成されている ( この位置検出手段 2 Sの具体的 ¾構成を第 3図を用いて説明す ると、 端子電圧 V は第一のフ イ ルク 1 1 1 に入力されている c 第一のフ ィ ルタ 1 1 1 は積分回路 1 1 4とバ ッ フ ァ回路 1 1 5 の直列接続によつて構成され、 実質的に 1 次の積分特性を有す るよ うにされている。 積分回路 1 1 4は抵抗 1 1 2とコンデ ン サ 1 1 3にて構成されている。 その結果、 端子電圧 V aを積分 し平滑した出力信号 F 1 を得ている。 また、 端子電圧 V bは第 —二のフ ィ ルタ 1 2 1 に入力されている。.第二のフ ィ ルタ 1 2 1 は積分回路 1 2 4とバ ッ ファ回路 1 2 5の直列接続によつて構 成され、 実質的に 1 次の積分特性を有するよ うにされている。 また、 積分回路 1 2 4は抵抗 1 2 2 とコ ンデ ンサ 1 2 3にて構 成されている。 その結果、 端子電圧 V bを積分し平滑した出力 信号 F 2を得ている。 同様に、 端子電圧 V Cは第三のフ イ ノ! タ 1 3 1 に入力されている。 第三のフ イ ルク 1 3 1 は積分回路
1 3 4とバ ッ フ ァ回路 1 3 5の直列接続によ つて構成され、 実 質的に 1 次の積分特性を有するよ うにされている。 積分回路 1 3 4は抵抗 1 3 2 とコ ンデンサ 1 3 3にて構成している。 そ の結果、 端子電圧 V Cを積分し平滑した出力信号 F 3を得てい る 0
第一の合成手段 1 1 8は第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 B"1 と第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2を合成し、 合成信号 &1 を得て る。 抵抗 1 1 6と 1 1 ァの抵抗値をそれぞれ R 1 , R2 とするとき、 合成信号 G 1 は
G 1 = ( R 2 - F 1 -|- R 1 . F 2 ) / ( RH-R2 )
•(1) となる。 いま、 ί 1 = 2 0 ( Κ Ω ) ， Η 2 = 8 0 ( Κ β ) とす れば、
G- 1 = 0.8 · F + 0.2 · F 2 . (2) となる。 同様に、 第二の合成 1 2 8は第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の 出力信号 F 2 と第 のフィルタ 1 3 1 の出力信号 F 3を合成し 合成信号 & 2を得ている。 抵抗 1 2 6と 1 2 7の抵抗値をそれ ぞれ R 1 ， R 2 とするとき、 合成信号 G 2は
& 2 = ( R 2 · F 2 + R 1 · F 3)Z(R1 +R2 )
= 0.8 · F 2 + 0.2 · F 3 (3) となる。 同様に、 第三の合成手段 1 3 8は第三のフ ィ ルタ 1 3 の出力信号 F 3 と第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 を合成 し、 合成信号 & 3を得ている。 抵抗 1 3 6と 1 3 7の抵抗値を それぞれ H 1 , H 2とするとき、 合成信号 & 3は
& 3 = ( R 2 * F 3十 R 1 - F 1 )/ ( R 1 + R 2 )
= O.S · F 3 + 0.2 · F 1 (4) と ¾る。
さらに、 第四の合成手段 1 4 0は第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出 力信号 F 1 と第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2と第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3を合成し、 第四の合成信号 & を 得ている。 抵抗 1 4 1 と 1 42 と 1 4 3の抵抗値を R3 = 1 OO ( K ^ ) とするとき、 合成信号 & 4は
& 4 = ( F 1 + F 2 + F -3 ) Z 3 (5) となる。
第一の比較手段 1 1 9は第一の合成手段 1 1 8の出力信号 &1 と第四の合成手段 1 4 Oの出力信号（J 4を比較して、 その大小 関係に応じたディ ジタル信号 D 1 を得て る。 すなわち、 G 1 〉 & 4のときには D 1 = " L " (低電位：） であ ]?、 G 1 < G 4 のときには D 1 = " H " (高電位） となる。 同様に、 第二の比 較手段 1 2 9は第二の合成手段 1 2 8の出力信号 2 と第四の 合成手段 1 4 Oの出力信号 & 4を比較して、 その大小関係に応 じたディ ジタル信号 D 2を得ている。 すなわち、 & 2〉& 4の ときには D 2 = " L " (低電位：） であ ] 、 & 2 < & 4のときに は D 2 " H " (高電位） となる。 同様に、 第三の比較手段 1 3 9は第三の合成手段 1 3 8の出力信号 G 3と第四の合成手 段 1 40の出力信号 & 4を比較して、 その大小関係に応じたデ イ ジタ ル信号 D 3を得ている。 すなわち、 & 3〉 G 4のときに は D 3 = " L " (低電位）であ 、 G 3 < & 4のときには D 3 = " H " (高電位） と ¾る。 比較手段 1 1 9 ， 1- 2 9 ， 1 3 9 の出力信号 D 1 , D 2 , D 3は位置検出手段 2 8の制御信号と して切換駆動部 2 9に入力される。
切換駆動部 2 9は、 起動加速器 3 Oと選択切換器 3 1 によつ て構成されている。 起動加速器 3 Oは、 ロータ 2 2が停止して • いる状態から所定速度まで起動 ·加速するためのパルス信号
L 2 ， L 3と起動指令信号 Hを出力する。 また、 選択切換器31 は起動指令信号 Hにもとづいて位置検出手段 2 8の制御信号
D 1 , D 2 , D 3と起動加速器 3 Oのパルス信号 L 1 ， L 2 ， 5 L 3のいずれか一方を選択し、 その選択された信号によ ]9第一 の駆動 ト ラ ン ジス タと第二の駆動ト ラン ジスタの切換信号を作 ]9出している。
第 4図に選択切換器 3 1 の具体的な構成例を示す。 起動'指令 信号 Hが " L ，'の時には、 ア ン ド回路 2 0 2 ， 2 0 3 , 2 0 4 10 は位置検出手段2 8の信号 D 1 , D 2 , D 3 と起動加速器 3 O の起動指令信号をィ ンパ ータ回路 2 0 1 を介して入力し、 その 出力は " H " と ¾ ])、 一方アン ド回路 2 0 5 ， 2 O 6 , 2 O 7 の出力は " L " とな ]?、 オア回路 2 1 1 ， 2 1 2 , 2 1 3の出 力は信号 D 1 , D 2 ， D 3 となる。 イ ンパ ータ回路 2 1 4 ， ^ 2 1 5 , 2 1 6とア ン ド回路 2 2 1 ， 2 2 2 , 2 2 3 , 2 2 4 ,
2 2 5 ， 2 2 6と増幅器 2 3 1 ， 2 3 2 , 2 3 3 ， 2 3 4 , 2 3 5 , 2 3 6は、 オア回路 2 1 1 , 2 1 2 , 2 1 3の出力
D 1 ， D 2 ， D 3にも とづいて 6相のパルス信号 J 1 , J 2 , J 3 , J 4 ， J 5 ， J 6を出力する。 その論理式は、
Λ° J 1 = D 2 - N 0 T ( D 3 ) (A)
J 2 = D 3 » N 0 T ( D 1 ) (B)
J 3 = D 1 . N 0 T ( D 2 ) (0)
J 4 = N 0 T ( D 2 ) . D 3 (D)
J 5 = N 0 T ( D 3 ) · D 1 (E)
25 J 6 = N 0 T ( D 1 ) . D 2 (F) である。 ここに、 N O T ( Q )は<¾の否定を表わしている。 パ ルス信号 J 1 ， J 2 , J 3 ， J 4 ， J 5 ， J 6は、 それぞれ第 一の駆動ト ラ ン ジスタ 2 4 a , 2 b , 2 4 c と第二の駆動ト ラ ン ジスタ 2 5 a , 2 5 , 2 5 cの, 動信号として供給され る （なお、 増幅器 2 3 1 , 2 3 2 , 2 3 3 , 2 3 4 , 2 3 5 ， 2 3 6はアイ ソ レー シ ョ ン機能や電位変換機能を有していても よい ）。
