WO1985004293A1 - Control circuit that operates on pulse-width modulated signals - Google Patents

Control circuit that operates on pulse-width modulated signals Download PDF

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WO1985004293A1
WO1985004293A1 PCT/JP1985/000119 JP8500119W WO8504293A1 WO 1985004293 A1 WO1985004293 A1 WO 1985004293A1 JP 8500119 W JP8500119 W JP 8500119W WO 8504293 A1 WO8504293 A1 WO 8504293A1
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voltage
level
control signal
circuit
pulse width
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Application number
PCT/JP1985/000119
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English (en)
French (fr)
Inventor
Shigeaki Wachi
Akashi Ito
Fumihiko Yoshii
Original Assignee
Sony Corporation
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers

Definitions

  • the present invention relates to a control circuit using a pulse width modulation signal, in which current or voltage supply to a controlled part by a driving surface section is controlled by a control signal converted into a pulse width modulation signal.
  • Information such as video signals and audio signals is recorded in an array of pits on a disc-shaped recording medium to form an information recording track.
  • recording is performed using a light beam.
  • An information recording / reproducing system that scans an information recording track on a medium and detects changes in the light beam to reproduce the recorded information is a video disk system, digital ⁇ Known as audio 'disk' system.
  • the light beam In a reproducing apparatus of such a system, when an information recording track on a recording medium is scanned with a light beam, the light beam always reaches the information recording track accurately, and However, automatic control for focusing on the information recording track in an appropriate prone position is required.
  • a control signal is obtained according to the state of arrival and convergence of the light beam with respect to the information recording track, and the control signal causes the light beam to enter the recording medium.
  • This is achieved by controlling the position of an optical head constituting an optical head, for example, by moving a lens or a mirror.
  • the driving of the lens mirror is provided with a driving circuit for supplying current or voltage to driving means arranged in connection with the lens, the mirror, and the like.
  • This driving surface is configured to supply current or voltage based on the control signal.
  • a control circuit based on a pulse width modulation signal conventionally proposed for such an application is configured, for example, as shown in FIG. 1 of the drawings.
  • an analog control signal Se for the above-described tracking control is supplied to the terminal 1, and the terminal 2 is also supplied with the second control signal Se.
  • a triangular wave voltage signal S s having a constant period and a wave is supplied.
  • the control signal S e and the triangular-wave voltage signal S s are made to compare the voltage level between the rain people in the level comparison circuit 3, and the control signal S e is output from the level comparison circuit 3.
  • a pulse width modulation signal St having a pulse width change corresponding to the amplitude change of the control signal Se is obtained.
  • the pulse width modulated signal S t is directly and Ri by the I converter 4 and the high level h and a low level £ was allowed reversed, the pulse width modulated signal S 2 of as shown in FIG. 2 C Then, it is supplied to the driving surface 5.
  • the driving circuit 5 supplies a current to an electromagnetic coil 6 which forms a driving means for the controlled part, for example, the above-described lens, mirror, etc., and a pulse width modulation signal S! Are supplied to a common-closed base It comprises transistors 7 and 8, and a pair of transistors 9 and 10 for supplying the pulse width modulated signal Sz to a commonly connected base.
  • the transistors 7 and 8 and the transistors 9 and 10 are each connected to a common power supply and have a power supply of + B. Is connected in parallel between the emitter of the transistor 7 and the emitter of the transistor 8! If, between the connection point P 2 between the appraised lid E Mi Tsuda and preparative La Njisuta 1 0 bets la Njisuta 9, electromagnetic Koiru 6 is connected.
  • the pulse width modulation signal S when the pulse width modulation signal S, takes a high level h and the pulse width modulation signal S 2 takes a low level, the transistors 7 and 10 are turned on, and the electromagnetic the I le 6 is supplied first current flowing contact ⁇ P, from to ⁇ P 2, also the pulse width modulated signal takes a low level £, the pulse width modulated signal S 2 is Korebe le h if when taking, is a preparative La Njisuta 8 and 9 Gao down state. Te, the electromagnetic Coil le 6 second conductive Ryu towards the connection point P 2 is supplied. The time during which each of the first current and the second current is supplied to the electromagnetic coil 6 depends on the change in the voltage level of the control signal Se.
  • the control gain G is proportional to the ratio of the voltage E. of the power supply + B. to the amplitude (peak-to-peak value) of the triangular wave voltage signal S s, and the power supply 10 B.
  • the control gain G changes, which adversely affects the current supply control to the electromagnetic coil 6, so that the voltage + B. needs to be a constant voltage power supply.
  • the power supply + B 0 is a power supply for the drive circuit 5 which is a large power section, a large power and constant voltage power supply is required, and there is a problem that a load on a circuit configuration becomes large.
  • the above-mentioned first or second current is always supplied to the electromagnetic coil 6 through the HI path 5, the disadvantage that the power consumption of the electromagnetic coil 6 which is the controlled part becomes large is large. is there.
  • the present invention requires a constant power positive power supply as a power supply when operating a drive HI path unit for performing drive control on a controlled part in response to a pulse width changing comb signal. It is an object of the present invention to provide a control surface using a pulse width modulation signal, which can perform stable control without power consumption and can effectively reduce power consumption in a controlled part.
