CN1136647C

CN1136647C - 电压驱动开关元件的栅极驱动电路

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Publication number: CN1136647C
Application number: CNB991228782A
Authority: CN
Inventors: 木村新; 浩; 长州正浩; 聪; 稻荷田聪; 树; 宫崎英树; 德; 铃木胜德
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1998-12-03
Filing date: 1999-12-03
Publication date: 2004-01-28
Anticipated expiration: 2019-12-03
Also published as: US6271709B1; CN1256556A; KR20000047758A; KR100433799B1

Abstract

一种电压驱动开关切换元件的栅极驱动电路，当IGBT通过控制切换时间的增加和IGBT的损耗而切换时为了控制di/dt和dv/dt，设置了对控制含IGBT的电压驱动开关切换装置的开关切换操作的信号进行放大的驱动装置、检测IGBT栅极电压的装置以及随着时间推移当驱动装置导通(截止)时缓慢减小(增大)输出电压的电压减小(增大)装置，根据IGBT的栅极电压的检测值，通过从电压减小(增大)装置切换到电压增大(减小)装置，能够控制IGBT导通(截止)时的di/dt和dv/dt。

Description

电压驱动开关元件的栅极驱动电路

技术领域

本发明涉及诸如FET或IGBT的电压驱动开关元件的栅极驱动电路。

背景技术

图9示出采用IGBT(绝缘栅双极晶体管)的电压变换器的一般电路构成。通过使IGBT构成的三个垂直串联臂交替地导通或截止，可以把交流功率提供给电机，它为直流电源E的负载。在附图中，Ls表示主电路电缆的杂散电感。变换器的安装技术近年来已经取得进展，能够把Ls通常接近于1μH的值降低到小于150nH的值。结果，累积在杂散电感上的能量变小，从而不需要在开关切换时控制跳跃电压的缓冲器电路(例图10)，能够实现主电路的简化。

然而，主电路电缆的杂散电感Ls在电源接通时起控制di/dt的作用而在电源切断时起控制dv/dt的作用，所以引出一个新的问题，即由于主电路的简化在IGBT开关切换时产生高的di/dt和高的dv/dt。

在变换器电缆的开关操作产生高的di/dt和dv/dt不仅会引起外围设备的失常，而且对作为负载的电机产生不利影响。例如，在汽车的变换器中，作为负载的电机通常安装在远离变换器的地方。在电机电缆中，除了电感Ls′外还包含由斜线表示的杂散电容Cs′，如图9所示。因此，当变换器的dv/dt增大时，作为负载的电机的阻抗增大，以致于产生由Ls′和Cs′构成的共振。结果，将接近于变换器输出电压2倍的电压施加在电机上，这会引起诸如电机的介质击穿的故障。考虑到这一情况，在IGBT开关切换时控制di/dt和dv/dt是一个重要问题。

众所周知，IGBT为一个电压驱动切换元件，IGBT导通或截止的切换速度可以通过栅极驱动方法，如通过增大栅极电阻和延长IGBT的栅极电容的充电时间常数来控制。然而，仅用这种方法，切换时间较长，IGBT的损耗过大，所以提出了根据IGBT的切换时间切换栅极驱动电路的栅极电阻的改进方案(日本专利申请公开公报1-183214、日本专利申请公开公报3-93457、日本专利申请公开公报6-291631、日本专利申请公开公报8-322240、日本专利申请公开公报10-150764、USP5,936,387、USP5,808,504等)。

此外，日本电气工程杂志EDD-94-44、SPC-97-71，13至18页和日本专利申请公开公报8-186976揭示，通过检测di/dt以及切换栅极驱动电路的栅极电阻能够抑制di/dt。