同様に、 起動指令信号 Hが " H "の時には、 ア ン ド回路 205 , 2 O 6 ， 2 Oァは起動加速器 3 0のパ ルス信号 L 1 , L 2 , L3 を出力し、 ア ン ド回路 2 0 2 ， 2 0 3 ， 2 0 4の出力は " L " とな ]?、 オア回路 2 1 1 ， 2 Ϊ 2 , 2 1 3の出力は信号 L 1 ， L 2 ， L 3となる。 イ ンバ ータ回路 2 1 4 , 2 1 5 ， 2 1 6と 了ン ド回路 2 2 1 , 2 2 2 , 2 2 3 , 2 2 4 , 2 2 5 , 2 2 6 と増幅器 2 3 1 , 2 3 2 , 2 3 3 ， 2 3 4 , 2 3 5 ， は、 オア回路 2 1 1 ， 2 1 2 ， 2 1 3の出力 L 1 ， L 2 ， '： L 3にも とづいて 6相のパ ルス信号 J 1 ， J 2 ， J 3 ， J 4 ， J 5 , J6 を出力する。 その論理式は、
, J 1 = L 2 - N 0 T ( L 3 ) …… (G)
J 2 = L 3 » N 0 ( L 1 ) …… (H)
J 3 = L 1 . N 0 T ( L 2 ) …… (I)
J 4 = N 0 T ( L 2 ) . L 3 …… (J)
J 5 = N 0 T ( L 3 ) « L 1 (K)
J 6 = N 0 T ( L 1 ) « L 2 (L)
となる。
次に、 全体の回転駆動動作について説明する。 まず、 ロータ 2 2が所定速度以上にて回転している場合につい て、 第 5図の動作説明用の波形図を参照して説明する。 第 5図 (a)， (b) ，（c)は第 2図における第 1 端子 3 2 ,第 2端子 3 3 ,第 3端子 3 4の端子電圧波形であ 、 第一の駆動ト ラ ン ジスタ と 第二の駆動ト ラ ン ジスタの通電状態に応じて所定相のコ ィ ル ( 2相分 ）に電流が供給されている。 第 5図において、
①状態……駆動ト ラ ンジスタ 2 4 と 2 5 のみが通電状態 と ¾ ]Ρ 、 コ イ ル 2 3 a ， 2 3 bに電流が供給され る （第 1 端子 3 2から第 2端子 3 3に電流が流れ る ）。
②状態 駆動 ラ ンジスタ 2 4 a と 2 5 Cのみが通電状態 とな 、 コ イ ル 2 3 a ， 2 3 cに電流が供給され る （第 1 端子 3 2から第 3端子 3 4に電流が流れ る ）。
@状態……駆動ト ラ ン ジスタ 2 4 b と 2 5 cのみが通電状態 とな 、 コ イ ル 2 3 t> , 2 3 Cに電流が供給され る （第 2端子 3 3から第 3端子 3 4に電流が流れ る )
④状態……駆動ト ラ ン ジスタ 2 4 b と 2 5 aのみが通電状態 と ]) 、 コ イ ル 2 3 b ， 2 3 aに電流が供給され る （第 2端子 3 3から第 1 端子 3 2に電流が流れ る
@状態……駆動 ト ラ ンジスタ 2 4 C と 2 5 aのみが通電状態 とな 、 コ イ ル 2 3 C , 2 3 aに電流が供給され る （第 3端子 3 4から第 1端子 3 2に電流が流れ る ）。
⑥状態……駆動ト ラ ンジスタ 2 4 C と 2 5 bのみが通電状態 とな ]9、 コ イ ル 23 C , 2 3 bに電流が供給され る （第 3端子 34から第 2端子 33に電流が流れ る )。
であ ]?、 ロータ 2 2の 1 磁極対の回転に伴って電流路は①状態 から⑥状態に順次切]?換えられる。 その結果、 3相のコ イ ル
2 3 & ， 2 3 1) ， 2 3 0へは第 1端子 3 2 ,第 2端子 3 3 ,第 3端子 34の順番に 3相の電流が供給されている。 なお、 状態 が移るときに各端子にはスパイ ク電圧が発生し、 コイ ルに蓄え られていた磁気エネルギーが第一のダイ ォー ド 2 6 a , 2 6 b , 2 6 Cまたは第二のダイ オー ド 2 7 a , 2 T ， 2 7 Cを通じ て直流電源 1·に回生される。
第 3図に示す如く端子電圧 V a , V b , V cは位置検出手段 2 8の第一のフ イ ノレタ 1 1 1 ，第二のフ ィ ノレタ 1 2 1 ，第三の フ ィ ルタ 1 3 1 によ つて平滑され、 第 5図 (d) , (e) ， （f)に示すよ う ¾滑らかな 3相信号 F 1 , F 2 , F 3が得られる。 第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 と第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信 号 F 2は第一の合成手段 1 1 8にて合成され（（2)式） 、.第一の フ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 と第二のフ イ ルク 1 2 1 の出力 信号 F 2と第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3は第四の合成 手段 1 4 Oにて合成され（（S)式 )、 合成信号 G 1 と合成信号 &4 が第一の比較手段 1 1 9にて比較される。 第 5図 (g)に合成信号 & 1 と の波形を示し、 第 4図 ( に第一の比較手段 1 1 9の 出力信号 D 1 を示す。 同様に、 第二の合成手段 1 2 8の出力信 号 と第四の合成手段 1 4 Oの出力信号 0· 4は第二の比較手 段 1 2 9にて比較され、 第 5図 (i)に示す出力信号 D 2を得てい る。 同様に、 第三の合成手段 1 3 8の出力信号 G 3と第四の合 成手段 1 4 Oの出力信号 & 4は第三の比較手段 1 3 9にて比較 され、 第 5図 に示す出力信号 D 3を得て る。 第一 ，第二 ， 第三の比較手段 1 1 9 ， 1 2 9 , 1 3 9の出力信号 D 1 , D 2 , D 3は 3相のディジタル信号とる 、 制御信号として切換駆動 部 2 9に入力される。
ロータ 2 2が所定速度以上にて回転しているので、 切換駆動 部 2 9の起動加速器 3 Oの起動指令信号 Hは " L " になってい る。 従って、 選択切換器 3 1 は位置検出手段 2 8の制御信号
D 1 ， D 2 ， D 3にもとずいて、 （A)式〜 (F)式の信号 J 1 , J 2 , J 3 . J 4 . J 5 . J 6を発生する。 第 5図 ）， (1) ， (m) ， (II) , (0) ，（p)にその波形を示すよ うに、 J 1 〜 J 6は 6相のパ ル ス信 号にな っている。 切換駆動部 2 9の信号 J 1 ， J 2 ， J 3はそ れぞれ第一の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 a , 2 , 2 4 c の切換 信号として供給され、 信号 J 4 ， J 5 , J 6はそれぞれ第二の 駆動ト ラ ン ジスタ 2 5 a , 2 5 b , 2 5 Cの切換信号として供 れ
従って、
①状態…… J 1 と J 5のみが " H ，，
②状態…… J 1 と J 6のみが " H "
③状態…… J 2と J 6のみが " H "
@状態…… J 2 と J 4のみが " H "
⑥状態…… J 3 J 4のみ力 ' H " • ⑥状態…… J 3と J 5のみが " H "
とな 、 第一の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 a , 2 , 2 4 C と第 二の駆動ト ラ ン ジスタ 2 5 a ， 2 5 , 2 5 Cは前述の①状態 から⑥状態 （第 5図参照）の電流路の切換動作を行 う。 その 結果、 ロータ 2 2は所定方向に持続的に回転駆動される。