  • a control circuit using a pulse width modulation signal includes a comparison voltage generating a triangular wave or a saw-tooth wave voltage whose amplitude changes according to a change in power supply voltage.
  • a live west road section is provided, where the analog control signal to which the first DC voltage level is given and the power supply voltage are divided and superimposed on the second DC voltage level higher than the first DC voltage level.
  • the above-described triangular wave or sawtooth wave voltage is level-compared, and as a result, a first pulse width modulation control signal is formed. Also, the power supply voltage is divided and obtained.
  • the above-mentioned triangular wave or sawtooth wave voltage superimposed on the third DC level from the current voltage level is compared with the analog control signal given the first DC voltage level, and the level is compared.
  • the second pulse width modulation control No. is formed configured to the first and second pulse width modulation ⁇ control signal is supplied to the drive surface path unit that performs driving control on the control unit.
  • the analog signal can be converted into a pulse width modulation control signal using a triangular wave or sawtooth voltage, and the driving surface area can be determined based on the obtained pulse width modulation control signal.
  • the control gain can be maintained substantially constant even if the power supply voltage for each circuit including the drive circuit unit fluctuates. Therefore, with the aim of keeping the control gain constant, there is no need to install a high-power constant-voltage power supply for the drive circuit, and a constant voltage must be supplied to the drive circuit as well. Appropriate control can be performed without using a stabilized power supply, and the load on the circuit configuration can be greatly reduced.
  • the current supplied to the controlled section through the drive circuit section is intermittent, and the power consumption in the drive section and the controlled section is effectively reduced. It can be reduced.
  • FIG. 1 is a circuit connection diagram showing a control circuit using a conventional pulse width modulation signal
  • FIG. 2 is a waveform diagram used to explain the operation of the circuit shown in FIG. 1
  • FIG. 4 is a circuit connection diagram showing an example of a control HI path using a pulse width modulation signal
  • FIG. 4 is a waveform diagram used to explain the operation of the example shown in FIG.
  • FIG. 3 shows an example of a control circuit using a pulse width modulation signal according to the present invention.
  • the terminal 11 is supplied with, for example, the anachog control signal Se for tracking control as described above, and the anachog control signal Se is supplied through the resistor 12 to the resistors 13 and 1.
  • the voltage of the power supply + B that is, the power supply voltage E is supplied to the via surface 15 in which the bias voltage level Vr obtained by dividing the voltage is set.
  • the output of bias circuit 15 As shown in FIG. A, an analog control signal S e ′, which is the analog control signal S e given the noise voltage level V r, is obtained.
  • a clock pulse Pc having a constant width in a constant 1 W period is supplied from the terminal 16, and is supplied to the mirror integral charging / discharging surface 17.
  • the mirror integration charging / discharging circuit 17 is provided with a switching transistor 18 which is turned on and off by applying a clock pulse Pc to the base, and this switching transistor is provided.
  • the emitter of 18 is grounded, and the collector is connected to the power supply + B via the resistor 19.
  • the collector of the switching transistor 18 is grounded via the capacitor 20 and the resistor 21, the contact and the ⁇ point between the capacitor 20 and the resistor 21 are .
  • Capacitor 2 and resistor 25 are connected in parallel between the output terminal and one input terminal via resistor 22 and the other input terminal is grounded!
  • the switching transistor 18 is turned on by the clock pulse Pc at a constant period for a predetermined period, and from the power supply + B during the period when the switching transistor 18 is turned off.
  • the current flows through the resistor 19 and the capacitor 20 to perform charging, and the switching capacitor 18 and the switching transistor 18 are turned on while the transistor 18 is turned on.
  • Current flows out through the circuit to discharge.
  • the output terminal of the operational amplifier 23, that is, the output terminal of the mirror integration charge / discharge EI path 1 1 has a cycle corresponding to the cycle of the clock pulse pc, and has an amplitude corresponding to the power supply voltage E.
  • a triangular wave voltage S d having (peak-to-peak value) is generated. That is, when the power supply voltage E fluctuates, the mirror integration charge / discharge circuit 17 obtains a triangular wave voltage Sd whose amplitude changes according to the change of the power supply voltage E.
  • resistors 26, 27, 2 A voltage divider formed by a series connection of 8 and 29 is inserted, and a via set by an upper bias circuit 15 is provided between the resistors 27 and 28; Is set such that a DC voltage level Vr equal to the voltage level Vr is obtained. Furthermore, resulting in the connection point Q 2, the predetermined value only high DC voltage level V h corresponding to a half of the amplitude of the triangular wave voltage S d than the DC voltage level V r is between the resistor 2 S and 2 7 is, to a connection point Q 3 between the resistors 2 8 and 2 9, the DC voltage level V r I Ri predetermined value described above by low direct-current voltage level V is set so as to obtain. With this setting, the difference (Vh-V) between the DC voltage levels Vh and V £ is equal to the amplitude of the triangular wave voltage Sd.
  • a triangular wave voltage S d ′ which is a triangular wave voltage S d superimposed on the DC voltage level V h, as shown in FIG.
  • a triangular wave voltage S d " which is a triangular wave voltage S d superimposed on the DC voltage level V &, is also obtained as shown in FIG. 4A.
  • the low-level peak value of the voltage S d ′ matches the DC voltage level V r, and the high-level beak value of the triangular wave voltage S d ”matches the DC voltage level V r.