然而，在试图通过切换栅极电阻的方法扩宽di/dt和dv/dt可变范围时，需要用于改变范围的许多电阻器和开关，改变控制变得复杂。

发明内容

本发明的问题是通过控制诸如IGBT的电压驱动开关切换元件的切换时间或损耗的增加而控制开关切换时的di/dt和dv/dt。

根据本发明，当电压驱动开关切换元件导通时，提供对控制电压驱动开关切换元件的开关切换操作的信号进行放大的驱动装置、检测电压驱动开关切换元件的操作状态(主电压或主电流或栅极电压)的装置、随着时间推移缓慢降低所述驱动装置导通时的输出功率的功率减小装置、以及缓慢增大输出功率的功率增大装置，根据电压驱动开关切换元件的操作状态的检测值，通过从功率减小装置切换到功率增大装置，能够改变电压驱动开关切换元件导通时的di/dt控制量。

此外，根据本发明，当电压驱动开关切换元件截止时，提供对控制电压驱动开关切换元件的开关切换操作的信号进行放大的驱动装置、检测电压驱动开关切换元件的操作状态(主电压或主电流或栅极电压)的装置、随着时间推移连续地降低所述驱动装置导通时的输出功率的功率减小装置、以及连续地增大输出功率的功率增大装置，根据电压驱动开关切换元件的操作状态的检测值，通过从功率减小装置切换到功率增大装置，能够改变电压驱动开关切换元件截止时的di/dt控制量。

此外，根据本发明，提供对控制电压驱动开关切换元件的开关切换操作的信号进行放大的驱动装置、检测电压驱动开关切换元件的操作状态(主电压或主电流或栅极电压)的装置、随着时间推移连续地降低或增大所述驱动装置导通或截止时的输出功率的装置、检测电压驱动开关切换元件的温度的检测装置、以及将温度检测量转变为电压的装置，根据电压驱动开关切换元件的操作状态的检测值以及电压驱动开关切换元件的温度检测量，通过改变从驱动装置的功率减小装置到功率增大装置或者从功率增大装置到功率减小装置的切换时间以及通过控制使得功率增大周期比功率减小周期更短，能够改变电压驱动开关切换元件导通或截止时的di/dt控制量。

另外，根据本发明，功率增加装置和功率减小装置可以通过诸如电阻器、电容器和开关元件的并联或串联排列的简单组合而实现。

附图简述

图1是说明本发明一个实施例的电压驱动元件的栅极驱动电路101的功能方框图。

图2是说明图1所示本发明这个实施例的操作的导通操作波形。

图3是说明本发明这个实施例的操作的截止操作波形。

图4是说明本发明另一个实施例的电压驱动元件的栅极驱动电路101的功能方框图。

图5是图1所示电压驱动元件的栅极驱动电路101的实施例的具体电路方框图。

图6是图5所示具体电路的一个变形例子。

图7是说明本发明另一个实施例的电压驱动元件的栅极驱动电路101的功能方框图。

图8是说明电压驱动元件的栅极驱动电路的输出电容的电路和操作波形。

图9是应用本发明的IGBT的电压变换器的电路图。

图10是控制跳跃电压的缓冲器电路的例子。

图11是说明IGBT的dv/dt的温度依赖关系的图。

图12是图5所示的实施例的变形例子。

图13是图6所示的具体电路的变形例子。

具体实施方式

图1是说明本发明的一个实施例的IGBT的栅极驱动电路101的功能方框图。栅极驱动电路101与之连接的IGBT模块102例如为构成诸如图9所示功率变换器的一个元件。对控制IGBT导通或截止的信号进行放大的驱动装置107的输出连接在IGBT栅极与发射极之间，过渡性地改变其输出功率的功率增加装置105和功率减小装置106与驱动装置107串联连接。从功率减小装置切换到功率增大装置是根据IGBT的操作状态(集电极电压或集电极电流或栅极电压)执行的。在这种情况下，当参考电压设定装置108设定的栅极电压大于参考电压时执行切换。下面将利用IGBT的操作波形具体地说明栅极驱动电路101的操作。在附图中，数字103表示比较器，104表示栅极电压检测器。

