JPH0496659A - 交流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、任意の電圧及び周波数の交流電圧を出力でき
る交流電源装置に関するものである。

各種の電子機器の動作試験等を行う場合に、電源電圧及
び電源周波数を変更できる交流電源装置が使用されてい
る。このような交流電源装置の経済化を図ることが要望
されている。

（従来の技術〕 第４図は従来例のブロック図であり、４１は正弦波発生
器、４２は誤差増幅器、４３は三角波発生器、４４はＤ
Ｃ／ＡＣインバータ回路、４５は比較器、４６は商用交
流電源、４７は整流平滑回路、４８はＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃイ
ンバータ回路、４９は出力フィルタ、５０は負荷である
。

１００■或いは２００■の周波数５０Ｈｚ或いは６０Ｈ
ｚの商用文流電＃４６からの交流電圧が整流平滑回路４
７により整流されて平滑化され、Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃインバ
ータ回路４８により所望の電圧値となるように安定化さ
れた直流電圧として、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４４に
加えられる。このＤＣ／ＡＣインバータ回路４４から交
流電圧が出力され、出力フィルタ４９により高調波成分
が除去された交流電圧が負荷５０に供給される。

この負荷５０に印加する交流電圧と正弦波発生器４１か
らの正弦波信号とが誤差増幅器４２に加えられ、この誤
差増幅器４２の出力信号と三角波発生器４３からの三角
波信号とが比較器４５に加えられ、比較器４５の出力信
号がＤＣ／ＡＣインバータ回路４４に加えられ、インバ
ータ回路４４を構成するスイッチング素子のオン、オフ
が制御される。

第５図は従来例の動作説明図であり、（ａ）は誤差増幅
器４２の出力信号５１と、三角波発生器４３からの三角
波信号５２とを示し、（ｂ）は比較器４５の出力信号を
示す。出力フィルタ４９からの交流電圧と正弦波発生器
４１からの正弦波信号との差の誤差増幅器４２の出力信
号５１はほぼ正弦波状に変化することになり、三角波発
生器４３からの三角波信号５２と比較器４５により比較
すると、（ｂ）に示す出力信号となり、パルス幅制御信
号に相当したものとなり、この出力信号によりインバ−
タ回路４４が制御される。

このインバータ回路４４は、第６図に示すように、ブリ
ッジ接続されたバイポーラ・トランジスタや電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）等によるスイッチング素子６１−
１〜６１−４と、インダクタンス６２とコンデンサ６３
とからなり、ブリッジ接続の一方の対向辺のスイッチン
グ素子６１１．６１−４をオンとすると、Ｄ　Ｃ／Ｄ　
Ｃインノｈ−夕回路４８等による直流電源６５から一点
鎖線の経路でインダクタンス６２とコンデンサ６３とに
電流が流れ、他方の対向辺のスイ・ノチング素子６１−
２．６１−３をオンとすると、点線の経路でインダクタ
ンス６２とコンデンサ６３とに電流が流れる。このよう
な電流によりコンデンサ６３の両端の電圧が正弦波状に
変化し、出力端子６４から交流電圧を出力することがで
きる。

第７図はインバータ回路の動作説明図であり、（ａ）は
比較器４５の出力信号、（ｂ）はブリッジ接続の一方の
対向辺のスイッチング素子６１−１．６１４のオン、オ
フ動作、（Ｃ）は他方の対向辺のスイッチング素子６１
−３．６ｉ４のオン、オフ動作、（ｄ）は出力波形を示
す。比較器４５の出力信号が第５図の（ｂ）又は第７図
の（ａ）に示すように変化すると、ブリッジ接続の一方
の対向辺のスイッチング素子６１−１．６１−４は第７
図の（ｂ）に示す制御信号により制御され、他方の対向
辺のスイッチング素子６１２．６１−３は（Ｃ）に示す
制御信号により制御される。それによって、（ｄ）に示
す交流電圧が出力端子６４から出力される。