  • the DC voltage levels V r, V h and V J2 change, and the difference between the DC voltage levels V h and V r (V h — V r) and the DC voltage level.
  • the difference (Vr-V) between Vr and V changes.
  • the amplitude of the triangular wave voltage Sd also changes according to the change in the power supply voltage E. As described above, the mutual level relationship between the signals as shown in FIG. 4A is maintained.
  • the triangular wave voltage S d ′ obtained at the contact point Q 2 of the voltage dividing circuit and the analog control signal S e ′ obtained at the output terminal of the bias circuit 15 are supplied to the level comparison circuit 30, and between the two. From the level comparison area 30, when the voltage level of the triangular wave voltage S d, is higher than the voltage level of the analog control signal Se ′, a high level h is obtained, and the triangular wave voltage When the voltage level of S d ′ is lower than the voltage level of the analog control signal Se ′, it takes a low level. As shown in FIG. 4B, the pulse width change corresponding to the amplitude change of the analog control signal Se ′. A pulse width modulation control signal S a having the following configuration is obtained.
  • analog control signal Se 5 obtained at the output terminal of the bias circuit 15 and the triangular wave voltage S d "obtained at the contact point Q 3 of the voltage dividing circuit are supplied to the level comparison surface 31. , comparison of the voltage levels between them we row, from the level comparator circuit 3 1, analog control signal S e 'of voltage level is higher Ri by the voltage level of the triangular wave voltage S d a - when taking a high level Ii, It takes a low level when the voltage level of the analog control signal S e, is equal to or lower than the voltage level of the triangular wave voltage S d. Corresponds to the amplitude change of the analog control signal S e ′ as shown in Figure 4C. Thus, the pulse width modulation control signal Sb having the changed pulse width is obtained.
  • the pulse width modulation control signals Sa and Sb obtained in this way are supplied to the input terminals 33 and 34 of the driving surface path 32, respectively.
  • the drive circuit 32 includes a pair of transistors 37 and 38, each having a collector / emitter path connected in series, and a pair of transistors 41, 42, each of which includes a power supply + B and a ground. It is arranged in parallel between the potential point and the simple contact point Pa between the collector of the transistor 37 and the emitter of the transistor 38 and the transistor Between the collector of 4 1 and the surrounding point P b between the emitter of the transistor 42 and the emitter of the transistor 42, For example, an electromagnetic coil 43 that forms a driving means for the above-described lens, mirror, and the like is connected.
  • the base of the transistor 37 and the base of the transistor 41 are connected to the power supply + B via resistors 35 and 39, respectively.
  • the pulse width modulation comb signal Sa from the input terminal 33 is supplied to the base of the transistor 37 via the resistor 36 and directly to the base of the transistor 42, and furthermore, The pulse width modulation control signal Sb from the input terminal 34 is supplied to the base of the transistor 41 via the resistor 40 and directly to the base of the transistor 38.
  • the pulse width modulation control signal Sa takes the high level h
  • the transistors 37 and 42 are turned off
  • the transistors 37 and 42 are turned off.
  • 37 and 42 are turned on
  • the pulse width modulation control signal Sb takes the high level h
  • the transistors 41 and 38 are turned off and take the low level.
  • the transistors 41 and 38 are turned on.
  • the pulse width modulation control signal S a takes a low level
  • the pulse width modulation control signal S b is at a high level h
  • the pulse width modulation control signal S b is at a low level.
  • the pulse width modulation control signal S a is at a high level h. Therefore, when the pulse width modulation control signal Sa takes a low level, only the transistors 37 and 42 are turned on, and the current I is supplied to the electromagnetic coil 43 by the current I. As shown by the arrows in FIG. 3, supply is made in a direction from the tangent point Pa to Pb. Similarly, when the pulse width modulation control signal Sb takes a low level: ⁇ , only the transistors 41 and 38 are turned on, and the current I is supplied to the electromagnetic coil 43 by the current I. It is supplied in the direction opposite to the direction indicated by the arrow in Fig. 3 from the connection point Pb toward Pa.
  • both the pulse width modulation control signals Sa and Sb have high levels.
  • the transistors 37, 38, 41, and 42 are all turned off, and no current is supplied to the electromagnetic coil 43.
  • the current supply to the electromagnetic coil 43 by the driving surface 32, that is, the drive control for the controlled part is performed based on the pulse width modulation control signals Sa and Sb.
  • the current I supplied to the electromagnetic coil 43 is set to flow intermittently as shown in FIG. 4D. This is in accordance with the voltage level change of the analog comb signal S e.
  • the triangular wave voltage S d 'Moshiku is the ratio of the power supply voltage E to the amplitude of the S d B, even if fluctuations in the power supply voltage E is generated, is kept substantially a constant, The control gain is kept substantially constant.
  • a triangular wave voltage is obtained from the mirror integration charge / discharge circuit 1 ⁇ , and this triangular wave voltage is used as a comparison voltage used for converting an analog control signal to a pulse width modulation control signal.
  • a sawtooth wave voltage may be used as a comparison voltage when converting the analog control signal into the pulse width modulation control signal.
  • control Hi road which is a descendant of the present invention, is applied to an electromagnetic driving device for electromagnetically driving various movable bodies with relatively large electric power so that high driving efficiency can be obtained.

