CN1128927A - 负载终端检测电路 - Google Patents

Abstract

依据本发明的一种实施方式，电路包括电压信号线驱动器，其特征在于该驱动器包括一个负载终端检测电路用于测量线路驱动器的输出电流。依据本发明的另一种实施方式，一种在电信线路接收端检测负载终端的方法，其特征在于该方法包括了测量电压信号线驱动器的输出电流的步骤。

Description

负载终端检测电路

本发明涉及电信领域，尤其是检测在电信线路接收端的终端负载是否存在的电路。

在一个电信系统中，电压线路驱动器或电压信号线驱动器通常产生沿电信线路传输的电压信号脉冲。在正常终接情况下，即在电信线路接收端存在负载时，驱动器电路一般能使驱动器正常工作。但是当终端电阻或负载被去除或不存在时，该电压信号线驱动电路的工作将受到不利影响。因此需要有一种技术来保证即使电信线路的接收端没有正确终接；电压线路驱动器也能正常工作。

简短说来，依据本发明的一种实施方式的电路包括电压信号线驱动器，该电压信号线驱动器其特征在于它包括一个负载终端检测电路，用于测量该线路驱动器的输出电流。

依据本发明的另一种实施方式的一种在电信线路接收端检测负载终端的方法，其特征在于该方法包括测量该电压信号线驱动器的输出电流。

依据本发明的另一种实施方式的一种用于避免电信线路上的电压信号线驱动器不稳定工作的方法，其特征在于该方法包括下列步骤：测量在驱动器工作期间该电压信号线驱动器的输出电流；依据所测量的输出电流调节该电压信号线驱动器的频率响应。

下面本发明，包括其组成及工作方式、特征、目的以及由此带来的便利，将参照附图进行了详细描述。图1显示了依据本发明的负载终端检测电路的一种实施方式的电路图(在图中示出了依据本发明的另一种实施方式的特征)；图2为用于产生数字控制信号的数字逻辑电路的实施例的电路图，例如根据本发明的图1所示的负载终端检测电路的实施方式；图3为更详细地说明图1所示的实施方式的一部分的电路图；图4是说明产生数字控制信号的数字逻辑电路的一个实施例的电路图，如根据图1所示的本发明的负载终端检测电路的实施例；图5为与图2及4的数字逻辑电路相关的数字控制信号的真值表。图1为说明依据本发明的负载终端检测电路的一种实施方式950的电路图。实施方式950被描述为嵌入于一个集成电路片中，但本发明的范围并不仅限于此方面。所说明的负载终端检测电路可以包括一个电压信号线驱动器，如J.P.Hein及R.J.Starke，在1989年IEEE国际固态电路会议上发表的“ASingle—Chip Digital Signaling Interface for the DS1 Zntra—of-fice Environment”中所描述的，又如H.Herrmann及R.Koch，在IEEE固体电路期刊的1990年6月第25卷第3册中刊登的“A1.544—Mb/s CMOS Line Driver for a22.8—Ohm load”中描述的，或作者K.J.Stern，N.S.Sooch，D.J.Knapp及M.A.Nix，在1987年IEEE国际固体电路会议上发表的“A Monolithic Line InterfaceCircuit For Tl Terminals”所述，但依据本发明的负载终端检测电路并不仅限于这方面。在电信应用中，信令标准，如北美DS1标准，提供了依据预定输出电压脉冲模型的具有多电压电平或幅值的输出电压脉冲。参见AT&T—Microelectronics 1992 3月的数据单中的TT290 DS1/T1/CEPT线路接口。

依据本发明的负载终端检测电路的实施方式950除了电压线路驱动器，还包括其它部件，如负载检测电路1000及预驱动偏置电路3000及4000，用于对图1中的预驱动放大器100及200提供偏置。如图1中实施方式所示，所示的该预驱动放大器可以工作于低电流偏置模式下或高电流偏置模式下，且各放大器的偏置模式至少部分由所示的各偏置电路控制。当然，放大器可以多种不同的技术偏置依据本发明的负载终端检测电路的范围并不仅限于本特定实施方式中所示的偏置方法。例如，不用电流偏置，可以采用电压偏置。同样，在另一个的实施方式中，放大器可能只有一种偏置方式。

