CN1306703C

CN1306703C - 线驱动器及其控制输出信号的方法

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Publication number: CN1306703C
Application number: CNB2004100367981A
Authority: CN
Inventors: 熊涛
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2004-04-30
Filing date: 2004-04-30
Publication date: 2007-03-21
Anticipated expiration: 2024-04-30
Also published as: CN1691506A

Abstract

本发明公开了一种线驱动器及其控制输出信号的方法，用来解决线驱动器结构工作时存在输出信号波形抖动和不连续的问题。所述线驱动器包括第一、第二驱动部分，跨接在第一、第二驱动部分之间的负载；所述驱动部分包括预驱动器，与预驱动器输出端连接的输出驱动管和开关管，该开关管根据输入信号控制所述输出驱动管在工作状态和非工作状态间切换；其中所述驱动部分还包括与电源和所述输出驱动管的栅极连接的充电单元。所述方法为：对可产生电容效应的器件进行充电，当检测到所述输入信号使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿时，控制所述器件向输出驱动管的栅极电容充电，以缩短该输出驱动管从关断状态到导通状态的变化时间。

Description

线驱动器及其控制输出信号的方法

技术领域

本发明涉及传输信号的驱动技术，尤其涉及一种线驱动器及其控制输出信号的方法。

背景技术

在现代通信系统中，数据信号通常需要经过传输线进行长距离传送，在数据信号发送到线路上之前需要经过线驱动器(Line Driver)电路。线驱动器电路的主要作用是为信号提供足够的驱动能力，以满足传输线信号波形模板的电压幅度要求；同时线驱动器还需具有输出波形极性反转功能，以满足传输线信号波形模板中可能存在的负向部分以及线路编码的双极性要求。

专利号为US5631595的美国专利公开了一种线驱动器，如图1所示，该线驱动器包含两个完全相同的同相放大器结构，即第一、第二驱动部分，负载跨接在第一、第二驱动部分的输出端B2和T2之间，这种驱动结构可为负载提供不同流向的驱动电流，因此被称为推挽式(push-pull)结构，其工作原理如下：

线驱动器的输入电压信号V_in由电流信号I_DAC在电阻Rs上产生。当数字控制信号CLAMPP为高电平、CLAMPN为低电平时，P沟道MOS管MPA关断、P沟道MOS管MPB导通，N沟道MOS管MN2B导通使N沟道MOS管MN1B关断，右侧的驱动部分不工作，N沟道MOS管MN2A关断使左侧驱动部分正常工作，此时负载上的电流流向是从输出端T2到输出端B2；开关S2导通、开关S1关断，使输入电压V_in进入第一驱动部分。

输出端B2的电平为：V_R2A＝V_BUS(1+R_2A/R_1A)-V₁R_2A/R_1A；

将V_in＝V₁-V_BUS代入上式可得：V_R2A＝-(1+R_2A/R_1A)V_in+V₁；

设MPB管上的压降为V_1B，则有：V_T2＝V_1B；

这样，负载两端压降为：V_T2R2＝(1+R_2A/R_1A)V_in+V_1B-V₁。

由此可以看出，当MPS和MPB管中的电流密度相同时，它们的压降也会基本相同，V_1B-V₁接近为零，这样负载两端压降就将与输入电压信号V_in成为比例关系。

当数字控制信号CLAMPP为低电平、CLAMPN为高电平时，第一、第二驱动部分的工作状态刚好相反，在负载上将得到极性相反的压降。

作为这种线驱动器的一种可能的应用举例，图2给出了某种通信协议定义的信号波形模板，图3则给出了采用该线驱动器方案来实现符合波形模板的方法，包括了输入信号I_DAC、控制信号CLAMPP/N和负载电压的波形及时序关系。