次に、 ロータ 2 2が停止状態から起動 ·加速される動作につ いて説明する。 切換駆動部 2 9の起動加速器 3 Oは、 起動指令 信号 Hを " H "にし、 かつ、 低周波の3相のパルス信号 L 1 ， L 2 ， L 3を出力する。 選択切換器 3 1 はパ ルス信号 L 1 ， L 2 , L 3にもとづいて、 （G式〜 (L)式による 6相のパルス信号 J 1 〜 J 6を出力し、 第一の駆動 ト ラ ン ジスタ 2 4 a ， 2 4 b , 2 4 C と第二の,駆動 ト ラ ンジスタ 2 5 2L , 2 5 b ， 2 5 Cを前 述の①状態〜⑥状態に順次切 換えていく。 その結果、 ロータ
2 2はステツ ビングモータ も しく は低周波の同期モータのよ う に起動 ·加速される。 また、 起動加速器3 Oのパ ルス信号 L 1 ， L 2 , L 3の周波数を徐々に高くすることによって、 ロ ータ 22 は所定の回転速度まで加速される。 ロータ 2 2が所定の回転速 度まで加速されると、 起動加速器 3 Oの起動指令信号 Hは " L" に変わ D、 位置検出手段 2 8の制御信号 D 1 , D 2 ， D 3によ つて第一の駆動ト ラ ン ジスタおよび第二の駆動ト ラ ン ジスタの 切換信号 J 1 〜 J 6が作 出される （起動加速器3 Oがロ ータ 2 2の回転速度を検出し、 所定速度以上に ¾ると起動指令信号 Hを " L "にするよ うに構成してもよい）。
本実施例に示すよ うに、 コ イ ル 2 3 a , 2 3 , 2 3 cに生 じる逆起電圧を第 1 端子 3 2 ，第 2端子 3 3 ，第 3端子 3 4の 端子電圧 V a ， V b ， V cによって検出し、 その検出電圧に応 じて第一の駆動ト ラ ンジスタと第二の駆動ト ラ ンジスタの通電 状態を切 換えれば、 '特別な位置検出素子をもいることなく、 良好な電流路の切換動作を実現できる。 特に、 第 1 端子 32の 端子電圧を平滑する実質的に 1 次の積分特性を有する第一のフ ィ ルタ 1 1 1 と、 第 2端子 3 3の端子電圧を平滑する実質的に 1 次の積分特性を有する第二のフ イ ルク 1 2 1 と、 第 3端子3'4 の端子電圧を平滑する実質的に 1 次の積分特性を有する第三の フ ィ ルタ 1 3 1 と、 第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号と第二の フ ィ ルタ 1 2 1 の出力'信号を合成する第一の合成手段 1 1 8と、 第二のフ イ ルク 1 2 1 の出力信号と第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出 力信号を合成する第二の合成手段 1 2 8と、 第三のフ ィ ルタ
1 3 1 の出力信号と第一のフ イ ルク 1 1 1 の出力信号を合成す る第三の合成手段1 3 8と、 第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 と第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号と第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の 出力信号を合成する第四の合成手段 1 40と、 第一の合成手段 1 1 8の出力信号と第四の合成手段 1 40の出力信号を実質的 に比較して第一のディ ジタル信号を作 ]9出す第一の比較手段
1 1 9と、 第二の合成手段 1 2 8の出力信号と第四の合成手段 1 4 Oの出力信号を実質的に比較して第二のデ ィ ジタ ル信号を 作 出す第二の比較手段 1 2 9と、 第三の合成手段 1 3 8の出 力信号と第四の合成手段 1 4 Oの出力信号を実質的に比較して 第三のディ ジタル信号を作 出す第三の比較手段 1 3 9によつ て、 位置検出手段 2 &を構成するならば、 簡単な構成にて正確 な位置検出動作を行な うことができる。 これについて、 更に詳しく説明する。 直流電源 2 1 の電圧値 を変えることによって、 本実施例のブラシ レス直流モ ータの回 転速度を可変速制御することができる。 この様 場合には、 モ ータの回転速度を変えた時に端子電圧 V , V b , V cの最大 値が変化するよ うにな )、 フ ィルタの出力信号 F 1 , F 2 , F3 に直流電位の変化が生じる。 従って、 たとえば、 信号 F 1 , F2, F 3と基準の直流電圧を比較して電流路を切 ？換えるよ うにす ると、 比較手段の出力信号 D 1 , D 2 , D 3の変化点が理想的 な電流路の切換位置 (最大の加速トルクが得られる切換位置） よ 大幅にずれてしま う。 その結果、 モータの回転駆動動作が 乱され、 正常な回転ができなくなる。
このような問題に対して本実施例の構成では、 直流電源 2 1 の電圧値を変えた場合でもフ ィルタ 1 1 1 , 1 2 1 , 1 3 1 の 出力信号 F 1 , F 2 , F 3の直流電位がすべて同じょ うに変化 する。 それに伴つて、 合成手段 1 1 8 ， 1 2 8 ， 1 3 8 ， 140 の出力信号 & 1 ， 0· 2 , & 3 ， 0· 4の直流電位も同じよ うに变 化する。 従って、 比較手段 1 1 9 , 1 2 9 , 1 3 9の出力信号 D 1 , D 2 , D 3は直流電源 1 の電圧値の変化に無関係に ¾ 、 正確 ¾位置検出信号 D 1 ， D 2 ， D 3を得ることができる。
さらに、 本実施例のブラシ レス直流モ—タには次のよ うな利 点もある。 第 5図 (a) , (b) , (c)に示したよ うに、 電流路の切 換 え時点において端子電圧 ， V b , V cにはするどいスパイ ク電圧が発生する。 このスパイ ク電圧によ ]? 、 フ ィルタ 1 1 1 ， 1 2 1 ， 1 3 1 の出力信号 F 1 , F 2 , F 3の位相は進み方向 (逆起電圧に対して ） に移動する。 従って、 たとえば、 信号 F 1 ， F 2 ， F 3のゼロク ロ ス点 （基準の直流電圧値と る点 ） において電流路を切り換える よ うにすると、 切り換えのタイ ミ ングがすべて進んでしま う。 特に、 負荷 トルクが大き く る つた ときに位置検出の進みが大き く り、 モ タが脱調して停止す るという致命的る問題をひきおこ していた。 これは、 次のよ う る動作メ 力ニズムによ つて引き起こされていることがわかった n するわち、 負荷 ト ルクが'大き く ると、 それに伴って電流が大 き く り、 コ イ ルに蓄えられる磁気ヱネ ルギ - も大き く ¾ り、 電流路の切換時点におけるスパ イ ク電圧の幅が太く ¾る。 スパ ィ ク電圧の幅が太く るると フ イ ルク の出力信号 F 1 ， F 2 , F 3 の位相が進み、 .信号 P" 1 ， F 2 ， F 3のゼロクロ ス点の位相も 進んでいく 信号. F 1 ， F 2 ， F 3のゼロクロ ス点において電 流路を切り換えているので、 電流路の切換時点も進むよ うにな り、 端子電 £ V a ， V b ， V c に現われる電流による電圧降下 やスパイ ク電圧が進むよ うにるる。 す ¾わち、 コ イ ルの端子電 EE a , V b , V c ( 電流による電圧降下とスパイ ク電圧 ） の 進み フ ィ ル タ の出力信号 F 1 ， F 2 , F 3の進み
位置検出手段 2 Sの制御信号 D 1 ， D 2 ， D 3の進み 切 換駆動部 2 9の切換信号 J 1〜 J 6の進み 電流路の切り 換えの進み a , V b ， V cの進み、 という正帰還ル - プが形成されており、 負荷 ト ルクの大きいときには上記の正帰 還ル - プの影響が大き く ¾ り、 位置検出動作や回転駆動動作が 不安定に ¾ り、 脱調することがわかった。
このよ う ¾問題に对して本実施例では、 第一の合成手段 1 1 8 と第二の合成手段 1 2 8 と第三の合成手段 1 3 8の合成比率を 適当に選ぶことに ってスパイ ク電圧による位相の進み分をあ らかじめ補償している。 たとえば、 第一の合成手段 1 1 8の第 —の出力信号 は第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 P" 1 と第 二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2を 8 ： 2 の合成比率で含ん でいる。 その結果、 第 5図 (g) ， （ )に示すよ うに、 第一の合成手 段 1 1 8 の出力信号 & 1 は第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 P"1 よ り も 1 5度程度遅れ （信号 F 1 の 1 周期を 3 6〇度とする ） · 第一のデイ ジタル信号 D 1 の変化点も遅れる （：逆起電圧に对し て ） よ うになる。