Landscapes

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  • Optical Recording Or Reproduction (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

明 細 書 パルス幅変調信号による制御回路 技術分野
この発明は、 パルス幅変調信号とされた制御信号によって、 駆 動面路部による被制御部に対する電流もし く は電圧供給が制御さ れる、 パルス幅変調信号が用いられた制御回路に閡する。
背景技術
ディ スク状の記録媒体に映像信号や音声信号等の情報をピッ ト の配列をもつて記録して情報記録 ト ラ ックを形成し、 斯かる記錄 媒体の再生装置においては、 光ビームで記録媒体上の情報記録 ト ラ ックを走査し、 この光ビームが受ける変化を検出することによ り記録された情報を再生す.る情報記録再生システムが、 ビデオ · ディ スク · システム、 ディ ジタル · オーディ オ ' ディ スク ' シス テム等と して知られている。 このよ う なシステムの再生装置にお いては、 光ビームで記録媒体上の情報記録 ト ラ ッ クを走査するに あたり、 光ビームを常時情報記録 ト ラ ック上に正確に到達せしめ、 また、 情報記録 トラ ック上に適正な伏態で集束せしめるための自 動制御が必要となる。 これらの光ビームを情報記録 ト ラ ッ ク上に 正し く到達せしめることを目的とした自動制御及び光ビームを情 報記録 トラ ック上に適正に集束せしめるための自動制御は、 夫々、 ト ラ ツキング制御及びフオ ーカス制御と呼ばれ、 通常、 情報記録 トラ ックに対する光ビームの到達状況及び集束状況に応じた制御 信号を得、 この制御信号にて、 光ビームを記録媒体に入射せしめ る光学へッ ドを構成する光学旳手段、 例えば、 レンズやミ ラー等 を躯動して位置制御することにより達成される。 斯かる場合における レ ンズゃミ ラー等の駆動は、 レ ンズやミラ 一等に閔連して配された駆動手段への電流もしく は電圧供袷を行 うための駆動回路が設けられ、 この駆動面路が制御信号にもとず く電流もしく は電圧供袷を行うようにされてなされる。 そして、 このよ うな駆動にあたり、 躯動効率を高めるベく、 制御信号をバ ルス幅変調信号として駆動回路に供給するようになす、 パルス幅 変調信号による制御 Hi路を用いることが知られている。
このような用途のために従来提案されているパルス幅変調信号 による制御回路は、 例えば、 図面の第 1図に示される如くに構成 される。 こ こで、 端子 1 には、 例えば、 第 2図 Aに示される如く の、 前述の ト ラ ツキング制御のためのアナログ制御信号 S eが供 給され、 また、 端子 2 には、 同じく第 2図 Aに示される如く の振 蝠及び周期が一定とされた三角波電圧信号 S s が供給される。 こ れら制御信号 S e及び三角'波電圧信号 S s は、 レベル比較回路 3 において雨者間の電圧レペルの比較が行われるようにされ、 レべ ル比較回路 3からは、 制御信号 S e の電圧レベルが三角波電圧信 号 S s の電圧レベルよ り高いとき高レベル hをとり、 制御信号 S eの電圧レベルが三角波電圧信号 S s の電圧レベル以下のとき低 レベルぶをとる、 第 2図 Bに示される如く の、 制御信号 S e の振 幅変化に対応したパルス幅変化を有するものとされたパルス幅変 調信号 S t が得られる。 このパルス幅変調信号 S t は、 そのまま、 及び、 ィ ンバータ 4 によ り その高レベル h と低レベル £ とが逆転 せしめられた、 第 2図 Cに示される如く のパルス幅変調信号 S 2 とされて、 駆動面路 5 に供給される。 この駆動回路 5 ば、 被制御 部である、 例えば、 前述のレンズやミ ラ一等に対する駆動手段を 形成する電磁コィル 6に電流を供給するものとされており、 パル ス幅変調信号 S！ が共通接繞されたベースに供給される一対の ト ラ ンジスタ 7及び 8 と、 パルス幅変調信号 S z が共通接続された ベースに供給される一対の ト ラ ンジスタ 9及び 1 0 とを備えて構 成されている。 ト ラ ンジスタ 7 と 8及び ト ランジスタ 9 と 1 0 は、 夫々、 ヱ ミ ッタが共通接続されて、 電源 + B。 と接地電位点との 間に並列に配されており、 ト ラ ンジスタ 7 のェ ミ ッタと ト ランジ ス 8 のェミ ッ タ との間の接続点 P！ と、 ト ラ ンジスタ 9 のェ ミ ツ タ と ト ラ ンジスタ 1 0 のエ ミ フタ との間の接続点 P 2 との間に、 電磁コィル 6が接続されている。