由于线驱动器的N沟道MOS输出驱动管MN1A和MN1B从关断到导通工作的状态变化有一个过程，而这个过程可能会持续较长时间，因此，使得线驱动器的输出信号波形会有一定的不连续和存在较大抖动。下面仍通过前述的应用举例来说明这个问题：

如图4所示，在控制信号CLAMPP从低电平变为高电平、CLAMPN为低电平时刻t1，MN2A管关断，输出驱动管MN1A在预驱动器A(pre-driver A)的驱动下导通。由于MN1A管的栅极电容通常很大且只能通过预驱动器的有限输出电流充电，因此MN1A管的栅极电压存在一个逐渐上升的过程，这就决定了MN1A管从关断到导通的状态变化需要一个缓慢的过程，而非瞬间跳变。当在t1’时刻MN1A管进入导通状态时，线驱动器电路才能正常工作，这样会造成输出波形的上升沿滞后。而如果在t1时刻之前，控制信号CLAMPN已经处于低电平，则上述MN1A管栅极电容充电的过程不存在，这时输出波形的上升沿也就不存在滞后。在这两种工作状态都存在的情况下，就形成了输出信号波形的抖动(包括沿和脉冲宽度)。而同样的问题还出现在线驱动器工作极性反转的时刻t2，这样就会造成输出信号波形的不连续。如果MN1A管栅极电容充电的过程过于缓慢，造成的波形抖动和不连续将难以被系统接受。

发明内容

本发明提供一种线驱动器及其控制输出信号的方法，以解决线驱动器结构工作时存在输出信号波形抖动和不连续的问题。

为解决上述问题，本发明提供以下技术方案：

一种在线驱动器中控制输出信号的方法，所述线驱动器包括第一、第二驱动部分，和跨接在第一、第二驱动部分之间的负载；所述驱动部分包括预驱动器，与预驱动器输出端连接的输出驱动管和开关管，该开关管根据输入信号控制所述输出驱动管在工作状态和非工作状态间切换来在所述负载上获得输出信号；其特征在于所述方法为，对可产生电容效应的器件进行充电，当检测到所述输入信号使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿时，控制所述器件向输出驱动管的栅极电容充电，以缩短该输出驱动管从关断状态到导通状态的变化时间。

一种线驱动器，包括第一、第二驱动部分，跨接在第一、第二驱动部分之间的负载；所述驱动部分包括预驱动器，与预驱动器输出端连接的输出驱动管和开关管，该开关管根据输入信号控制所述输出驱动管在工作状态和非工作状态间切换；其中，所述驱动部分还包括与电源和所述输出驱动管的栅极连接的充电单元，通过所述电源对充电单元进行充电，由使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的输入信号控制该充电单元向所述输出驱动管的栅极电容充电。

所述充电单元包括一个控制开关和可产生电容效应的器件，该器件通过控制开关与电源和输出驱动管的栅极连接；该控制开关接收所述输入信号并根据该输入信号控制电源对器件充电或控制器件对所述输出驱动管的栅极电容充电。

所述器件为一电容，该电容与所述控制开关串接在电源之间。

所述控制开关为单稳态开关；该单稳态开关包括触发沿检测器和切换开关，切换开关分别与触发沿检测器的输出端、电容、电源和输出驱动管的栅极连接；该触发沿检测器接收所述输入信号并检测使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿，该切换开关根据触发沿检测器的输出信号控制电容与电源电导通或与输出驱动管的栅极电导通。

所述触发沿检测器包括第一反相器、延时器、第二反相器和“与”门；该第一反相器接收输入信号，所述延时器和第二反相器串接在“与”门的一输入端与第一反相器的输出端之间，“与”门的另一输入端直接与第一反相器的输出端连接；该触发沿检测器根据输入信号使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿产生一个具有一定脉宽的脉冲信号。