同様に、 第二の合成手段 1 2 8の出力信号 & 2は第二のフ ィ ル タ 1 2 1 の出力信号 F 2 よ り も 1 5度程度遅れた信号と ¾ り 、 第二のディ ジタル信号 D 2の変化点も遅れるよ うになる。 同様 に、 第三の合成手段 1 3 8の出力信号 & 3は第三のフ ィ ルタ
3 1 の出力信号 F 3 よ り も 1 5度程度遅れた信号と ¾ 、 第 三のディ ジタル信号 D 3の変化点も遅れるよ うになる。 信号 D1 D 2 ， D 3が遅れると切換信号 J 1 〜 J 6 も遅れるので、 スパ イ ク電圧による位相の進み分が補償され、 電流路の切換位相は 理想的な切換位相にほぼ等しく なる。
このよ うに、 本実施例では、 第一の合成手段 1 1 8 と第二の 合成手段 1 2 8 と第三の合成手段 1 3 8の合成比率を適当に選 ぶことによ って、 合成信号 & 1 ， & 2 ， & 3をフ ィ ルタ 1 1 1 ， 1 2 1 ， 1 3 1 の出力信号 F 1 ， F 2 ， F 3 よ ！） も所定位相 ( 5度から 2 5度の間 ）遅らせることが簡単にでき 、 電流路の 切換位相は理想的な切換位相にほぼ等しく なる。
前述の実施例では、 第一の駆動 ト ラ ンジスタ 2 4 21 ， 24 b , • 2 4 Cに並列に第一のダイ オ ー ド 2 6 a ， 2 6 b ， 2 6 C を接 続し、 第二の駆動 ト ラ ンジスタ , 2 5 , 2 5 C に並列 に第二のダイ オ ー ド 2 7 a , 2 7 b ， 2 7 C を接続している力；、 これらの第一のダイ ォ - ドゃ第二のダイ ォ - ドを N チ ヤ ンネル 5 の縦形パヮ - M 0 S電界効果 ト ラ ンジス タ の ドレイ ン と ソ ー ス 間に存在する寄生ダイ オ - ドによ って代用しても よい。 この様 場合に於いても本発明に舍まれる ことは言うまでもるい。 ま た、 第一の駆動 ト ラ ンジスタまたは第二の駆動 ト ラ ン ジスタの いずれか一方も しくは両方をパイ ホ。 - ラ形の ト ラ ンジスタに置 io き換えても よい。
また、 前述の実施例の切換駆動部 2 9の起動加速器 3 Oや選 択切換器3 1 の論理をマィ ク ロ コ ンピュ -タによ って実現して も よ く 、 本発明に含まれる事は言うまでもない。 また、 前述の 実施例では 3相のコ ィルを星形に結線したが、 デルタ に結線し
15 ても よい。
- さ らに、 第一の駆動 ト ラ ンジスタまたは第二の駆動 ト ラ ンジ スタ のいずれか一方も しくは両方をパルス幅変調信号によ って 高周波スィ ツ チ ング動作させることによ ってモ - タの回転速度 を可変速制御する よ うにしても よい。 その他、 本発明の主旨を 0 変えずして種々の変更が可能である。
次に位置検出'手段 2 8の他の実施例について第 6図 ， 第ァ図 を参照して説明する。
第一の合成手段 1 1 8は第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F2 と第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3を合成し、 合成信号 &1
25 を得ている。 抵抗 1 1 6 と 1 1 7の抵抗値をそれぞれ R 1 ， R2 ίするとき、 合成信号 G 1 は
G 1 = C R 2 . F 2 + R 1 - F 3 ) // C R 1 + R 2 ) (6) となる。 いま、 R 2 = 3 0 ( k i2 ) 了 o ( k 2 ) とす れば、
G 1 = 0.3 · F 2 + O.T - F 3 (T) と ¾る。 同様に、 第二の合成手段 1 2 Sは第三のフ ィ ルタ 131 の出力信号 F 3 と第一のフ イ ルク 1 1 1 の出力信号 F 1 を合成 し、 合成信号 & 2を得ている。 抵抗 1 2 6 と 1 2 ァの抵抗値を それぞれ R 1 ， R 2 とするとき、 合成信号（J 2は
G 2= ( R 2 - F 3 + R 1 - F'1 ) / ( R l +R 2 )
= 0.3 · F 3 + O.T · F 1 - (S) とるる。 同様に、 第三の合成手段 1 3 Sは第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 と第二のフ ィルタ 1 2 1 の出力信号 F 2を合成 し、 合成信号 G 3を得ている。 抵抗 1 3 6 と 1 3 7の抵抗値を それぞれ R 1 ， H 2 とするとき、 合成信号 G 3は
G 3= C R 2 « F 1 + R 1 - F 2 ) / C R 1 + R 2 )
= 0.3 · F 1 + 0.7 · F 2 (9) とるる。
第一の比較手段 1 1 9は第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F1 と第一の合成手段 1 1 Sの出力信号 G 1 を比較して、 その大小 関係に応じたデジタル信号 D 1 を得ている。 すなわち、 F 1 > & 1 のときには D 1 = « L " (低電位：） であ 、 F 1 < & 1 の ときには D 1 = « H " 〔高電位） と ¾る。 同様に、 第二の比較 手段 1 2 9は第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2 と第二の合 成手段 1 2 8の出力信号 & 2を比較して、 その大小関係に応じ • たデジタル信号 D 2を得ている。 するわち、 F 2〉（J 2のと き には D 2 == " L " ( 低電位 ） であり、 F 2 < & 2のときには
D 2 = w H " ( 高電位 ） とるる。 同様に、 第三の比較手段 139 は第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3 と第三の合成手段 138 5 の出力信号 G" 3る比較して、 その大小関係に応じたデジタル信 号 D 3を得ている。 すなわち、 F 3〉 G 3のと きには D 3 = " L " ( 低電位 ） であ 、 く のときには D 3 = " H " ( 高電位） と ¾る。 比較手段 1 1 9 , 1 2 9 ， 1 3 9の出力信 号 D 1 , D 2 , D 3は位匱検出手段 2 8の制御信号と して切換 駆動部 2 9に入力される。
以上の構成において、 端子電圧 V a , V b ， V cは位置検出 手段 2 8の第一のフ ィ ルタ 1 1 1 ， 第二のフ ィ ル タ 1 2 1 ， 第 三のフ ィ ルタ 1 3 1 によ つて平滑され、 第ァ図 (d)，（e) ， （ に示 すよ う ¾滑らかな 3相信号 I" 1 ， F 2 ， F 3が得られる。 第二'5 のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2 と第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出 力信号 F 3は第一の合成手段 1 1 8にて合成され （（ 式 ） 、 .合 成信号 & 1 と第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 が第一の比 較手段 1 1 9にて比較される。 第 7図 (g)に信号 & 1 (実線 ) と F 1 (破線 ） の波形を示し、 第 7図 に第一の比較手段 1 1 9 の出力信号 D 1 を示す。 同様に、 第二の合成手段 1 2 8の出力 信号 G 2 と第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2は第二の比較 手段 1 2 9にて比較され、 第 7図 (i)に示す出力信号 D 2を得て いる。 同様に、 第三の合成手段 1 3 8の出力信号 G 3 と第三の • フ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3は第三の比較手段 1 3 9にて比5 較され、 第ァ図 C3)に示す出力信号 D 3を得ている。 第一 ， 第二, • 第三の比較手段 1 1 9 ， 1 2 9 ， 1 3 9の出力信号 D 1 ， D 2 ，