图2示出IGBT导通操作波形的例子，图3示出IGBT截止操作波形的例子。图2A和3A示出采用本发明的功率减小装置和功率增大装置的例子，图2B和3B示出栅极电阻恰好增大以及控制di/dt和dv/dt的传统例子。当驱动装置的输出电压从负变为正或者从正变为负时，由控制器的信号进行IGBT的开关切换操作。然而，下面将主要说明图2A的导通操作。在附图中，给出的波形被称为栅极驱动装置的输出容量。下面将表明其原因。

在图8A至8D中，示出IGBT的栅极驱动电路101和操作波形例子。R1表示导通栅极电流的限制电阻，R2表示截止栅极电流的限制电阻。在导通情况下，Q1导通同时Q2截止，电流经R1和Q1从电源E1流入到IGBT，由此在IGBT的栅极与发射极之间施加一电压。在截止情况下，Q1截止同时Q2导通，电流经R2和Q2从电源E2流入到IGBT，由此在IGBT的栅极与发射极之间施加一电压。栅极驱动装置(为电压驱动元件)的负载是电容负载，具有集电极反馈电容Cgc和栅极电容Cge，如图8A中虚线所示。因此，在IGBT栅极与发射极连接的状态下难以说明根据栅极驱动装置的输出电压和输出电流改变栅极驱动装置的能力的状态。例如，图8C示出在导通栅极电阻R1随时间变化以及驱动功率随时间变化时的栅极电流Iout和栅极电压Vout。

然而，正如图8C和8D中栅极电流所示，不容易发现栅极驱动装置的状态是如何变化的。即使栅极驱动装置的输出功率是恒定的，存在一个周期，在这期间栅极电流Iout连续地减小。原因是电容负载与栅极驱动装置连接。为了将这一点与本发明的功率减小装置加以区别，负载电阻R如图8B所示连接，增加给负载电阻R的电压表示为栅极驱动装置的输出功率(输出容量)。在这种情况下负载电阻R的电压由它与导通电阻R1或截止电阻R2的比率决定。因此，负载电阻R的值不受限制，通过选择等效于R1或R2的值，栅极驱动装置的电容的变化更好理解。

在图2B所示的传统例子中，输出恒定的正电压，而在图2A所示的本发明的情况中，这是一个不同点，一旦输出正电压，输出电压随时间变化缓慢减小，然后再次增大。已知IGBT导通时的di/dt依赖于栅极电压的增大速度，图2B中所示的情况等效于使得栅极电阻变得更高和使得栅极电压的增大速度变得更低的情况。在这种情况下，集电极电流的增大是受控制的，而使得导通时间(T1)变得更长以及延迟导通后在A部分中集电极电压的减小，从而存在一个增大IGBT开关切换损失的缺陷。在图2A所示的本发明的情况下，在开始导通时输出一个大的正电压，电压随时间缓慢减小，经过时间T2后再次增大，经过T3后返回到第一电压。第一大的输出电压增大了IGBT的栅极增加电压速率，并起缩短导通时间(T1)的作用。当IGBT的栅极电压达到阈值时，输出电压降低并以与图2B所示情况中相同的方式控制di/dt。此外，当IGBT的栅极电压大于该阈值时，输出电压再次增大，栅极电压快速地增大，图2A中所示的A部分处的集电极电压快速地减小，减小了切换损耗。

如上所述，本发明的第一个特征在于，当IGBT导通时，首先输出大的正电压，然后随时间缓慢降低，根据IGBT的操作状态(在这种情况下为栅极电压)电压再次增大，切换时间被缩短，导通损耗降低，实现了IGBT切换速度的设计方案。然而，本发明与现有技术相比具有如下特征。