このような構成において、 パルス幅変調信号 S , が高レベル h をとり、 パルス幅変調信号 S 2 が低レベル をとる とき、 ト ラ ン ジスタ 7及び 1 0がォン状態とされて、 電磁コ ィ ル 6 には接緣点 P , から · P 2 へ向かう第 1 の電流が供給され、 また、 パルス幅変 調信号 が低レベル £をとり、 パルス幅変調信号 S 2 が高レべ ル hをとるときにば、 ト ラ ンジスタ 8及び 9がオ ン状態とされ.て、 電磁コ イ ル 6 には接続点 P 2 から へ向かう第 2 の電琉が供給 される。 そして、 第 1 の電流及び第 2 の電流の夫々が電磁コ イ ル 6 に'供給される時間が、 制御信号 S e の電圧レべル変化に応じた ものとなる。
しかしながら、 斯かる制御面路においては、 その制御利得 Gが 三角波電圧信号 S s の振幅 （ピーク ツー ピーク値〉 に対する 電源 + B。 の電圧 E。 の比に比例するものとなり、 電源十 B。 の 電圧 E。 が変化すると制御利得 Gが変化してしまい、 電磁コ イ ル 6 に対する電流供給制御に悪影響をもたらすことになるので、 電 + B。 は定電圧電源とされる必要がある。 そして、 この電源 + B 0 は大電力部である駆動回路 5 に対する電源であるので、 大電 カ定電圧電源が要求されるこ とになり、 回路構成上の負担が大と なるという問題がある。 また、 上述の制御回路においてば、 駆動 HI路 5を通じて電磁コ イ ル 6 に常時上述の第 1 もしく は第 2の電 流が供給されることになるので、 被制御部である電磁コイル 6に おける電力消費が大となる不都合がある。
発明の開示
斯かる点に鑑み、 この発明は、 被制御部に対する駆動制御を行 う駆動 HI路部をパルス幅変諷制櫛信号に応じて作動させるに際し、 電源として特に定電正電源を必要とすることなく 、 安定.な制御を 行う ことができ、 しかも、 被制御部における電力消費を効果的に 低減できるようにされた、 パルス幅変調信号による制御面路を提 供することを目'的とする。
このような目的を達成すぺく 、 この発明に係るパルス幅変調信 号による制御回路は、 電源電圧の変霤 に応じて振幅が変化する三 角波もしく は鋸歯状波電圧を発生する比較電圧凳生西路部が設け られ、 第 1 の直流電圧レベルが与えられたアナログ制御信号と、 電源電圧が分圧されて得られ、 第 1 の直流電圧レベルより高い第 2 の直流電圧レベルに重畳された上述の三角波もしく は鋸歯状波 電圧とがレベル比較されて、 その結果、 第 1 のパルス幅変調制御 信号が形成され、 また、 電源電圧が分圧されて得られ、 第 1 の直 流電圧レベルよ り坻ぃ第 3 の直流レベルに重畳された上述の三角 波もしく は鋸歯祆波電圧と、 第 1の直流電圧レベルが与えられた アナログ制御信号とがレベル比較されて、 その結果、 第 2 のバル ス幅変調制御信号が形成され、 これら第 1及び第 2 のパルス幅変 諷制御信号が被制御部に対する駆動制御を行う駆動面路部に供給 されるように構成される。
このように構成きれることにより、 アナログ制; ϋ信号を三角波 もしく は鋸歯抆波電圧を用いてパルス幅変調制御信号に変換し、 得られたパルス幅変調制御信号にもとずいて駆動面路部による被 制御部に対する駆動制御を行うに際し、 駆動回路部を舍む各回路 に対しての電源電圧が変動を生じても、 制御利得を実質的に一定 に維持することができる。 従って、 制御利得を一定に保つことを 目的と.し、 特に、 駆動回路部に対して大電力定電圧電源を設置す るという必要がなく なり、 駆動回路部についても定電圧を供給す ベく安定化された電源を用いることな く 、 適正な制御を行う こと ができて、 回路構成上の負担を大幅に軽減するこ とができ る。
さらに、 躯動回路部による駆動制御において、 駆動回路部を通 じて被制御部に供給される電流が間歇的なものとされ、 駆勳面路 部及び被制御部における電力消費を効果的に低減することができ る こ とになる。
図面の簡単 説明
第 1図は従来のパルス幅変調信号による制御回路を示す回路接 続図、 第 2·図は第 1図に示される回路の動作説明に供される波形 図、 第 3図はこの発明に係るパルス幅変調信号による制御 HI路の 一例を示す回路接続図、 第 4図は第 3図に示される例の動作説明 に供される波形図である。
発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明の実施にあたっての最良の形態について図を参 照して述べる。