电压信号线驱动器一般用来提供以电压脉冲或电压信号脉冲形成的信号，用于沿电信线路传输。在这样的应用中，常规上电信线路至少相关于电路驱动器来说包括一个发射端和一个接收端，在发射端，如图1所示，电压信号线驱动器与电信线路相连。在发射端包括第一线圈245及第二线圈246的第一变压器把线路驱动器耦合到电信线路上。同样，图1显示了在电信线路接收端的负载235，第一线圈245提供一种“负载”，在电路上和物理上与该电压信号线驱动器相连。同样，如图1所示，第二线圈246与第一线圈245在物理上并不相连，但是与第一线圈电磁耦合。如图1所示，在电信线路的接收端，包括第三线圈247及第四线圈248另一个或者说第二变压器，把负载235电磁耦合到电信线路。但对于第一变压器，负载235的阻抗可由阻抗变换因子基于包括第三线圈247及第四线圈248的第二变压器是否存在进行调节。这样，在本文中，“在电信线路接收端的负载”这一术语也可指如由负载235及第二变压器得出的线圈246上的负载。在本发明的叙述中，“在电信线路接收端的负载”一词可以指一个负载，如负载235或它的等效物。当电压信号驱动器产生一个电压信号脉冲时，如在正常电路工作期间，该电压信号脉冲最终会出现在电信线路接收端的负载上，如图3所示的负载235。

对于电压信号线驱动器而言，如图1所示的实施方式中的线路激励器，线路驱动器的稳定性与开环增益及相位的关系是频率的函数，也即该线路驱动器的频率响应。驱动器的开路增益可包括几个部分。在该特殊实施方式中，例如预驱动放大器的增益，如图7所示的100和200，构成该开环增益的一个部分。同样，晶体管700(或晶体管600)的跨导与终端的反射负载阻抗，如负载235的乘积构成了另一部分。至少部分由于该反射负载阻抗及电容，该电路包含一寄生极。对于本特定实施方式，电压信号线驱动器还包括一个控制极，这至少部分由于放大器如100和200的输出电阻，以及发射机700及600的栅极电容的原因。

在正常终接下，也即当一个负载，如负载235出现于电信线路的接收端时，增益值以及极的位置使电压信号线驱动器具有性能良好的稳定性。但当终端阻抗或负载被去除或不存在时，流经晶体管600及700的电流变小，导致这些晶体管可能工作在它们的弱反型区(imersion region)。这样弱反型区工作可能的结果是由于晶体管600或700的低的栅极电容，使控制极可能在较高频率上产生。另一可能的结果是前面描述的寄生极可能由于终端的较高输出电阻而在较低频率上产生。综合起来，控制极与寄生极在频率上可能互相接近，使电压信号线激励器稳定性降低，甚至在电信线路的接收端没有正确终接时振荡。

避免这个问题的一个方法，如图3所示，是在第一线圈245两端连接一个旁漏电阻1600。这样有效地使寄生极保持在相对高频率而使控制极在相对低频。为保证较满意的稳定性，该电阻器必须相当低；但这种方法可损失电压信号线驱动器的功率效率，因而并不非常可取。另一种方法为利用依据本发明的负载终端检测电路。

如图1所示，在本特定实施方式中，预驱动放大器100及200被偏置成低电流或高电流工作方式。这在图1中由电流源2300及2600表示，但预驱动放大器也可在高电流方式加偏置，开关2200及2100应闭合以提供短路连接。如图解所示，开关2200及2100分别由数字控制信号ISLPB及ISLNB驱动。这样，图1中，当控制信号ISLPB及ISLNB为低时，开关闭合表示“短路”，但本发明并不局限于此。当然，可以理解如果图1和图3中所述的电流源由多种技术之一实现，例如用单片电流镜通过配置成CMOS半导体器件来实现。同样，开关2200及2100也可由多种技术之一，如通过CMOS传输门电路实现。

前文所述的稳定性问题可以通过调节电压信号线驱动器的开环频率响应来避免，例如当电信线路的接收端未正确终接，如在第四线圈248上没有负载时，可调节放大器的偏置。若放大器的偏置如对本特殊实施方式而言调节成工作电流或更弱电流方式时，前文所述的控制极可偏移至足够低的频率，从而获得满意的稳定性。这是因为减少电流偏置将减小放大器的跨导。为调节偏置，如通过将放大器从大电流方式切换到小电流方式，最好在电信线路的接收端存在负载时检测负载。