当实现IGBT切换速度的方案时作为缩短导通和截止时间以及降低切换损耗的一种方法，提出了一种切换栅极电阻的方法(日本专利申请公开公报1-183214、日本专利申请公开公报3-93457、日本专利申请公开公报6-291631)。栅极电阻切换时的驱动装置的输出电压如图2A和3A中虚线所示，部分地获得了与本发明相同的效果。然而，由于以下原因在控制容易性、效果和构成上产生很大差别。IGBT切换速度的软件的实现实质上引起切换损耗的增大，所以必须要尽可能地避免不必要的切换速度的软件的实现。正如日本专利申请公开公报6-291631、日本专利申请公开公报8-322240和日本专利申请公开公报10-150764所描述，尽管IGBT的di/dt和dv/dt也可以通过电流供给期间的电源电压和温度控制，但是当试图改变通过切换栅极电阻的方法控制的di/dt和dv/dt时，许多栅极电阻器和切换装置是必不可少的。按照切换栅极电阻的方法，在控制IGBT的di/dt和dv/dt后，在本发明的电压增大期T3(见图2A和3A)期间栅极电阻被切换为小的栅极电阻。然而，在定时的早期时，di/dt和dv/dt突然增大，而在定时的后期时，切换损耗增大，所以难以决定切换栅极电阻的定时。

根据本发明，提供功率减小装置和功率增大装置，在导通时首先输出一个大的正电压，然后电压随时间而变化。缓慢降低电压的功率减小装置等效于把栅极组件连续地切换到在切换栅极电阻方法中的情况中的大电阻。在功率减小装置的操作周期T2后随时间变化再次增大电压的功率增大装置等效于把栅极电阻连续地切换到一个小电阻。即，功率减小装置的操作周期T2的缩短和功率增大装置的操作周期T3的延长等效于使栅极电阻变得更小，操作周期T2的延长和操作周期T3的缩短等效于使栅极电阻变得更大。通过提供等效于这样的连续地改变栅极电阻的功能以及通过控制从功率减小装置到功率增大装置的切换时间，能够控制di/dt和dv/dt的突然变化。例如，在我们这次实验所采用的3.3kV和1200A的IGBT情况下，当IGBT在主电路约100nH电感和电源电压2kV下导通时，从栅极驱动装置的输出到开始有IGBT主电流流动的导通时间延迟Td约为1.5μs，在启动主电流时的di/dt约为6000A/μs。在这种情况中，直至主电流达到1200A的操作周期T按照如下计算：

T＝额定电流(1200A)/受控di/dt(600A/μs)＝0.2μs

在本情况下，T1＝约1.7μs。在这种情况下，当功率增大装置的增大周期T3设定为大于0.2μs时，发现由于功率减小装置的减小周期T2等于Td+T＝1.5μs+0.2μs，能够将di/dt控制在T2＝Td+T-T3的范围内。

然而，当T3＝Td+T时，T2变为0，因此功率减小装置不工作，所以它被排除。实际上，对于从栅极驱动装置的输出到开始IGBT主电流的流动的导通时间延迟Td，主电流的上升周期T是短的，所以相对于T2＞T3，控制di/dt是有效的。

如上所述，根据本发明，通过功率减小装置连续地减小和功率增大装置连续地增大相组合改变从减小到增大的工作点T2，能够改变di/dt。这也意味着存在di/dt控制量不会由切换工作点T2的略微漂移而突然变化的效果。

如上所述，本发明的最大特点在于，功率减小装置和助率增大装置的功能等效于连续地改变栅极电阻。然而，例如，即使在采用功率减小装置的部分(T2)作为切换栅极电阻的传统方法以及组合本发明的功率增大装置(对应于周期T3)时，即使是切换二者的定时(对应于周期T2)略微漂移，可以获得di/dt和dv/dt不突然变化的优点。本发明的特点还在于，由于可以通过改变功率增大装置的工作点控制di/dt和dv/dt，因此当电源条件(电源电压、集电极电流、温度等)改变时，可以采用它来控制di/dt和dv/dt。