第 3図ば、 この発明に係るパルス幅変調信号による制御回路の 一例を示す。 この例において、 端子 1 1 には、 例えば、 前述の如 く の ト ラ ツキング制御のためのアナコグ制御信号 S eが供給され、 このアナコグ制御信号 S eが抵抗 1 2を通じて、 抵抗 1 3及び 1 4にて電源 + Bの電圧、 即ち、 電源電圧 Eを分圧するこ とによつ て得られるバイ ァス電圧レベル V rが設定されたバイ ァス面路 1 5 に供 きされる。 そして、 バイ アス回路 1 5 の出力端には、 第 4 図 Aに示される如く の、 ノ ィ ァス電圧レベル V rが与えられたァ ナログ制御信号 S eである、 アナログ制御信号 S e ' が得られる。 一方、 端子 1 6からは、 一定 1W期で一定幅を有するクロ ックパ ルス P cが供給され、 これがミ ラー積分充放電面路 1 7へ供給さ れる。 ミ ラー積分充放電回路 1 7ば、 クロ ックパルス P cがべ一 スに拱給されてオン · オフ制御されるスィ ツチング · ト ランジス タ 1 8を備えて構成され、 このスイ ッチング ' ト ラ ンジスタ 1 8 のェ ミ ッタは接地され、 コ レクタは抵抗 1 9を介して電源 + Bに 接続されている。 また、 スイ ッチング ' ト ラ ンジスタ 1 8 のコ レ クタば、 コ ンデンサ 2 0及び抵抗 2 1を介して接地され、 コ ンデ ンサ 2 0 と抵抗 2 1 との間の接,镜点が、.抵抗 2 2を介して、 出力 端と一方の入力端との間にコ ンデンサ 2 と抵抗 2 5 とが並列に 接続され、 他方の入力端が接地された演！増幅器 2 3 の一方の入 力端に接続されている。 そして、 クロ ックパルス P c によりスィ ツチング · ト ランジスタ 1 8が一定周期で一定期間ずつォン伏態 とされ、 スィ ツチング . ト ラ ンジスタ 1 8 がオフ祅態とされる期 間に電源 + Bから抵抗 1 9及びコ ンデンサ 2 0を通じて電流が流 れ込んで充電が行われ、 また、 スイ ッチング ' トランジスタ 1 8 がオン状態とされる期間にコ.ンデンサ 2 0及びスイ ッチング - ト ラ ンジスタ 1 8を通じて電流が流出して放電が行われる。 その結 果、 演算増幅器 2 3 の出力端、 即ち、 ミ ラ一積分充放電 EI路 1 Ί の出力端には、 クロ ックパルス p c の周期に応じた周期を有し、 電源電圧 Eに対応した振幅 （ピーク ツー ピーク値） を有する 三角波電圧 S dが発生する。 即ち、 ミ ラ一積分充放電回路 1 7か らは、 電源電圧 Eの変動が生じる場合には、 電源電圧 Eの変勤に 応じて振幅が変化する三角波電圧 S dが得られることになる。
また、 電源 + Bと接地電位点との間には、 抵抗 2 6 , 2 7 , 2 8及び 2 9の直列接 で形成された分圧回路が挿入されており、 抵抗 2 7 と 2 8 と； D間の接繞点 に、 上逑のバイ アス回路 1 5 で設定されたバイ ァス電圧レベル V r に等しい直流電圧レベル V rが得られるように設定される。 さらに、 抵抗 2 S と 2 7 との間 の接続点 Q 2 には、 直流電圧レベル V rより三角波電圧 S dの振 幅の 1/2 に相当する所定値だけ高い直流電圧レベル V hが得られ、 抵抗 2 8 と 2 9 との間の接続点 Q3 には、 直流電圧レベル V rよ り上述の所定値だけ低い直流電圧レベル V が得られるように設 定されている。 このよう に設定されることにより、 直流電圧レべ ル V h と V £ との間の差 （ V h — V ) が三角波電圧 S dの振幅 に等しいものとされることになる。
そして、 ミ ラ一積分充放電回路 1 7の岀カ端が、 コ ンデンサ 1 7 cを介して分圧回路の接続点 C に接続され、 接続点 に三 角波電圧 S dが供給される。 従って、 分圧回路の接続点 C には、 第 4図 Aに示される如く の、 直流電圧レベル V hに重畳された三 角波電圧 S dである、 三角波電圧 S d ' が得られ、 また、 接続点 Q3 には、 同じ く第 4図 Aに示される如く の、 直流電圧レベル V & に重畳された三角波電圧 S dである、 三角波電圧 S d " が得ら れる。 ここで、 三角波電圧 S d ' の低レベル側のピーク値が直流 電圧レベル V r に一致し、 三角波電圧 S d " の高レベル側のビー ク値が直流電圧レベル V rに一致する こ とになる。 そして、 電源 電圧 Eが変動する場合には、 直流電圧レベル V r , V h及び V J2 が変化し、 直流電圧レベル V h と V r との差 （ V h — V r ) 及び 直流電圧レベル. V r と V との差 （ V r - V ） が変化するが、 このとき、 三角波電圧 S dの振幅も電源電圧 Eの変動に応じて変 化するので、 電源電圧 Eの変動があっても， 上述し 第 4図 Aに 示される如く の各信号間の相互レベル関係が維持される。 分圧回路の接繞点 Q 2 に得られる三角波電圧 S d ' とバイアス 回路 1 5 の出力端に得られるアナ口グ制御信号 S e ' とがレベル 比較回路 3 0に供給されて、 両者間の電圧レベルの比較が行われ、 レベル比較面路 3 0からは、 三角波電圧 S d， の電圧レベルがァ ナログ制御信号 S e ' の電圧レベルよ り高いとき高レベル hをと り 、 三角波電圧 S d ' の電圧レベルがアナログ制御信号 S e ' の 電圧レベル以下のとき低レベル をとる、 第 4図 Bに示される如 く の、 アナログ制御信号 S e ' の振幅変化に対応したパルス幅変 化を有するものとされたパルス幅変調制御信号 S aが得られる。 