D 3は 3相のデジタ ル信号と ¾ )、 制御信号として切換駆動部 1 2に入力される。
ロータ 2 2が所定速度以上にて回転しているので、 切換駆動 部 2 9の起動加速器3 Oの起動指令信号 Hは " L " になってい る。 従って、 選択切換器 3 1 は位置検出手段 2 Sの制御信号
D 1 ， D 2 ， D 3にもとづいて、 （A)式〜 (F)式の信号 J 1 , J 2 , J 3 , J 4 , J 5 , J 6を発生する。 第了図 (k) ， （1) , (m) , (n) ，
(θ)， ¾))にその波形を示すよ うに、 J 1 〜 J 6は 6相のパ ルス信 号になっている。 切換駆動部 2 9の信号 J 1 ， J 2 , J 3はそ れぞれ第—の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 a , 2 4 b ， 2 4 C の切換 信号として供給され、 信号 J 4 ， J 5 ， J 6はそれぞれ第二の 駆動ト ラ ンジスタ 2 5 a , 2 5 b ， 25 C の切換信号として供 給される。 従って、
①状態…… J 1 と J 5のみが " H "
②状態 J 1 と J 6のみが " H "
@状態…… J 2 と J 6のみが " H "
@状態…… J 2 と J 4のみが " H "
⑥状態…… J 3と J 4のみが " H "
@状態 J 3 と J 5のみ力； " H "
とな 、 第一の駆動ト ラ ン ジスタ 2 4 a , 2 , 2 4 C と第 二の駆動ト ラ ンジスタ 2 5 a ， 2 5 ， 2 5 Cは前述の①状態 から⑥状態 （第 7図参照）の電流路の切換動作を行な う。 その 結果、 ロータ 2 2は所定方向に持続的に回転駆動される。
次に、 ロータ 2 2が停止状態から起動 .加速される動作につ ―ム % —
いて説明する。 切換駆動部 2 9の起動加速器 3 Oは、 起動指令 信号 Hを " H ，， にし、 かつ、 低周波の 3相のパルス信号 L 1 , L 2 ， L 3を出力する'。 選択切換器3 1 はパ ルス信号 L 1 ， L 2 ， L 3にもとづいて、 （G)式〜 (L)式による 6相のパルス信号 J 1 ~ J 6を出力し、 第一の駆動ト ラ ンジスタ 2 4 a , 2 4 b , 2 4 C と第二の駆動ト ラ ン ジス タ 2 5 a , 2 5 ， 2 5 Cを前 述の①状態〜⑥状態に順次切 ] 換えていく。 その結果、 ロータ 2 2はパ ルス モータもしくは低周波の同期モータのよ うに起動 •加速される。 また、 起動加速器 3 Oのパルス信号 L 1 , L 2 , L 3の周波数を徐々に高くすることによ って、 ロータ 2 2は所 定の回転速度まで加速される。 ロータ 2 2が所定の回転速度ま で加速されると、 起動加速器 3 Oの起動指令信号 Hは " L "に 変わ] 、 位置検出手段 2 8の制御信号 D 1 , D 2 ， D 3によ つ て第一の駆動ト ラ ンジスタおよび第二の駆動ト ラ ンジスタ の切 換信号 J 1 〜 J 6が作 ] 出される （起動加速器 3 Oがロータ 22 の回転速度を検出し、 所定速度以上に ¾ると起動指令信号 Hを " L " にするよ うに構成しても よい ）。
また、 合成手段の合成比率を適当に選ぶことによって、 スパ イ ク電圧による位相の進み分を補償することができる。 すなわ ち、 第一の合成手段 1 1 8の出力信号 & 1 における第二のフィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2と第三のフ イ ルク 1 3 1 の出力信号 F 3の合成比率を Q 1 : W 1 とするときに <¾ 1 < W 1 となし、 第二の合成手段1 2 8の出力信号 & 2における第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3と第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 の合成比率を Q 2 ： W 2とするときに Q 2く W 2 となし、 第三 の合成手段1 3 8の出力信号 & 3における第一のフィルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 と第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2の合成 比率を Q 3 ： とするときに Q 3 < W 3 となすことによって、 容易に電流路の切換タイ ミ ングの位相を'遅らせることができる。 本実施例では、 Q 1 ： W 1 = 3 : ァ、 Q 2 : W.2 = 3 : 7、 Q 3 ： 3 = 3 : 7にした。
次に本発明の第 2の実施例を第 8図から第 1 2図を参照して 説明する。
第 8図において、 3 5は電流検出部で、 3相コ イ ル 2 3 a ，
2 3 ， 2 3 Cへの供給電流を検出する。 この電流検出部 3 5 は、 第 9図に示す如く抵抗値の非常に小さな電流検出用の抵抗
3 6 ( 0.05 Ω程度 ）からなる電流検出器 3ァとその検出信号 V dを増幅する検出信号増幅器 3 8によつて構成されている。 電流検出器 3 7の抵抗3 6は第二の駆動ト ラ ン ジスタ 2 5 a ， 2 5 b , 2 5 Cの共通接続端子と直流電源 2 1 の間に挿入され コイ ル 2 3 a , 2 3 b , 2 3 cへの供給電流に応じた電圧降下 の検出信号 V dを得ている。 検出信号 V άは検出信号増幅器 3S に入力される。 第 9図に検出信号増幅器 3 8の具体的な構成例 を示す。 検出信号 V dは抵抗 30 1 とコ ンデ ンサ 3 0 2の口— パス フ ィ ルタによって高周波のリ ッ プル分を平滑 ·除去され、 演算増幅器 3 O 3と抵抗 3 04 , 3 0 5によ つて非反転増幅さ れる。 その結果、 検出信号 V dの増幅信号 Kを出力する。
第 1 O図は第 8図の構成における位置検出手段 2 8の具体構 成例を示す。
1 O Oは制御信号作成手段で、 第一の合成手段 1 1 8と第二 の合成手段 1 2 8 と第三の合成手段 1 3 8と第一の比較手段
1 1 9と第二の比較手段 1 2 9と第三の比較手段 1 3 9と合成 比可変器 1 5 Oによ って構成されている。 上記構成において、 電流検出部 3 5の出力信号 Kが合成比可変器 1 5 0の基準電圧 源 1 5 1 の所定の電圧値よ！） も小さい時には合成比可変器 150 の比較器 1 5 2の出力信号 Mは " L " (低電位） であ ]?、 電流 検出部 3 5の出力信号 Kが基準電圧源 1 5 1 の所定の電圧値よ ]9 も大き く ¾ると合成比可変器 1 5 Oの比較器 1 5 2の出力信 号 Mは " H " (高電位 ）に¾る。
第一の合成手段 1 1 9は第二のフィル タ 1 2 1 の出力信号 F2 と第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3を合成し、'合成信号 G1 を得ている。 合成比可変器 1 5 0の出力信号 Mが " L "の時に は、 アナログスィ ツチ 1 1 Oは開いている。 このとき、 合成信 号 & 1 は抵抗 1 1 6と 1 1 7によ って決まる。 抵抗 1 1 6 と 1 1 ァの抵抗値をそれぞれ R 1 ， R 2とするとき、 合成信号 G 1 は
(J 1 = ( R 2 ' F 2十 R 1 · F 3 ) / ( R 1 +.R 2 ) (10) となる。 いま、 R 2 = 4 0 ( k i2 ) ， R i = 6 0 ( k il ) とす れば、 .