在本发明的上述实施例中，代表性地说明了IGBT的导通操作。然而，正如图3A所示，以与导通操作相同的方式也能够控制截止操作。在电压驱动元件的情况下，导通或截止操作是在其阈值边界上进行的并在栅极电压的正方向上受控制，存在是否在负方向上控制它的差别。尽管下面将利用截止操作说明在截止操作中未说明的本发明的另一个特征操作，但截止操作的详细描述从略。

图3A示出本发明的一个实施例，图3B示出栅极电阻增大和dv/dt受到控制时IGBT的传统工作波形的例子。在将二者的集电极电压波形进行比较时发现，在图3A所示的本发明的实施例中，电压增大的斜率几乎是恒定的，而在图3B的情况中，斜率开始较小但是慢慢地变得陡峭。它将受图8A中虚线连接的IGBT中反馈电容Cgc的影响。当集电极电压在截止时增大并拒绝一部分栅极电流时，经过反馈电容Cgc的电流从栅极流过发射极，因此其功能是延迟截止操作。在导通时，其功能是当集电极电压降低以及延迟导通操作时让一部分集电极电流在集电极侧上流过。众所周知，反馈电容Cgc当集电极电压低时是大的而当集电极电压增大时变得减小2个数字或更多。当IGBT工作在大的栅极电流上时，经反馈电容流动的电流比率是小的，而当栅极电流变得更小以控制dv/dt时，经反馈电容流动的电流比率变大。结果，在图3B的情况中，在集电极电压低的位置上，电压缓慢增大。

另一方面，在本发明的图3A的情况中，如前所述，通过功率减小装置连续地改变驱动电容，在集电极电压低的位置上比在集电极电压高的位置提供更大的栅极电流，所以使得集电极电压的增大几乎比变为均匀。

如上所述，根据本发明，集电极电压的增大几乎是均等的，未制作不必要低的dv/dt区，所以能够使dv/dt受到控制时的IGBT的损耗的增大减至最小。

图4示出表明本发明另一个实施例的IGBT的栅极驱动电路101的功能方框图。与图1的区别在于，增加了检测温度的传感器402，传感器输出由电压转换装置401转换为电压并用于控制参考电压。如上所述，当IGBT模块102的IGBT切换时di/dt和dv/dt随供电期间电源电压、电流和温度而变化。例如，根据IGBT的工作温度，在截止时的dv/dt的变化如图11所示。由于它在很大程度上依赖于温度，当栅极条件设定在低温度下时，dv/dt不必控制在高温度下，可能会引起导通损耗的增加。

根据本实施例，通过由温度传感器的输出控制参考电压，改变从功率减小装置106的工作周期T5到功率增大装置105的工作周期T6的切换定时。即，当温度低时，使得功率减小装置106的操作周期T5变长，当温度升高时，使得工作周期T5变短。工作温度升高时截止损耗的减小是通过使截止时dv/dt均等化而实现的。以上表示了采用di/dt和dv/dt温度依赖关系的实施例。然而，当di/dt和dv/dt依赖于物理量(例如电源电压、集电极电流)时，可以用同样的方法控制它们。

图5示出表明本发明另一个实施例的栅极驱动电路101的实施例。Q1和Q2互补连接，对包括IGBT的控制电压驱动开关切换元件的切换操作的信号进行放大，栅极电阻R1和R2串联连接，电压增大和减小装置501和502进一步与它们串联连接。将功率增大和减小装置501和502构造成使电容器C1和C2、电阻器R3和R4以及开关Q3和Q4分别并联连接。开关Q3和Q4的栅极与栅极电压检测装置503的比较器1和2连接，比较器1和2的操作是通过将参考电压分别与参考电压设定装置108-1和108-2的栅极电压进行比较而控制的。导通操作将按照如下表示进行。当Q1和Q3被变为截止状态以及Q1变为导通状态时，当Q1和Q3处于截止状态而Q2和Q4处于导通状态时，栅极电流经电源E1、(C1、R3)、R1、Q1和IGBT栅极发射极的路径流动。与此同时，栅极电流并联流过C1和R3。然而，由于IGBT的栅极电容先对电源E2几乎反向充电，依赖于电源E1、电源E2和R1的大栅极电流流过C1。电容器C1的充电立刻进行，依赖于电源E1和R1和R3的电流受到限制，它起本发明的功率减小装置的作用。