一种用于检测电信线路接收端的负载终端的技术包括测量电压信号线驱动器的输出电流。一般地，该电流可以通过电流取样技术来测量。现在参考图3及负载检测电路1000，流经电压信号线驱动器的输出电流驱动晶体管600及700的电流，可以分别被放大或“拷贝”至晶体管1500及1400。图3中是通过开关1200及1100显示的。在典型的实施方式中，这些开关可以包括如CMOS半导体器件，其中每个器件将各晶体管之间的漏—源相耦合，如晶体管700及1400之间，晶体管600及1500之间。同样，图中显示的SAMPP和SAMPN数字控制信号可加到CMOS半导体器件的栅极，从而驱动该器件的开关工作。晶体管1400及1500可以有足够大的电容，使得由开关1100及1200依据数字控制信号SAMPP及SAMPN取样的输出电流可以被“保持”或由晶体管存贮。其它不同于取样技术的测量输出电流的技术，以及其它不同于这里所示的其它取样技术当然都可采用。

如图3进一步图示，对本特定实施方式，CMOS半导体器件1400及1500的漏极被连在一起以完成逻辑或布尔NOR操作。特别地，若晶体管600或700之一载有足够大的电流，则MON为低。而且，图中所示的电路配置用作电流比较器。该取样保持的输出电流与在图3中由电流源1300表示固定的基准电流(IREF)比较，虽然未在图上标出，电流源1300可由与电压源，如VDD相连的电流镜构成。

对于本特定实施方式，当电信线路接收端正确终接时，取样输出电流应比基准电流大。这是因为当存在一个合适的负载终端时，反射负载阻抗相对较小，从而提供了较大的流经晶体管600或晶体管700的电流。但若不存在负载，取样输出电流将小于基准电流。这样，通过这种技术，合适的终端或负载的存在与否就可以检测出来了。当然，其它类型的电流比较器也适用。另外，本发明的范围并不仅局限于图示的取样线路驱动器输出电流与基准电流之间的关系。这种关系当然依赖于采用的特定实施方式。

取样输出电流与基准电流之间比较的电压信号输出，如图1所示的MON，可送到组合(combinatorial)逻辑或数字逻辑电路，以调节放大器100及200的偏置。这种数字逻辑电路的实施方式如图4中所示。这样，图4显示了可以用于调节放大器100及200偏置的组合(combinatorial)逻辑。在该特定实施方式中，偏置从一个偏置电平切换到另一偏置电平，如下面所解释的。图2还显示了电压信号线驱动器的实施方式中所用的数字控制信号的数字逻辑电路，如图1中所示的线路激励器，下面将详细解释。同样，图5显示或提供了图2及4中数字逻辑电路的在正常负载终接条件及非终接条件下的真值表。

图4显示了可用于提供数字控制信号以调节放大器100及200偏置的数字逻辑电路的一种实施方式。本发明当然不局限于这种特定的实施方式。如图中所示，提供取样输出电流与基准电流的比较结果的信号，在图1中标为MON，可提供给串联的两个信号反相器10及20，在该特定实施方式中，这种配置的一个目的是提供更大的信号增益。如图所示，MON2信号与数字控制信号CTRL一起提供给NAND门30。正如后面要进行的更详细解释，信号CTRL可以用来中止该负载终端检测电路的工作，但本发明并不局限于包括该中止信号。另外，如图所示，该逻辑NAND，标为MON3得出的数字信号提供给另两个NAND门40及50。如图所示，取样输出电流与基准电流的比较结果是与数字控制信号IOP及ION结合在一起的。

IOP和ION表示本特定实施方式的数字控制信号，可由电压信号线驱动器的外部电路提供，用于控制预驱动放大器的偏置方式。例如，可用电压信号线驱动器依据DS1电压脉冲模型实现输出电压脉冲。这样，电压线路驱动器的外部电路可以提供控制信号，在预定时间段把电压线路驱动器切换到大电流模式，以依据模型产生输出电压脉冲。当然，可以理解本发明的终端检测电路并不局限于这种外部数字控制信号的使用。

由门40及50产生的数字控制信号ISLPB及ISLNB，控制开关2200及2100，如图1所示，分别调节放大器100及200的偏置方式。如图5中的真值表所示，当MON为“高”时，表示终接条件，ISLPB及ISLNB均为“高”。在该特定实施方式中，采用的信令规则为当信号ISLPB及ISLNB为“低”时，开关2200及2100闭合。这样，当ISLPB及ISLNB为“高”时，提供给偏置放大器100及200的电流较小，从而保持电压信号线激励器的稳定。当然，本发明的范围并不限于这种涉及数字控制信号的大小及极性的特殊的例子。