G 1 = 0.4 · F 2 + 0.6 · F 3 (11) となる。 また、 合成比可変器 1 5 Oの出力信号 Mが " H " の時 には、 アナログス ィ ッ チ 1 1 0は閉じる。 このときの合成信号 を とすると、 は抵抗 1 1 6と 1 1 7と 1 5 3によ つ て決まる。 抵抗 1 5 3の抵抗値を R 3と し、
R2 ,= R 2 . R 3 / ( R 2 + R 3 ) (12) とすると、
G1 = ( R 2 . F 2 + R 1 · F 3 )/ ( R l +R 2/ )
(13) となる。 いま、 R 3 = 1 0 ( k i2 ) とすると、 R 2' = 8 (¾) とな j?、
G- 1 = O . 1 1 8 · F 2 + O . 882 · F 3 (14) となる。
同様に、 第二の合成手段 1 2 8は第三のフ イ ルク 1 3 1 の出 力信号 F 3 と第一のフ ィ ルタ 1' 1 1 の出力信号 F 1 を合成し、 合成信号 & 2を得ている。 合成比可変器 1 S Oの出力信号 Mが " L ，，の時には、 アナログス ィ ツチ 1 2 0は開いている。 この とき、 合成信号 0· 2は抵抗 1 2 6と 1 2ァによって決まる。 抵 抗 1 2 6と 1 2 7の抵抗値をそれぞれ R 1 ， R 2 とするとき、 合成信号 G 2は
G" 2= ( R 2 . F 3 + R 1 · F 1 ) / ( R 1 + R 2 )
.= 0.4 · F 3 + 0.6 · F 1 (15) となる。 また、 合成比可変器 1 5 Oの出力信号 Mが " H "の時 には、 アナログス ィ ツチ 1 2 0は閉じる。 このときの合成信号 を とすると、抵抗 1 2 6と 1 2了と 1 5 4によ って決まる 抵抗 1 5 4の抵抗値を R 3とすると、
G 2 ' = ( R 2 7 . F 3 + R 1 - F 1 ) / ( R 1 -(- R 2 7 )
= 0. 1 1 8 · F 3 -h 0. 882 · F 1 (16) となる。
同様に、 第三の合成手段 1 3 8は第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出 力信号 F 1 と第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2を合成し、 合成信号 & 3を得ている。 合成比可変器 1 S Oの出力信号 Mが " L "の時には、 アナログスィ ツチ 1 3 0は開いている。 この とき、 合成信号 & 3は'抵抗 1 3 6と 1 3 7によって決まる。 抵 抗 1 3 6と 1 3 7の抵抗値をそれぞれ R 1 ， R 2とするとき、 合成信号 & 3は
G 3 = ( R 2 « F 1 +R 1 ' Έ 2 )/ ( Ε Λ -- Ε 2 )
= 0.4 · F 1 + 0.6 · F 2 (1ァ） となる。 また、 合成比可変器 1 5 0の出カ信号1^が " 1! "の時 には、 アナログス ィ ツチ 1 3 0は閉じる。 このときの合成信号 を & 3/とすると、 抵抗 1 3 6と 1 3 7と 1 5 5によ って決まる c 抵抗 1 5 5の抵抗値を R 3とすると、
G 3 = ( R 2' - F 1 + R 1 ' ：？ 十 ）
= 0. 1 1 8 · F 1 + 0· .882 · F 2 (18) となる。
第一の比較手段 1 1 9は第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 5"1 と第一の合成手段 1 1 8の出力信号 & 1 を比較して、 その大小 関係に応じたディ ジタ ル信号 D 1 を得ている。 すなわち、 F 1 〉 & 1 のときには D 1 = " L " (低電位） であ！）、 F 1 < G 1 のときには D 1 = " H " (高電位 ) と ¾る。 同様に、 第二の比 較手段1 2 9は第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2 と第二の 合成手段 1 2 8の出力信号 & 2を比較して、 その大小関係に応 じたディ ジタル信号 D 2を得ている。 すなわち、 F 2 > G 2の ときには D 2 = " L " (低電位 ）であ！）、 F 2く& 2のときに は D 2 = " H " (高電位 ) となる。 同様に、 第三の比較手段 1 3 9は第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3 と第三の合成手 段 1 3 8の出力信号 & 3を比較して、 その大小関係に応じたデ ジタル信号 D 3を得ている。 すなわち、 F 3 > G 3のときには D 3 = " L " (低電位 ）であ ] 、 F 3く & 3のときには D 3 = " H " (高電位 ：） となる。 比較手段 1 1 9 ， 1 2 9 , 1 3 9の 出力信号 D 1 , D 2 , D 3は位置検出手段 2 8の制御信号と し て切換駆動部 2 9に入力される。
切換駆動部 2 9は、 起動加速器 3 Oと選択切換器 3 1 によつ て構成されている。 起動加速器 3 Oは、 ロ ータ 2 2が停止して いる状態から所定速度まで起動 ·加速するためのパルス信号
L 1 , L 2 , L 3と起動指令信号 Hを出力する。 また、 選択 ½J 換器 3 1 は起動指令信号 Hにもとづいて位置検出手段 2 8の制 御信号 D 1 , D 2 , D 3と起動加速器 3 0のパ ルス信号 L 1 ， L 2 ， L 3のいずれか一方を選択し、 その選択された信号によ 第一の駆動ト ラ ンジスタと第二の駆動ト ラ ン ジスタの切換信 号 J 1 ， J 2 ， J 3 ， J 4 ， J 5 ， J 6を作 出している。
上記実施例は、 電流検出部 3 5の出力信号 Kによ 位置検出 手段 2 8の制御信号作成器 1 O Oの動作を切 換えることによ つて位置検出動作や回転駆動動作が不安定になら ¾いよ うにし ている。
次に、 これについて第 1 1 図の動作説明用の波形図を参照し て更に詳しく説明する。 コィノレ 2 3 a ， 2 3 b ， 2 3 Cへの供 給電流が小さいときには電流検出部 3 5の出力信号 Kも小さ く 制御信号作成器 1 O Oの合成比可変器 1 S Oの出力信号 Mは
" L " になっている。 従って、 アナログスィ ッ チ 1 1 0 ， 1 20 , 1 3 0は開いてお]?、 合成手段 1 1 8 ， 1 2 8 , 1 3 8は （11), ( 1 5 ) ， （ 1 7 )式によ つて表わせる合成信号 0· 1 , & 2 ， & 3を出力する。 比較手段 1 1 9 ， 1 2 9 ， 1 39はそれぞれ 合成信号 & 1 ， & 2 ， & 3とフイ ノレタ 1 1 1 ， 1 2 1 , 1 3 1 の出力信号 F 1 , F 2 ， F 3を比較して、 3相の制御信号 D 1 , D 2 ， D 3を出力する。 一方、 コィノレ 2 3 a ， 2 3 , 2 3 c への供給電流が大き く なると電流検出部 3 5の出力信号 K も大 き く ]?、 制御信号作成器 1 O Oの合成比可変器 1 5 Oの出力 信号 Mは " H "に変わる。 従って、 アナログス ィ ッ チ 1 1 0 ， 1 2 O , 1 30が閉じて、 合成手段 1 1 8 , 1 2 8 ， 1 3 8は ( 1 3 ) ， （ 1 6 ) ， （ 1 8 )式によつて表わせる合成信号
&1 ' , G2く を出力する。 比較手段 ·1 1 9 , 1 2 9 , 139 はそれぞれ合成信号 &1 . GS Z ' GS とフ ィ ル タ 1 1 1 ， 121， 1 3 1 の出力信号 F 1 ， F 2 ， F 3を比較して、 3相の制御信 号 D 1 , D 2 , D 3を出力する。
第 1 2図 (a)に第一のフ イ ルク 1 1 1 の出力信号 F 1 と第一の 合成手段 1 1 8の出力信号 & 1 ， の波形を示し、 第 1 2図 (b)に第一の比較手段 1 1 9の出力信号 D 1 の波形を示す。 第 12 図 (b)の実線は F 1 と & 1 を比較して得られる信号 D 1 であ！）、 破線は F 1 と & を比較して得られる信号 D 1 である。 これ よ ]9、 コィルへの電流が多い時の切換制御信号 D 1 は電流の少 ない時よ も遅れた位相でデ ジタ ル的に変化することがわかる。 す ¾わち、 コィルへの供給電流が所定の値よ も大き く なると、 電流検出部 3 5と合成比可変器 1 5 Oの動作によ ってフ ィ ルタ の出力信号 F 1 , F 2 , F 3から制御信号 D 1 ， D 2 ， D 3へ の変換位相が遅らされ、 上述のスパ イ ク電圧による位相の進み 分を補償し、 本実施例のブラ シレス直流モータの回転駆動動作 が不安定にならないよ うにしている。