接着，当栅极电压增大并超过比较器1的参考电压时，Q3导通。当Q3导通时，栅极电流的路径变为电源E1、Q3、R1、Q1和IGBT栅极发射极的路径，因此本发明的作用是增大栅极电流以及突然增大栅极电压。然而C1在Q3导通前立即以图5所示极性充电以及在Q3导通后立即将积累在C1上的电荷放电。在这种情况中放电是根据C1电容和导通电阻的C3时间常数进行的，它起本发明的功率增大装置的作用，与电容器C1的放电相对应。截止时的操作与导通时的操作相反，对其说明从略。然而，Q4、R4和C2在截止时起功率减小装置和功率增大装置的作用，本发明通过简单电路构造而实现。

电容器C1和C2也可以用于缩短切换时间T1和T4。在导通前，IGBT的栅极电容Cge被充电到负E2，所以将它充电到IGBT的栅极阈值电压Vth的电荷由下式计算：

Qon＝Cge×(E2+Vth) (1)

在截止时，从E1到栅极阈值电压Vth的放电电荷由下式计算：

Qoff＝Cge×(E1-Vth) (2)

当使累积在C1和C2上的电荷与在导通时的功率减小期间T2和截止时功率减小期间T5 Qon和Qoff的电荷几乎相等时，切换时间被大大缩短。然而，栅极电压的减小或增大变慢，IGBT切换时间的di/dt和dv/dt控制范围变窄。正如以上所述的公式(1)和(2)所示，Qon和Qoff本身随栅极电路的电压变化，在我们实验所采用的E1＝15V和E2＝10V的IGBT栅极电路条件下，该条件似乎是标准的，当C1和C2的电容设定为IGBT的栅极电容Cge的1至5倍时，在缩短切换时间和控制di/dt和dv/dt两方面都产生很大效果。

图6示出表明本发明实施例的IGBT的栅极驱动电路的另一个实施例。图5中所示功率增大和减小装置501和502与图6中所示的功率增大和减小装置501和502之间的差别在于，设置了与Q3和Q4串联的电阻R5和R6。开关Q3和Q4的导通电阻可以通过其基本输入而改变。这种情况是通过增加电阻R5和R6使C1的放电时间常数更大以及改变功率增大周期T3的例子。

图13示出表明本发明实施例的IGBT的栅极电路的另一个实施例。与图6的不同之处在于，设置了与R3和C1串联的R51和与R4和C2串联的R61。当开关Q3和Q4导通时，栅极电阻既为导通时的R1和R5又为截止时的R2和R6。当R5和R6增大时，R1和R2相应地减小。然而，在图6所示的情况中，当R1和R2减小时，流过R3和C1以及还有R4和C2的电流在链式基础上变化，所以电路设计是复杂的。在图13所示的实施例中，等效于R5和R6的电阻R51和R61与R3和C1以及还有R4和C2串联连接，可以使流过R3和C1以及R4和C2的电流不变。

图12说明本发明实施例的IGBT的栅极驱动电路的另一个实施例。与图6所示的功率增大装置和功率减小装置的不同之处在于，采用开关Q3和Q4的基极电流的变化。当Q1导通时，电源电压E1提供在R3、R1和IGBT栅极的路径中。然后，由施加给R3的电压，Q3的基极电流ib1在Q3发射极、基极、C1和R5的路径中流动，Q3导通。然而，当Q3导通时，施加给Q3的电压降低，基极电流ib1不再流动，结果，由C3的充电电流决定的电流和Q3的hfe流动，它起功率减小装置的作用。接着，当基极电流经R7流动和Q3导通时，利用C3作为电源ib2流动，所以在该周期中流过R1的电流降低，它起功率增大装置的作用。显然，在这种情况中功率减小周期T2和功率增大周期T3由C3和R5改变。正如图5所示，可以设置电容器C1与Q3并联。