また、 バイ アス回路 1 5 の出力端に得られるアナログ制御信号 S e 5 と分圧回路の接繞点 Q 3 に得られる三角波電圧 S d " とがレ ベル比較面路 3 1に供給されて、 両者間の電圧レベルの比較が行 われ、 レベル比較回路 3 1からは、 アナロ 制御信号 S e ' の電 圧レベルが三角波電圧 S d a の電圧レベルよ り高い-とき高レベル ίιをとり、 アナ口グ制御信号 S e， の電圧レベルが三角波電圧 S d 。 の電圧レベル以下のとき低レ ル をとる、 第 4図 Cに示さ れる如く の、 アナログ制御信号 S e ' の振幅変化に対応したパル ス幅変化を有するものとされたパルス幅変調制御信号 S bが得ら れる。 '
このよ う にして得られたパルス幅変調制御信号 S a及び S b は、 夫々、 躯動面路 3 2 の入力端子 3 3及び 3 4に供給される。 駆動 回路 3 2 は、 夫々、 コ レク タ · ェ ミ ッタ通路が直列接続された ト ラ ンジスタ 3 7及び 3 8 の組と ドラ ンジスタ 4 1及び 4 2 の組と が、 電源 + Bと接地電位点との間に並列に配されて構成されてお り 、 ト ラ ンジスタ 3 7 のコ レク タ と ト ラ ンジスタ 3 8 のエ ミ フ タ との簡の接繞点 P a と ト ラ ンジスタ 4 1 のコ レクタ と ト ラ ンジス タ 4 2のェミ ッタとの間の接繞点 P b との間に、 被制御部である、 例えば、 前述のレ ンズやミ ラ一等に対する駆動手段を形成する電 磁コ イ ル 4 3が接続されている。 また、 ト ラ ンジスタ 3 7 のべ一 ス及び ト ラ ンジスタ 4 1 のベースは、 夫々 、 抵抗 3 5及び 3 9を 介して電源 + Bに接続されている。 そして、 入力端子 3 3からの パルス幅変調制櫛信号 S aが抵抗 3 6を介して ト ラ ンジスタ 3 7 のベースに、 また、 直接に ト ラ ンジスタ 4 2 のベースに供給され、 さ らに、 入力端子 3 4からのパルス幅変調制御信号 S bが抵抗 4 0を介して ト ランジスタ 4 1 のベースに、 また、 直接に ト ラ ンジ スタ 3 8 .のベースに供給される。
このようにされた駆動回路 3 2において、 パルス幅変調制御信 号 S aが高レベル hをとるとき ト ラ ンジスタ 3 7及び 4 2がオ フ 状態とされて、 低レベル をとるとき ト ラ ンジスタ 3 7及び 4 2 がオ ン状態とされ、 また、 パルス幅変調制御信号 S bが高レベル hをとるとき ト ラ ンジスタ 4 1及び 3 8がオフ状態とされて、 低 レベル をとる と き ト ラ ンジスタ 4 1及び 3 8 がオ ン状態とされ る。 そして、 第 4図 B及び Cから分かる如く 、 パルス幅変調制御 信号 S aが低レベル をとるときパルス幅変調制御信号 S b は高 レベル hにあり、 パルス幅変調制御信号 S bが低レベル をとる ときパルス幅変調制御信号 S a は高レベル hにある。 従って、 ノヽ' ルス幅変調制御信号 S aが低レベル をとるとき、 ト ラ ンジスタ 3 7及び 4 2のみがオ ン状態とされて、 電磁コ イ ル 4 3には、 電 流 I が、 第 3図に矢示される如く 、 接鐃点 P aから P bに向かう 方向をもつて供給される。 同様に、 パルス幅変調制御信号 S bが 低レベル： δをとるとき、 ト ランジスタ 4 1及び 3 8 のみがオ ン状 態とされて、 電磁コ イ ル 4 3 には、 電流 I が、 第 3図に矢示され る向きとは逆の、 接続点 P bから P a に向かう方向をもつて供給 される。 一方、 パルス幅変調制御信号 S a及び S bの両者が高レ ベル hをとるときには、 ト ラ ンジスタ 3 7 , 3 8 , 4 1及び 4 2 が全てオフ状態となって、 電磁コィ ル 4 3にば電流が供給されな い。 このようにして、 駆勣面路 3 2による電磁コィ ル 4 3への電 流供給、 即ち、 被制御部に対する駆動制御が、 パルス幅変調制御 信号 S a及び S bにもとずいて行われ、 その結果、 電磁コィ ル 4 3に供給される電流 I は、 第 4図 Dに示される如く 、 間歇的に流 れるものとされ、 一度に継続して流れる期間の長さ及びその極性 が、 アナ口グ制櫛信号 S e の電圧レベル変化に応じたものとなる。
上述の如く に、 電磁コィル 4 3 に供給される電流 I が間歇的な ものとされるので、 電磁コィル 4 3における電力消費が低減され、 しかも、 三角波電圧 S d ' 及び S d " の振幅が電源電圧 Eの変動 に応じて変化するので、 三角波電圧 S d ' もしく は S d B の振幅 に対する電源電圧 Eの比が、 電源電圧 Eの変動が生じても、 略一 定に保たれ、 制御利得.が実質的に一定に維持される。