さらに、 本実施例では、 合成手段の合成比率を適当に選ぶヒ とによってスパイ ク電圧による位相の進み分をあらかじめ補償 することができる。 すなわち、 第一の合成手段 1 1 8の出力信 号& 1 における第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号' F 2と第三の フ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3の合成比率を Q 1 ： W 1 とする ときに Q 1 < 1 とるし、 第二の合成手段 1 2 8の出力信号 G2 における第三のフ イ ルク 1 3 1 の出力信号 F 3と第一のフ ィ ル タ 1 1 1 の出力信号 F 1 の合成比率を Q 2 ： W 2 とするときに <¾ 2 < W 2となし、 第三の合成手段 1 3 8の出力信号 & 3にお ける第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 と第二のフィルタ 1 2 1 の出力信号 F 2の舍成比率を Q 3 : W 3とするときに Q 3く となすことによって、 容易に電流路の切換タィ ミ ン グの位相を遅らせることができる。 本実施例では、 Q 1 ： W 1 = 4 : 6、 Q 2 : W 2 = 4 : 6、 <¾ 3 : W 3 = 4 = 6にした。
¾お、 合成手段 1 1 8 , 1 2 8 , 1 3 8の抵抗 1 5 3 ， 154 1 5 5の抵抗値を R 3 = Oにしてもよい。
次に本発明の第 3の実施例として第 1 3図 ，第 1 4図を参照 して説明する。
第1 4図において、 1 S Oは制御信号作成器1 O Oの合成比 可変器である。 起動指令信号 Hが入力された合成比可変器 150 は信号 Hの立ち下が エッジ （ " H " (高電位）から " L " (低電位）に変化する瞬間 ）をト リ ガ信号とする単安定回路 1 5 6とオア回路 1 5 ァによつて構成されている。 単安定回路 1 5 6は信号 Hの立ち下が エツジから所要時間の " H " のパ ルス信号を出力する。 従って、 オア回路 1 5 7の出力信号 Mは 起動指令信号 Hが " H "から " L "に変化した後の所要時間の 間 " H " を保持する信号と ¾る。
第一の合成手段 1 1 8は第二のフ ィ ル タ 1 2 1 の出力信号 P"2 と第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出力信号 F 3を合成し、 合成信号 &1 を得ている。 合成比可変器 1 50の出力信号 Mが " L " の時に は、 アナログス ィ ツチ 1 1 Oは開いている。 このとき 、 合成信 号 G" 1 は抵抗 1 1 6 と 1 1 7によ って決まる。 また、 合成比可 変器1 S Oの出力信号 Mが " H " の時には、 アナログスィ ツチ 1 1 Oは閉じる。 このときの合成信号を とすると、 は抵抗 1 1 6と 1 1 7と 1 5 3によ って決まる。
同様に、 第二の合成手段 1 2 8は第三のフ ィ ルタ 1 3 1 の出 力信号 F 3 と第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出力信号 F 1 を合成し、 合成信号 G 2を得ている。 合成比可変器 1 5 0の出力信号 Mが " L " の時には、 アナログス ィ ツチ 1 2 0は開いている。 この とき、 合成信号 & 2は抵抗 1 2 6と 1 2 7によ って決まる。 ま た、 合成比可変器 1 5 Oの出力信号 Mが " H " の時には、 アナ ログスィ ッ チ 1 2 Oは閉じる。 このときの合成信号を &2/とす ると、 抵抗 1 2 6と 1 2 7と 1 5 4によ って決まる。
同様に、 第三の合成手段 1 3 8は第一のフ ィ ルタ 1 1 1 の出 力信号 Ϊ" 1 と第二のフ ィ ルタ 1 2 1 の出力信号 F 2を合成し、 合成信号 を得ている。 合成比可変器 1 S Oの出力信号 Mが " L " の時には、 アナログス ィ ツチ 1 3 0は開いている。 この とき、 合成信号 & 3は抵抗 1 3 6と 1 3 7によ って決まる。 ま た、 合成比可変器 1 5 Oの出力信号 Mが " H "の時には、 アナ ログスィ ツチ 1 3 0は'閉じる。 このときの合成信号を とす ると、 抵抗 1 3 6と 1 3 7と 1 5 5によって決まる。
¾お、 第 3の実施例の動作は、 第 2の実施例の動作と同様で あ！）、 その説明は省略する。
産業上の利用可能性
以上の説明から明らか ¾ように本発明は、 3相のコイ ルの入 出力端子に現われる端子電圧を利用して位置検出を行なわせる ため、 特別な位置検出素子を用いずにコ イ ルへの電流路を切 ] 換えることができ、 ブ ラ シ レス直流モータの冷媒圧縮機等への 適用が容易となる。

Claims

• 請 求 の 範 囲
1 . 永久磁石によ 構成された N組（ Nは整数）の磁極対を有 するロ ータと、 前記ロ ー タの界磁磁束と鎖交する 3相のコイル 群と、 直流電源から前記 3相のコ イ ルへの電流路を形成する第 5 —の駆動 ト ラ ンジスタ群と、 前記 3相のコイルから前記直流電 源への電流帰路を形成する第二の駆動ト ラ ン ジスタ群と、 前記 第一の駆動ト ラ ンジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に 並列に存在する第一のダイォ一 ド群と、 前記第二の駆動ト ラン ジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列に存在する第 I O 二のダイ オー ド群と、 前記 3相コ イ ルへの電流の入出力端子の 端子電圧を検出して制御信号を発生する位置検出手段と、 Mr記 位置検出手段の制御信号にも とずいて前記第一の駆動ト ランジ ■ ス タ ぉよび第二の駆動 ト ラ ンジスタの切換信号を出力し、 前記 コィルへの電流を順番に切替えて通電させる切換駆動部とを具
1 5 備し、 前記位置検出手段は端子電圧よ それぞれ平滑信号を作
> この各平滑信号よ ]?合成信号を作 i?出し、 この合成信号を 実質的に比較してデジタル信号を作 ρ出す比較手段が含まれて ぉ 、 この比較手段の出力信号を位置検出手段の制御信号とす. る ブラ シレス直流モ ー タ。
0 2 . 請求の範囲第1 項において、 位置検出手段の平滑信号を各 端子電圧を実質的に一次の積分特性を有する第一のフィルタ、 第二のフ ィ ルタ、 第三のフ ィ ルタにて形成し、 かつ合成信号を 前記第二のフ ィ ルタの出力信号と前記第三のフ イ ルクの出力信 号を合成する第一の合成手段と、 前記第三のフ ィ ルタの出力信
25 号と前記第一のフィ ルタの出力信号を合成する第二の合成手段 —5 4— と、 前記第一のフ ィ ルタの出力信号と前記第二のフ イ ルクの出 力信号を合成する第三の合成手段とによ 形成し、 さらに合成 手^の出力信号を実質的に比較してデジタル信号を作るにあた 前記第一のフ ィ ルタの出力信号と前記第一の合成手段の出力 信号を実質的に比較してデジタル信号を作 出す第一の比較手 段と、 前記第二のフ ィ ルタの出力信号と前記第二の合成手段の 出力信号を実質的に比較してデジタル信号を作 出す第二の比 較手段と、 前記第三のフ ィ ルタの出力信号と前記第三の合成手 段の出力信号を実質的に比較してデジタル信号を作 出す第三 の比較手段とを備え、 前記第一の比較手段と前記第二の比較手 段と前記第三の比較手段の出力信号を前記位置検出手段の制御 信号と して出力し、 前記第一の駆動ト ラ ンジスタ と第二の駆動 ト ランジスタの通電状態を切換制御する ことを特徵とするブラ シレス直流モータ。
3 . 請求の範囲第 1 項において、 コ イ ルへの供給電流を検出す る電流検出手段と、 この電流検出手段の出力信号に応動して第 —の合成手段と第二の合成手段と第三の合成手段における合成 比を変化させる合成比可変手段とを備え、 前記コイ ルへの供給 電流が多いときには供給電流が少¾い時に比べて、 前記第一の 合成手段の出力信号における第三のフ ィ ルタの出力信号を多く 含むよ うにし、 かつ、 前記第二の合成手段の出力信号における 第一のフ ィ ルタの出力信号を多く含むよ うにし、 かつ、 前記第 三の合成手段の出力信号における第二のフ ィ ルタの出力信号を 多く含むよ うにしたブラ シレス直流モ タ。
4 . 請求の範囲第 1 項において、 切換駆動手段がロ -タを停止 • 状態から起動加速させる'パルス信号を出力する起動加速手段と、 前記起動加速手段のパルス信号によ つて切換信号を作 出す起 動モ - ドと前記位置検出手段の出力信号によって切換信号を作 出す定常モ ー ドを選択する選択切換手段を傭えて ¾るブラシ レス直流モータ。