图7是表明本发明实施例的IGBT的栅极驱动电路的另一个实施例的功能方框图。在图1所示的实施例中，功率增大装置105和功率减小装置106与驱动装置串联连接。然而，在本实施例中，功率增大和减小装置501和502与驱动装置107并联连接。由功率增大和减小装置501和502使驱动装置的输出旁通，可实现输出功率的减小和增大。其操作与图1所示的情况相同，将省略对其说明。

以上从IGBT或FET的电压驱动开关切换元件在开关切换时对di/dt和dv/dt的控制的角度对本发明进行描述。本发明的栅极驱动电路在包含由功率变换器的负载短路电路或臂短路电路产生的过载电流方面也是有效的。即，原因在于栅极驱动电路具有通过传感器输出控制参考电压的功能，通过彼此并联地安装一个温度传感器和一个过载电流传感器很容易控制参考电压的增大或减小。本发明还能够应用于这样的情况，例如，在导通时检测到过载电流时，增大比较器的参考电压，避免从栅极电压减小装置切换到增加装置，以及防止由功率变换器的负载短路电路或臂短路电路产生的过载电流进一步增大。

正如以上描述表明的，本发明产生了这样的效果，不仅能够利用电压驱动切换装置解决由于变换器电路操作的高di/dt和dv/dt引起外围设备操作失常的诸因素而且能够解决诸如作为负载的电机的介质击穿等问题。

Claims

1.一种电压驱动开关切换元件的栅极驱动电路，所述电路包括：对控制所述电压驱动开关切换元件的开关切换操作的信号进行放大的驱动装置、检测所述电压驱动开关切换元件的操作状态的装置，其特征在于还包括随着时间的推移当所述驱动装置导通或截止时缓慢减小输出功率的功率减小装置、以及随着时间推移缓慢增大所述输出功率的功率增大装置。

2.如权利要求1所述的电压驱动开关切换元件的栅极驱动电路，其特征在于：所述功率减小装置的功率减小操作时间(T2)大于所述功率增大装置的功率增大操作时间(T3)。

3.如权利要求1所述的电压驱动开关切换元件的栅极驱动电路，其特征在于：所述栅极驱动电路包括检测所述电压驱动开关切换元件的温度的装置和将所述检测量转变为电压的装置，根据所述温度检测量随着时间推移将降低所述驱动装置的所述输出功率的所述功率减小装置切换为所述功率增加装置。

4.如权利要求1所述的电压驱动开关切换元件的栅极驱动电路，其特征在于：随着时间推移降低或增大所述驱动装置的所述输出功率的所述功率减小装置和所述功率增大装置之一或二者包括并联设置的电容器和开关切换装置。

5.如权利要求1所述的电压驱动开关切换元件的栅极驱动电路，其特征在于：随着时间推移降低或增大所述驱动装置的所述输出功率的所述功率减小装置和所述功率增大装置之一或二者包括并联设置或串并联设置的电阻器、电容器和开关切换装置。

6.如权利要求1所述的电压驱动开关切换元件的栅极驱动电路，其特征在于：所述功率减小装置或所述功率增大装置所采用的电容器电容是所述电压驱动开关切换元件的栅极电容的1至5倍。

7.一种利用多个电压驱动开关切换元件构造的变换器，其特征在于：所述电压驱动开关切换元件是利用一种栅极驱动电路驱动的，所述栅极驱动电路包括：对控制所述电压驱动开关切换元件的开关切换操作的信号进行放大的驱动装置、检测所述电压驱动开关切换元件的操作状态的装置，还包括随着时间的推移当所述驱动装置导通或截止时缓慢减小输出功率的功率减小装置、以及随着时间推移缓慢增大所述输出功率的功率增大装置。