〔発明が解決しようとする課題］ インバータ回路４４に於いて、ブリッジ接続の一方の対
向辺のスイッチング素子６１−１，６１４と、他方の対
向辺のスイッチング素子６１２．６１−３とが同時にオ
ンとなると、Ｄ　Ｃ／ＤＣインバータ回路４８等による
直流量＃６５を短絡することになる。二のような短絡を
防止する為に、従来例に於いては、第７図の（ｂ）、　
（Ｃ）に示すように、ブリッジ接続の一方の対向辺のス
イッチング素子６に１．６１−４をオンからオフに切替
え、他方の対向辺のスイッチング素子６１−２６１−３
をオフからオンに切替える時、及びその反対に他方の対
向辺のスイッチング素子６１−２６１−３をオンからオ
フに切替え、一方の対向辺のスイッチング素子６１−１
．６１４をオフからオンに切替える時に、オン、オフの
制御信号の遅れやスイッチング速度等を考慮した休止時
間ｔを設けているものである。

しかし、このような休止時間ｔより短いパルス幅で制御
することができないので、インバータ回路の高周波化が
困難となり、小型化を図ることが困難であった。

本発明は、簡単な構成により高周波化を容易とし、小型
化した交流電源装置を提供することを目的とするもので
ある。

〔課題を解決するだめの手段ｊ 本発明の交流型ａ装置は、インバータ回路のブリッジ接
続の一方の対向辺と他方の対向辺とのスイッチング素子
に休止期間を形成することなく、オン、オフ動作を可能
として高周波化を図るものであり、第１図を参照して説
明する。

正弦波発生器１の出力信号と交流出力電圧との差を求め
る誤差増幅器２と、この誤差増幅器２の出力信号と三角
波発生器３からの三角波信号とを比較して、インバータ
回路４のブリッジ接続のスイッチング素子５−１〜５−
４を制御して、交流出力電圧を負荷に供給する交流電源
装置に於いて、三角波信号のレベルをそれぞれ重複しな
いようにシフトした第１．第２の三角波信号を形成する
三角波信号出力部６と、誤差増幅器２の出力信号と第１
．第２の三角波信号とを比較する第１．第２の比較器７
−１．７−２とを設けて、インバータ回路４のブリッジ
接続の一方の対向辺のスイッチング素子５−１．　５＋
−４を第１の比較器７−１の比較出力信号により制御し
、他方の対向辺のスイッチング素子５２．０３を第２の
比較器７−２の比較出力信号により制御する構成とした
。

［作用］ 三角波発生器３からの三角波信号のレベルを、三角波信
号出力部６により一方と他方とにシフトしてそれぞれの
シフトが重ならないようにした第１、第２の三角波信号
を形成し、これらの第１第２の三角波信号を第１．第２
の比較器７−１゜７−２の一方の入力とし、誤差増幅器
２の出力信号を他方の入力として比較するものである。

従って、正弦波の正極性の期間では、例えば、第１の比
較器７−１の比較出力信号がパルス幅制御されたものと
なり、第２の比較器７−２の比較出力信号は連続してロ
ーレベルとなるから、ブリッジ接続の一方の対向辺のス
イッチング素子５−１５−４のみがオン、オフ制御され
、他方の対向辺のスイッチング素子５−２．５−３はオ
フ状態を継続する。又正弦波の負極制御の期間では、反
対に第１の比較器７−１の比較出力信号は連続してロー
レベルとなり、第２の比較器７−２の比較出力信号がパ
ルス幅制御されたものとなるから、ブリッジ接続の一方
の対向辺のスイッチング素子５−１．５−４はオフ状態
を継続し、他方の対向辺のスイッチング素子５−２．５
−３はオン、オフ制御される。

前述のように、正弦波の正極性の期間では、ブリッジ接
続の一方の対向辺のスイッチング素子５−１．５−４の
みがオン、オフ制御され、他方の対向辺のスイッチング
素子５−２．５−３はオフを継続し、又正弦波の負極性
の期間では、ブ’Ｊ　ｙジ接続の一方の対向辺のスイッ
チング素子５−１５−４はオフを継続し、他方の対向辺
のスイッチング素子５−２．５−３のみがオン、オフ制
御されるから、従来例のように休止期間ｔを設ける必要
がなくなり、高周波化が可能となる。