同样，图2显示了产生用于前文所述的取样且保持电路的数字控制信号组合(Combinatorial)逻辑或数字逻辑电路，但本发明的范围并不局限于这种特殊的逻辑电路。如图所示信号CTRL用于中止该负载终端检测电路的工作。同样，图中的数字控制信号CLAMPP及CLAMPN也是如此。这些数字信号可用于控制电压信号线驱动器的工作，如以后面将描述的方式，但本发明的适用范围并不仅局限于这种特殊的实施方式。产生负载245两端的电压脉冲的电路工作序列例如可以实现如下。对该特定实施方式而言，当电压信号线路产生一个基本为塞电压的输出时，预驱动放大器100及200可偏置为低电流方式。这样，当数字控制信号CLAMPP及CLAMPN均为“低”时，由于晶体管500至400，负载245的终端电压被“拉”至VDD。为产生一个脉冲的正半部，放大器100首先致偏为高电流方式。当然，依据本发明并不一定必须采用这种高、低偏流方式来获得满意的电路工作。例如，也可采用在一个预定偏置下只有一种工作方式的放大器。

然后，数字控制信号CLAMPP提供一个“高”电压信号，从而电驱动图1中的开关425，使放大器100的输入端与VBUS电耦合。如图1所示，由于晶体管400工作使数字控制信号CLAMPP产生“开”路，而由于开关425的工作使之产生“短”路。同样，开关325也是由数字控制信号CLAMPP的逆驱动。当然，可以理解这些开关可以用许多不同方法实现，如利用CMOS传输门电路。另外，本例中的CLAMPP信号使晶体管600工作在“开”路。这样，电流将从VDD经由晶体管500，在本实施方式中是经一个CMOS P一沟道晶体管或一个半导体器件，经由负载245，晶体管700，在本实施方式中为一个CMOSn—沟道晶体管或一个半导体器件流至地极。在电路工作期间，放大器配置成线性放大器。然后，图3所示，放大器100可以从提供电压信号VBUS的总线及负载245的R2端上去耦合，可以在信号CLAMPP提供的数字信号控制下被“拉”至VDD。刚才所述的序列可以用于产生OS1模型的输出电压脉冲的正电压部分，该输出电压脉冲的负半部可以用刚才所述正半部同样的方式产生。如图所示，数字控制信号CLAMPP及CLAMPN与数字控制信号IOP及ION组合提供控制信号SAMPP及SAMPN。如图1所示，当检测到合适的终接时，该逻辑电路提供的输出信号将允许电压信号线驱动器进入大偏流方式。同样，如果有必要，在该特定实施方式中，可以通过设置控制信号CTRL为低而中止这种工作。

依据本发明的负载终端检测电路的这种实施方式提供了相对较快的增加及恢复时间。尤其是在由正常终接条件过渡到非终接条件期间，当电信线路的接收端未终接时，最多有一个由放大器在大电流方式下产生的输出电压脉冲，反之亦然。这是因为在电流比较之后，如前面所述，电流偏置可以被切换或调节。另外，这也可能发生在负脉冲或正脉冲上，因为晶体管600与晶体管700均为负载检测电路1000提供输出电流取样。与其它方式相比，如前文所述的旁漏电阻，本方式提供的便利在于当终端负载不存在时，能减少功率消耗。

另一种调节电压信号线驱动器的放大器上的偏置的方式，不是切换放大器或放大器电路中的电容或电阻来提供足够的频率补偿，如本发明的其它实施方式所述。而是依据本发明的一种电容方式如图1中的虚线部分，电容55及开关65或电容15及开关25用于放大器100，电容85及开关75或电容35及开关45用于放大器200。在另一种实施方式中，开关可以用来切换或有选择地把电容连入放大器配置电路。这样也可采用类似于前文所述的检测负载终端存在的技术。另外，当检测到非终端条件时，如图1中用于开关25及65的数字控制信号ISLPB用于开关45及75的ISLNB所示，如前面图示的逻辑电路也可用来把电容连入电路。但在本实施方式中，对这些开关而言，如图中所示，当信号ISLNB及ISLPB为低时，开关为打开，不同于开关2100及2200。但前文所述的调节偏置的方式，其优势在于与采用电阻或电容来提供频率补偿相比，功耗降低。同样，可以理解调节电压信号线驱动器的开环频率响应组合方式自然也可应用。