所述切换开关包括反相器、第一、第二N沟道MOS管和第一、第二P沟道MOS管；第一N沟道MOS管的源极和漏极分别与第一P沟道MOS管的漏极和源极连接，第二N沟道MOS管的源极和漏极分别与第二P沟道MOS管的漏极和源极连接，第一P沟道MOS管、第二N沟道MOS管的栅极与触发沿检测器的输出端连接，第一N沟道MOS管、第二P沟道MOS管的栅极通过所述反相器与触发沿检测器的输出端连接。

本发明采用电容性器件给线驱动器中输出驱动管的栅极电容充电，而这个充电过程实际上是电容极板间的电荷再分配过程，由于速度极快而使得充电时间可以忽略不计，使输出驱动管从关断状态到导通状态的变化时间缩短，因而能够消除线驱动器输出信号波形抖动和不连续的问题。

附图说明

图1为现有技术的线驱动器电路原理图；

图2为一种通信协议定义的信号波形模板示意图；

图3为符合2所示波形模板的线驱动器的信号时序关系图；

图4为现有线驱动器的输出信号波形不连续的示意图；

图5为本发明线驱动器驱动部分的电路原理图；

图6为本发明的充电单元中触发沿检测器的电路原理图；

图7A、图7B为触发沿检测器中延时器的结构示意图；

图8为提供充电电源的电路原理图。

具体实施方式

要解决线驱动器输出信号波形抖动和不连续的问题，就要尽可能缩短输出驱动管栅极电容充电的过程，虽然增加预驱动器的输出驱动电流，或者通过外加电流源辅助线驱动器的输出驱动管充电可以在一定程度上加快电容充电过程，但是不能从根本上解决问题，(虽然电容的充电电流越大，达到相同充电电压所需要的时间即充电过程越短，但是由于充电电流终归有限，所以充电时间不会无限缩短)而且还会增加整个线驱动器结构的静态功耗。

本发明利用外加充电单元通过并联方式给输出驱动管的栅极电容充电，这个充电过程实际上是电容极板间的电荷再分配过程，由于速度极快而使得充电时间可以忽略不计，这样就可以达到消除输出波形抖动和不连续问题的目的。

参阅图5(图中只给出了原线驱动器的一个驱动部分，两个驱动部分的结构相同，其余结构与现有技术相同)所示，本发明的线驱动器的两个驱动部分(图5仅示出一个，另一个结构相同，省略)在现有的线驱动器基础上增加了充电单元。充电单元分别与电源、输入信号CLAMPN端和输出驱动管MN1A连接，由电源对该充电单元进行充电，由使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的输入信号CLAMPN控制充电单元向输出驱动管的栅极电容充电。

充电单元包括一个切换开关和一个可产生电容效应的器件，该器件通过控制开关与电源和输出驱动管的栅极连接，该控制开关与输入信号CLAMPN端连接，并根据输入信号CLAMPN控制电源对器件充电或控制器件对输出驱动管MN1A的栅极电容充电。

在图5中，切换开关为一个单稳态开关S，可产生电容效应的器件为一个电容C。电容C的一端接地，另一端与单稳态开关S的连接端a连接，单稳态开关S的连接端b接到一个固定的参考电压Vref，单稳态开关S的控制端d与输入信号CLAMPN端连接，单稳态开关S的连接端c与输入驱动管MN1A的栅极连接。单稳态开关S由输入信号CLAMPN触发，在通常情况下接通a、b两端，电容C的压降被预充至参考电压Vref；当输入信号CLAMPN使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态，如输入信号CLAMPN由高电平变为低电平出现负跳变时，单稳态开关S状态改为接通a、c两端，电容C与输出驱动管的栅极电容C′相并联进行充电，从而使输出驱动管的栅极电压在瞬间被抬高至导通阈值Vth，经过一段很短的时间后开关S状态自动恢复为接通a、b两端的常态，线驱动器电路的正常工作将不受任何影响。