5 . 請求の範囲第 1 項において、 位置検出手段の平滑信号を各 端子電圧を実質的に一次の積分特性を有する第一のフ イ ルク、 第二のフ ィ ル タ、 第三のフ ィ ルタにて形成し、 かつ合成信号を 前記第'一のフ ィ ルタの出力信号と前記第二のフ ィ ルタの出力信 号を合成する第一の合成手段と、 前記第二のフ ィ ·ルタの出力信 号と前記第三のフィルタの出力信号を合成する第二の合成手段 と、 前記第三のフ ィルタの出力信号と前記第一の フ ィ ルタの出 力信号を合成する第三の合成手段と、 前記第一のフ ィ ルタ手段 の出力信号と前記第二のフ ィ ルタ の出力信号と前記第三のフ ィ5 ルタの出力信号を合成する第四の合成手段とによ 形成し、 さ らに合成手段の出力信号 ¾実質的に比較してデジタル信号を作 るにあた 前記第一の合成手段の出力信号と前記第四の合成手 段の出力信号を実質的に比較して第一のデジタル信号を作 出 す第一の比較手段と、 前記第二の合成手段の出力信号と前記第0 四の合成手段の出力信号を実質的に比較して第二のデジタル信 号を作！）出す第二の比較手段と、 前記第三の合成手段の出力信 号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較して第三の デジタル信号を作 出す第三の比較手段とを備え、 前記第一の 比較手段と前記第二の比較手段と前記第三の比較手段の出力信5 号を前記位置検出手段の制御信号と して出力し、 前記第一の駆 — 56—
• 動ト ラ ンジスタと第二の駆動ト ラ ン ジスタの通電状態を切換制 御することを特徵とするブラシレス直流モータ。
6. 永久磁石によ D構成された N組（ Nは整数）の磁極対を有 するロ ータと、 前記ロ ー タの界磁磁束と鎖交する 3相のコ イ ル 5 群と、 直流電源から前記3相のコ イ ルへの電流路を形成する第 —の駆動ト ラ ン ジスタ群と、 前記 3相のコィルから前記直流電 源への電流帰路を形成する第二の駆動ト ラ ン ジスタ群と、 前記 第一の駆動ト ラ ンジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に 並列に存在する第一のダイォ— ド群と、 前記第二の駆動ト ラン t o ジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列に存在する第 二のダイオー ド群と、 前記 3相のコィルへの電流の入出力端子 の端子電圧を検出して制御信号を発生する位置検出手段と、 前 記位置検出手段の制御信号にもとずいて前記第一の駆動ト ラン ジスタぉよび第二の駆動ト ラ ン ジスタの切換信号を出力し、 前
1 5 記コ ィ ルへの電流を第一の端子 ，第二の端子，第三の端子の順 番に切 換えて通電させる切換駆動手段とを具備し、 前記位置 検出手段は、 前記第一の端子の端子電圧を平滑する実質的に一 次の積分特性を有する第一のフ ィ ルタ と、 前記第二の端子の端 子電圧を平滑する実質的に一次の積分特性を有する第二のフィ
20 ルタと、 前記第三の端子の端子電圧を平滑する実質的に一次の 積分特性を有する第三のフ ィ ルタ と、 前記第一のフ ィ ルタの出 力信号と前記第二のフ ィ ルタの出力信号を合成する第一の合成 手段と、 前記第二のフィルタの出力信号と前記第二のフ ィ ルタ の出力信号を合成する第二の合成手段と、 前記第三のフ ィ ルタ
25 の出力信号と前記第一のフ ィ ルタの出力信号を合成する第三の —5 7—
• 合成手段と、 前記第一のフ ィ ルタの出力信号と前記第二のフ ィ ルタの出力信号と前記第三のフ ィ ルタの出力信号を合成する第 四の合成手段と、 前記第一の合成手段の出力信号と前記第四の - 合成手段の出力信号を実質的に比較して第一のディ ジタル信号 5 ¾作 出す第一の比較手段と、 前記第二の合成手段の出力信号 と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較して第二のデ
' ィ ジタル信号を作！）出す第二の比較手段と、 前記第三の合成手 段の出力信号と前記第四の合成手段の出力信号を実質的に比較 して第三のディ ジタル信号を作 出す第三の比較手段とからな 0 、 前記第一の比較手段と前記第二の比較手段と前記第三の比 較手段の出力信号を前記位置検出手段の制御信号と して出力し. 前記第一の駆動 ト ラ ン ジスタ と第二の駆動 ト ラ ンジス タの通電 状態を切換制御するブラ シレス直流モータ。
7 · 請求の範囲第 6項にお て、 第一の合成手段と第二の合成 手段と第三の合成手段における合成比 ¾選定することによ . 前記第一の合成手段の出力信号を第一のフ ィ ルタの出力信号に 対して所定位相遅らせ、 前記第二の合成手段の出力信号を前記 第二のフ ィ ルタの出力信号に対して前記所定位相遅らせ、 前記 第三の合成手段の出力信号を第三のフ ィ ルタの出力信号に対し 0 て前記所定位相遅らせたるブラシレス直流モータ。
8 · 永久磁石によ 構成された N組 （ Nは整数 ）の磁極対を有 するロ ータ と、 前記ロ ー タ の界磁磁束と鎖交する 3相のコ イ ル 群と、 直流電源から前記 3相のコ イ ルへの電流路を形成する第 —の駆動ト ラ ン ジスタ群と、 前記3相のコ イルから前記直流電' 25 源への電流帰路を形成する第二の駆動ト ラ ン ジスタ群と、 前記 • 第一の駆動ト ラ ンジス タの入力端子と出力端子の間に実質的に 並列に存在する第一のダイォー ド群と、 前記第二の駆動ト ラン ジスタの入力端子と出力端子の間に実質的に並列に存在する第 二のダイォー ド群と、 前記 3相のコィルへの電流の入出力端子
5 の端子電圧を検出して制御信号を発生する位置検出手段と、 前 記位置検出手段の制御信号にもとずいて前記第一の駆動ト ラン ジスタぉよび第二の駆動ト ラ ン ジスタの切換信号を出力し、 前 記コィルへの電流を第一の端子 ，第二の端子 ， 第三の端子の順 番に切]?換えて通電させる切換駆動手段と、 前記コ イ ルへの供
, Ο 給電流を検出する電流検出手段とを具備し、 前記位置検出手段 は、 前記第一の端子の端子電圧を平滑する実質的に一次の積分 特性を有する第一のフィ ルタと、 前記第二の端子の端子電圧を 平滑する実質的に一次の積分特性を有する第二のフ ィ ルタ と、 前記第三の端子の端子電圧を平滑する実質的に一次の積分特性
1 5 を有する第≡のフ ィ ルタ と、 前記第二のフ ィ ルタの出力信号と 前記第三のフィルタの出力信号を合成する第一の合成手段と、 前記第三のフィルタの出力信号と前記第一のフ イ ルクの出力信 号を合成する第二の合成手段と、 前記第一のフ ィ ルタ の出力信 号と前記第二のフィルタの出力信号を合成する第三の合成手段 0 と、 前記第一のフ ィ ルタの出力信号と前記第一の合成手段の出 力信号を実質的に比較して第一のディ ジタル信号を作 出す第 —の比較手段と、 前記第二のフ ィ ルタの出力信号と前記第二の 合成手段の出力信号を実質的に比較して第二のディ ジタル信号 を作 出す第二の比較手段と、 前記第三のフ ィ ルタ の出力信号
25 と前記第三の合成手段の出力信号を実質的に比較して第三のデ —59—
• ィ ジタル信号を作 出す第三の比較手段と、 前記電流検出手段 の出力信号に応動して前記第一の合成手段と第二の合成手段と 第三の合成手段に於ける合成比を変化させる合 比可変手段か ら¾ 、 前記コィ ルへの供給電流が多いときには供給電流が少
5 ない時に較べて、 前記第一の合成手段の出力信号に前記第三の フ ィ ルタの出力信号を多く含むよ うにな し、 かつ前記第二の合 成手段の出力信号に前記第一のフ イ ルク手段の出力信号を多く 含むよ う に ¾ し、 かつ前記第三の合成手段の出力信号に前記第 二のフ ィ ルタ手段の出力信号を多 く含むよ う にな し、 前記第一
, Ο の比較手段と前記第二の比較手段と前記第三の比較手段の出力 ディ ジタル信号を前記位置検出手段の制御信号と して出力し、 前記第一の駆動 ト ラ ンジスタ と第二の駆動ト ラ ンジスタの通電 状態を切換制御するブラ シ レス直流モータ。
9 . 請求の範囲第 8項において、 第一の合成手段の出力信号に 1 5 おける第二のフ ィ ルタの出力信号と第三のフ ィ ルタの出力信号 の合成比率 ¾ Q 1 ： とするときに <¾ 1 く とな し、 第二 の合成手段の出力信号における前記第三のフ ィ ルタの出力信号 と第一のフ ィ ルタの出力信号の合成比率を Q 2 ： W 2 とすると きに Q 2く W 2 とな し、 第三の合成手段の出力信号における第 20 —のフ ィ ルタ の出力信号と第二のフ ィ ルタ の出力信号の合成比 率を Q 3 ： W 3とすると きに <¾ 3く W 3 とる したブラ シレス直 流モータ。
25
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