依据下面的方法可以避免电信线路的电压信号线驱动器的不稳定工作。耦接到电信线路上的电压信号线驱动器可以被电偏置以产生电压信号脉冲沿电信线路传输。例如在图1中表示为放大器100及200被偏置成工作在大电流方式下。另外，放大器的偏置方式可以由电压控制而不是由电流控制。在该实施方式中，在驱动器工作期间，通过取样来测量该电压信号线驱动器的输出电流。这可通过负载检测电路实现，如负载检测电路1000。如前文所述，也可以采用“取样保持”技术。在一种实施方式中以用CMOS半导体器件来“取样保持”输出电流的值来实现，如图1中所示的驱动器晶体管600及700的输出电流。当然，本发明的范围并不仅限于这种特定的电流取样技术。

同样，电压信号线驱动器的开环频率响应可以依据该电压信号一驱动器的测量输出电流来调节。然后例如电压信号线驱动器上的偏置依据测量的输出电流来调节。另外，电容或电阻可以被连到或切换到电路上以调节电压信号线驱动器的开环频率响应，如前所述。对图1中所示的实施方式，电压信号线驱动器可以从加到线路驱动放大器的第一偏置切换到第二偏置。如前所述，这可通过比较取样输出电流值与基准电流来实现，并且基于电流比较结果，在电压信号线驱动器上保持相同偏置或者根据取样输出电流是高于基准电流还是低于基准电流而改变电压信号线驱动器上的偏置。同样，虽然在所示的特定的实施方式中，采用了有两种偏置方式的电压信号线驱动器，但本发明并不仅局限于这个范围。例如，电压信号线驱动可以有一种依据取样输出电流调节的偏置，而不是简单地在两种偏置方式之间转换。例如，偏置可以调节成正比于取样输出电流或正比于取样输出电流与基准电流的比较值。同样，如前面所建议的，电压信号线驱动器的开环频率响应也可通过其它技术调节，例如一旦检测到非终接条件，即通过把电容或电阻连入线路驱动器电路来调节。

虽然这里只对本发明的特定特征作了图示及描述，但那些本领域熟练技术人员可进行许多修改、替换、变化等，因而可以理解所附的权利要求书意欲覆盖所有这样依据本发明思想的修改与变化。

Claims (10)

1.一种集成电路包括

电压信号线驱动器(如950)，其特征在于所述驱动器(如950)包括负载终端检测电路(如1000)；

所述负载终端检测电路(如1000)用于在驱动器工作期间测量线路驱动器的输出电流。

2.如权利要求1中的集成电路，其中所述负载终端检测电路(如1000)用于通过取样输出电流来测量输出电流。

3.如权利要求2中的集成电路，其中所述负载终端检测电路(如1000)包括电流比较器用于比较取样的输出电流和基准电流。

4.如权利要求3中的集成电路，其中所述电流比较器包括取样保持电路用于获得输出电流取样。

5.如权利要求2中的集成电路，其中所述电压信号线驱动器(如950)包括含两个输出驱动晶体管(如600，700)的推挽桥放大器电路；

所述负载终端检测电路(如1000)用于取样流经所述两个输出晶体管(如600，700)输出电流。

6.一种在电信线路接收端检测负载终端的方法，包括如下步骤：

电压信号线驱动器(如950)被耦连到电信线路，从而产生电压信号脉冲从发射端到接收端沿电信线路传输；

其特征在于所述方法包括测量电压信号线驱动器(如950)的输出电流的步骤。

7.如权利要求6中的方法，其中测量输出电流的步骤包括取样输出电流。

8.如权利要求6中的方法，其中所述的电压信号线驱动器(如950)包括含两个输出驱动晶体管(如600，700)的推挽桥放大器电路；

取样输出电流的步骤包括对流经所述输出晶体管(如600，700)的电流进行。

9.一种避免电信线路上电压信号线驱动器(如950)的不稳定工作的方法，其特征在于所述包括下列步骤：

在激器工作期间测量电压信号线驱动器(如950)的输出电流；以及

依据所测量的输出电流调节电压信号线驱动器(如950)的开环一频率响应。

10.如权利要求9中的方法，

其中电压信号线驱动器(如950)包括含两个放大器配置的推挽桥放大器电路，每个所述的放大器配置包括一个电容(如15，55，35，75)，用于切换到放大器配置电路，为放大器配置提供频率补偿；

调节电压信号线驱动器(如950)的开环频率响应的步骤包括依据所测量的输出电流把每个电容(如15，55，35，75)切换到各自的放大器配置电路。

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