なお、 上述の例では、 ミ ラー積分充放電回路 1 Ίから三角波電 圧が得られるようにされ、 この三角波電圧がアナ口グ制御信号か らパルス幅変調制御信号への変換に用いられる比較電圧とされて いるが、 斯かる三角波電圧に代えて、 鋸歯状波電圧が、 アナログ 制御信号からパルス幅変調制御信号への変換に際しての比較電圧 として用いられるよう にされてもよい。
産業上の利用可能性
この発明に孫る制御 Hi路は、 様 な可動体を比較的大電力をも つて電磁的に駆動するための電磁躯動装置に適用されて、 高い駆 動効率が得られるようにできるものであり、 上述の如く 、 ビデオ
' ディ スク · システムゃデイ ジタル ' オーディオ ' ディ スク · シ ステムの再生装置におけるレンズあるいはミ ラー等の光学素子の 駆動制御のみならず、 例えば、 各種電子機器におけるブランジャ 1 I 駆動部の駆動制御に用いられるに好適である。

Claims

請 求 の 範 囲
1. アナ口グ制御信号に第 1の直流電圧レベルを与えるバイアス 回路部 （ 1 5 ) と、 電源電圧を分圧して上記第 1の直流電圧レべ ルより高い第 2の直流電圧レベル及び上記第 1の直流電圧レベル より低い第 3の直流電圧レベルを得る電圧発生] II路部 （ 2 6 , 2 7 , 2 8 , 2 9 ) と、 上記電源電圧の変動に応じて振幅が変化す る三角波もしく は鋸歯状波電圧を発生する比'較電圧発生回路部 （ 1 7 ) と、 上記第 1の直流電圧レベルが与えられた上記アナ口グ 制御信号と上記第 2の直流電圧レベルに重畳された上記三角波も し く は露歯扰波電圧とをレベル比較して、 第 1のパルス幅変調制 御信号を形成する第 1のレベル比較回路部 （ 3 0 ) と、 上記第 3 の直流レベルに重畳された上記三角波もし く ほ鋸歯伏波電圧と上 記第 1の直流電圧レベルが与えられた上記アナログ制御信号とを レベル比較して、 第 2のパルス幅変調制御信号を形成する第 2の レベル比較 II路部 （ 3 1 ) と、 上記第 1及び第 2のパルス幅変調 制御信号にもとずいて被制御部に対する駆動制御を行う躯動面路 部 （ 3 2 ) とを備えて構成されたパルス幅変調信号による制御回 路。
2. · 上記バイァス回路部 （ 1 5 ) が、 上記第 1の直流電圧レベル を、 上記電源電圧にもとずき、 '該電源電圧の変動に応じて変化す る レベルとして設定し、 その出力端から上記第 1の直流電圧レべ ルに重畳された上記アナ口グ制御信号を送出することを特徴とす る請求の範囲第 1項記載のパルス幅変調信号による制御回路。
3. 上記電圧発生面路部 （ 2 6 , 2 7 , 2 8 , 2 9 ) が、 上記電 源電圧を供給する電源の両端間に直列に接続された第 1 の抵抗素 子 （ 2 6 ) , 第 2の抵抗素子 （ 2 7 ) , 第 3 の抵抗素子 （ 2 8 ) 及び第 4の抵抗素子 （ 2 9 ) を含んで形成されて、 上記第 1及び 第 2の抵抗素子 （ 2 6及び 2 7 ) 間の接繞点に上記第 2 の直流電 圧レベルが得られ、 かつ、 上記第 3及び第 4の抵抗素子 （ 2 8及 び 2 9 ) 間の接続点に上記第 3 の直流電圧レベルが得られるとと もに、 上記第 2及び第 3 の抵抗素子 （ 2 7及び 2 8 ) 間の接続点 に上記比較電圧発生回路部 （ 1 7 ) の出力端が接続されるものと なされたことを特徴とする請求の範囲第 1 項または第 2項記載の パルス幅変調信号による制御回路。
4. 上記比較電圧発生回路部 （ 1 7 ) が、 上記電源電圧を供給す る電源 接続され、 所定のク 口 ッ.クパルスが供給されてォン · ォ フ制御されるスイ ッチング素子 （ 1 8 ) を含むミ ラ—積分充放電 回路で形成されたこ とを特徴とする請求の範囲第 1 項または第 2 項記載のパルス幅変調信号による制御回路。
5. 上記第 1 のレベル比較面路'部 （ 3 0 ) の一対の入力端が、 上 記第 1及び第 2 の抵抗素子 （ 2 6及び 2 7 ) 間の接繞点及び上記 バイ アス回路部 （ 1 5 ) の出力端に夫々接続され、 また、 上記第
2 のレベル比較回路部 （ 3 1 ) の一対の入力端が、 上記バイ アス 回路部 （ 1 5 ) の出力端及び上記第 3及び第 4の抵抗素子 （ 2 8 及び 2 9 ) 間の接続点に夫々接続されたことを特徴とする請求の 範囲第 3項記載のパルス幅変調信号による制御回路。
6. 上記駆動回路都 （ 3 2 ) が上記第 1 のパルス幅変調制御信号 及び上記第 2 のパルス幅変調制御信号が供給されてォン · オフ制 御ざれ、 上記被制御部に間歇的に電流供給を行う複数のスィ ツチ ング素子 （ 3 7 , 3 8 , 4 1， 4 2 ) を含んで形成されたことを 特徴とする請求の範囲第 1項， 第 2項または第 5'項記載のパルス 幅変調信号による制御回路。
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