〔実施例〕　　　。

以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第２図は本発明の実施例のブロック図であり、１１は正
弦波発生器、１２は誤差増幅器、Ｉ３は三角波発生器、
Ｉ４はインバータ回路、１５−１〜１５−４はスイッチ
ング素子としての電界効果トランジスタ（以下トランジ
スタと略称する）、１６は三角波信号出力部、１７−１
．１７−２は第１．第２の比較器、１８は商用交流電源
、１９は整流平滑回路、２０はＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃインバー
タ回路、２■は負荷、Ｒ１−Ｒ１３は抵抗、０１〜Ｃ３
はコンデンサ、Ｄｉ−Ｄｌｌはダイオード、Ｌ１〜Ｌ４
はインダクタンス、Ｑはトランジスタである。なお、イ
ンバータ回路１４からの交流電圧の高調波成分を除去す
る出力フィルタは図示を省略している。

正弦波発生器１１は、ＣＲ発振器等の各種の構成を用い
ることができるものであり、その出力周波数を可変でき
る構成が望ましい。又誤差増幅器１２は、抵抗ＲＩＯ〜
Ｒ１３とコンデンサＣ２等を含み、正弦波発生器１１か
らの正弦波信号と、インバータ回路１４からの交流電圧
とが入力され、それらの差の出力信号が第１．第２の比
較器１７−１の子端子、１７−２の一端子に抵抗Ｒ６，
Ｒ８を介して入力される。

又三角波発生器１３からの三角波信号は、抵抗Ｒ１〜Ｒ
５からなる三角波信号出力部１６によりそれぞれレベル
が重ならないようにシフトされた第１．第２の三角波信
号となるもので、例えば、抵抗Ｒ１−Ｒ４に電圧士■Ｃ
Ｃ＋　　−■ＣＣを印加し、三角波発生器Ｉ３からの三
角波信号を抵抗Ｒ２Ｒ３の接続点に加え、抵抗Ｒ１，Ｒ
２の接続点から第１の三角波信号を出力し、抵抗Ｒ３，
Ｒ４の接続点から第２の三角波信号を出力して、それぞ
れ第１．第２の比較器１７−１の一部子、１７−２の十
端子に、抵抗Ｒ７，Ｒ９を介して入力するものである。

又インバータ回路１４は、ブリッジ接続の一方の対向辺
のトランジスタ１５−１．１５−４と、他方の対向辺の
トランジスタ１５−２．１５−３とにそれぞれ逆流防止
用のダイオードＤＩ−Ｄ４が直列に接続され、又転流用
のダイオードＤ５〜Ｄ８が接続されており、又インダク
タンスＬＩＬ２とコンデンサＣＩとが対向辺間に直列に
接続され、コンデンサＣ１の両端から交流電圧が出力さ
れる構成を有するものである。

又ダイオードＤ９とコンデンサＣ３とインダクタンスＬ
３とからなる整流平滑回路１９により、商用交流電源１
８の交流電圧を整流して平滑化巳、Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃイン
バータ回路２０により所望の直流電圧となるように、パ
ルス幅制御によりトランスの一次巻線に接続されたトラ
ンジスタＱのオン期間が制御され、ダイオードＤ１０．
Ｄ１１とコンデンサＣ４とインダクタンスＬ４とにより
、整流平滑化され、安定化された直流電圧がインバータ
回路１４に入力される。

このインバータ回路１４からの交流電圧のピーク値は、
Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃインバータ回路２０の出力直流電圧に対
応するものであるから、Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃインバータ回路
２０を制御することにより、所望の実効値の交流電圧を
出力することができる。又正弦波発生器１１の出力周波
数及び出力電圧を制御することにより、インバータ回路
１４からの交流電圧の周波数及び出力電圧を制御するこ
とができる。

第３図は本発明の実施例の動作説明図であり、（ａ）は
第１．第２の三角波信号３１．３２と、誤差増幅器１２
の出力信号３３との一例を示し、（ｂ）は第１の比較器
１７−１の出力信号、（Ｃ）は第２の比較器１７−２の
出力信号の一例を示す。三角波発生器１３からの三角波
信号を、三角波信号出力部１６によりレベルシフトして
、（ａ）に示すように、それぞれのレベルが重ならない
ように第１．第２の三角波信号３１．３２とするもので
ある。