电容C和参考电压Vref取值的计算公式为：Vref＝Vth(C+C′)/C，其中Vth为输出驱动管的导通阈值，C′为输出驱动管的栅极电容值。

图6所示，单稳态开关S包括一个触发沿检测器和一个切换开关，该触发沿检测器接收输入信号CLAMPN，在检测到输入信号CLAMPN使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿，如下降沿时，产生一个具有一定脉宽的触发脉冲；在该触发脉冲有效期间，切换开关接通a、c两端，控制电容向输出驱动管MN1A充电，在触发脉冲结束时，切换开关接通a、b两端，控制参考电源向电容充电。

在图6中，触发沿检测器包括第一反相器100、延时器110、第二反相器120和“与”门130。第一反相器100接收输入信号，延时器110和第二反相器120串接在“与”门130的一输入端130-1与第一反相器100的输出端之间，“与”门的另一输入端130-2直接与第一反相器100的输出端连接。

其工作原理为：

1、当输入信号CLAMPN为高电平，即使输出驱动管处于非工作状态时，第一反相器100输出为低电平，该低电平经过延时器110和第二反相器120后变为高电平，“与”门130的输入端130-1为高电平、输入端130-2为低电平，因此，“与”门130的输出端为低电平，该低电平使切换开关接通a、b两端，控制参考电源向电容充电。

2、当输入信号CLAMPN由高电平跃变为低电平时，即使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态时，第一反相器100输出为高电平，由于延时器的作用，在一定时间内(在该时间内延时器仍然输出低电平)“与”门130的输入端130-1、130-2均为高电平，因此，“与”门130的输出端为高电平，该高电平使切换开关接通a、c两端，控制电容C向输出驱动管MN1A栅极电容C′充电；在一定时间后(由延时器确定)，延时器输出高电平信号，经第二反相器120后变为高电平信号，“与”门130的输入端130-1为低高电平、输入端130-2为高电平，因此，“与”门130的输出端为低电平，该低电平使切换开关又接通a、b两端，控制参考电源向电容充电。

由此可知，输入信号使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态时，在触发沿检测器的输出为一个具有一定脉宽的脉冲信号。

在图6中，切换开关包括反相器140、第一N沟道MOS管150、第二N沟道MOS管170、第一P沟道MOS管160和第二P沟道MOS管180。第一N沟道MOS管150的源极和漏极分别与第一P沟道MOS管160的漏极和源极连接，第二N沟道MOS管170的源极和漏极分别与第二P沟道MOS管180的漏极和源极连接，第一N沟道MOS管150、第二P沟道MOS管180的栅极通过反相器140与触发沿检测器的输出端连接；第一P沟道MOS管160和第二N沟道MOS管170的栅极直接触发沿检测器的输出端连接。

当“与”门130的输出端为低电平时，第二N沟道MOS管170的栅极为低电平、第二P沟道MOS管180的栅极为高电平，该两MOS管截止；而第一N沟道MOS管150的栅极为高电平、第一P沟道MOS管160的栅极为低电平，该两管导通，因此接通a、b两端。

当“与”门130的输出端为低电平时，正好相反，即第一N沟道MOS管150和第一P沟道MOS管160截止，第二N沟道MOS管170和第二P沟道MOS管导通，因此接a、c两端。

参阅图7中的a部分所示，延时器可由偶数个反相器串联成多级来产生延时，其实现个数根据延时长短来确定。

参阅图7中的b部分所示，延时器还可由两个串联的反相器和并联在该两个反相器间的电容构成，由电容的充电时间来产生延时。

延时器不限于上述两种结构，还可采用其它任何结构，只要是能带来信号的延迟即可。

参阅图8所示，对于参考电源的参考电压Vref，由于在开关S的整个常态参考电源有足够的时间可以给电容C进行预充电，因此其驱动能力不需很大，可采用串联电阻直接对电源分压(如图中的a部分)或者电流源流过电阻的方法产生(如图中的b部分)，当然也可以是达到同样目的的其它任何方式，例如其中电阻采用MOS管代替等。

本发明中，可以产生电容效应的器件，除了本实施例中的电容C，还可以采用MOS管电容等。

本发明采用电容性器件给线驱动器中输出驱动管的栅极电容充电，因而能够消除线驱动器输出信号波形抖动和不连续的问题。

Claims

1、一种在线驱动器中控制输出信号的方法，所述线驱动器包括第一、第二驱动部分，和跨接在第一、第二驱动部分之间的负载；所述驱动部分包括预驱动器，与预驱动器输出端连接的输出驱动管和开关管，该开关管根据输入信号控制所述输出驱动管在工作状态和非工作状态间切换来在所述负载上获得输出信号；其特征在于所述方法为，对可产生电容效应的器件进行充电，当检测到所述输入信号使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿时，控制所述器件向输出驱动管的栅极电容充电，以缩短该输出驱动管从关断状态到导通状态的变化时间。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述输出驱动管导通后停止所述器件对输出驱动管的栅极电容充电，并控制电源对该器件充电。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，通过在检测到所述输入信号使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿时产生一个具有一定脉宽的触发脉冲来控制所述器件对输出驱动管的栅极电容充电和控制电源对该器件充电。

4、一种线驱动器，包括第一、第二驱动部分，跨接在第一、第二驱动部分之间的负载；所述驱动部分包括预驱动器，与预驱动器输出端连接的输出驱动管和开关管，该开关管根据输入信号控制所述输出驱动管在工作状态和非工作状态间切换；其特征于所述驱动部分还包括与电源和所述输出驱动管的栅极连接的充电单元，通过所述电源对充电单元进行充电，由使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的输入信号控制该充电单元向所述输出驱动管的栅极电容充电。

5、如权利要求4所述的线驱动器，其特征在于，所述充电单元包括一个控制开关和可产生电容效应的器件，该器件通过控制开关与电源和输出驱动管的栅极连接；该控制开关接收所述输入信号并根据该输入信号控制电源对器件充电或控制器件对所述输出驱动管的栅极电容充电。

6、如权利要求5所述的线驱动器，其特征在于，所述器件为一电容，该电容与所述控制开关串接在电源之间。

7、如权利要求5或6所述的线驱动器，其特征在于，所述控制开关为单稳态开关。

8、如权利要求7所述的线驱动器，其特征在于，所述单稳态开关包括触发沿检测器和切换开关，切换开关分别与触发沿检测器的输出端、电容、电源和输出驱动管的栅极连接；该触发沿检测器接收所述输入信号并检测使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿，该切换开关根据触发沿检测器的输出信号控制电容与电源电导通或与输出驱动管的栅极电导通。

9、如权利要求8所述的线驱动器，其特征在于，所述触发沿检测器包括第一反相器、延时器、第二反相器和“与”门；该第一反相器接收输入信号，所述延时器和第二反相器串接在“与”门的一输入端与第一反相器的输出端之间，“与”门的另一输入端直接与第一反相器的输出端连接；该触发沿检测器根据输入信号使输出驱动管从非工作状态切换到工作状态的触发沿产生一个具有一定脉宽的脉冲信号。

10、如权利要求8所述的线驱动器，其特征在于，所述切换开关包括反相器、第一、第二N沟道MOS管和第一、第二P沟道MOS管；第一N沟道MOS管的源极和漏极分别与第一P沟道MOS管的漏极和源极连接，第二N沟道MOS管的源极和漏极分别与第二P沟道MOS管的漏极和源极连接，第一P沟道MOS管、第二N沟道MOS管的栅极与触发沿检测器的输出端连接，第一N沟道MOS管、第二P沟道MOS管的栅极通过所述反相器与触发沿检测器的输出端连接。

11、如权利要求9所述的线驱动器，其特征在于，所述延时器由偶数个反相器串联而成；或所述延时器由两个串联的反相器和并联在所述两个串联的反相器之间的电容构成。