誤差増幅器１２の出力信号３３と第１．第２の三角波信
号３１．３２とが、第１．第２の比較器１７−１．１７
−２に於いて比較されるから、第１の比較器１７−１の
出力信号は第３図の（ｂ）に示すものとなり、この第１
の比較器１７−１の出力信号によりブリッジ接続の一方
の対向辺のトランジスタ１５−１．１５−４のオン、オ
フが制御されて、交流電圧の正極性の半波が出力される
。この時、第２の比較器１７−２の出力信号はローレベ
ルとなるから、ブリッジ接続の他方の対向辺のトランジ
スタ１５−２．１５−３：よオフを継続することになる
。

又第２の比較器１７−２の出力信号によりブリッジ接続
の他方の対向辺のトランジスタ１５−２１５−３のオン
、オフが制御されて、交流電圧の負極性の半波が出力さ
れる時には、第１の比較器１７−１の出力信号はローレ
ベルとなるから、ブリッジ接続の一方の対向辺のトラン
ジスタ１５１．１５−２はオフを継続することになる。

従って、ブリッジ接続の一方の対向辺のトランジスタ１
５−１．１５−４と、他方の対向辺のトランジスタ１５
−２．１５−３とは、休止期間ｔを設けなくても、同時
にオンとなることはなく、従って、高周波化が可能とな
る。

本発明は、前述の実施例にのみ限定されるものではなく
、種々変更することができるものであり、例えば、Ｄ　
Ｃ／Ｄ　Ｃインバータ回路２０を直流電源とする場合ば
かりでなく、他の構成の直流電源を用いて、インバータ
回路１４に入力する構成とすることも可能である。

〔発明の効果ｊ 以上説明したように、本発明は、三角波発生器３からの
三角波信号を、三角波信号出力部６によりそれぞれレベ
ルが重複しないようにレベルシフトした第１．第２の三
角波信号とし、第１．第２の比較器７−１．７−２によ
り誤差増幅器２の出力信号と比較し、第１の比較器７−
Ｉによりブリッジ接続の一方の対向辺のスイッチング素
子５１．５−４を制御し、第２の比較器７−２によりブ
リッジ接続の他方の対向辺のスイッチング素子５−２．
５−３を制御するもので、交流電圧の正極性の期間では
一方の対向辺のスイッチング素子５−１．５−４のみが
パルス幅制御によるオン。

オフ制御が行われ、他方の対向辺のスイッチング素子５
−２．５−３はオフ状態を継続するから、直流電源を短
絡するような同時オンとなることはなく、従って、休止
期間を設ける必要がなくなり、高周波化が容易となる。

このようにスイッチングの高周波化により、各部を小型
化することができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の実施例
のブロック図、第３図は本発明の実施例の動作説明図、
第４図は従来例のプロ・ンク図、第５図は従来例の動作
説明図、第６図はインバータ回路の説明図、第７図はイ
ンバータ回路の動作説明図である。 １は正弦波発生器、２は誤差増幅器、３１よ三角波発生
器、４はインバータ回路、５−１〜５−４はスイッチン
グ素子、６は三角波信号出力部、７１．７−２は第１．
第２の比較器である。 特許出願人　　富士通電装株式会社 代理人弁理士　　　相　谷　昭　司

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 正弦波発生器（１）の出力信号と交流出力電圧との差を
   求める誤差増幅器（２）と、該誤差増幅器（２）の出力
   信号と三角波発生器（３）からの三角波信号とを比較し
   て、インバータ回路（４）のブリッジ接続のスイッチン
   グ素子（５−１〜５−４）を制御し、前記交流出力電圧
   を出力する交流電源装置に於いて、 前記三角波信号のレベルをそれぞれ重複しないようにシ
   フトした第１、第２の三角波信号を形成する三角波信号
   出力部（６）と、 前記誤差増幅器（２）の出力信号と前記第１、第２の三
   角波信号とを比較する第１、第２の比較器（７−１、７
   −２）とを設け、 前記インバータ回路（４）のブリッジ接続の一方の対向
   辺の前記スイッチング素子（５−１、５−４）を前記第
   １の比較器（７−１）の比較出力信号により制御し、他
   方の対向辺の前記スイッチング素子（５−２、５−３）
   を前記第２の比較器（７−２）の比較出力信号により制
   御する構成としたことを特徴とする交流電源装置。