TWI596897B

TWI596897B - 切換元件的驅動電路

Info

Publication number: TWI596897B
Application number: TW104122270A
Authority: TW
Inventors: 上岡誉和; 林良知
Original assignee: 三菱電機股份有限公司
Priority date: 2014-11-28
Filing date: 2015-07-09
Publication date: 2017-08-21
Also published as: CN106134048B; DE112014006351T5; JP5916969B1; KR20160111010A; US20180175845A1; WO2016084254A1; TW201620251A; JPWO2016084254A1; KR101748103B1; CN106134048A

Description

切換元件的驅動電路

本發明係有關將以絕緣閘雙極電晶體(IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor)或場效電晶體(FET：Field Effect Transistor)為首之切換元件作為對象而進行驅動控制的切換元件的驅動電路。

近年來，由於用以使馬達(motor)可變速運轉的反向器(inverter)裝置的普及，馬達控制裝置變得必須而為不可或缺的裝置。馬達控制裝置具備有將直流轉換成交流、將交流轉換成直流的電力轉換裝置，電力轉換裝置係使用所謂的IGBT或金氧半導體場效電晶體(MOSFET：Metal-Oxide-Semiconductor FET)的切換元件，並藉由其切換而實現電力轉換。

切換元件的驅動電路僅係以切換元件之V_GE充電(charge)用的閘極(gate)電阻來構成，而進行切換元件的切換。

另外，如上所述的切換元件的切換係藉由將電荷對閘極端子充放電，並將閘極-射極(emitter)端子間電壓予以充放電來控制而進行驅動，惟，由於因此時的閘極電流I_G或集極(collector)電流I_C而發生切換損失，同時因充電時間所造成的電流變化率di/dt而發生電磁干擾(EMI：Electro Magnetic Interference)雜訊(noise)，因而有不僅對本身設備，亦對周邊設備造成不良影響的課題。

以往的切換元件的驅動電路係以具備用以調整切換速度的電路作為對應上述課題的對策。藉由該電路使切換速度緩和等，以謀求可抑制閘極電流I_G或集極電流I_C的突升而降低EMI雜訊。但是，切換速度變慢，會有因米勒(miller)區期間所造成的損失變大的缺點而成為優劣取捨(trade-off)的關係，因此難以調整。

對於上述課題，已有調整閘極的導通(ON)/關斷(OFF)切換時序的驅動電路(例如參照專利文獻1)、於閘極端子持續流通固定的閘極電流的定電流驅動電路(例如參照專利文獻2)等提案。

(先前技術文獻) (專利文獻)

專利文獻1：日本國特開2004-253582號公報(第1頁、第1圖)

專利文獻2：日本國特許第4954290號公報(第13頁、第8圖)

上述的專利文獻1記載的發明中，存在有因具備複數個驅動電路而必須分別調整各驅動電路閘極之ON/OFF時序的問題點。此外，上述的專利文獻2記載的發明中，雖不須增大電流變化率di/dt就能減少切換損失，相反地，由於在一定時間持續流通閘極電流，而會有於米勒區期間之損失增加的問題點。再者，專利文獻1及2記載之發明的電路複雜，而存在有因構成零件的增加而使驅動電路變大的問題。

本發明即是鑒於上述問題而完成者，目的在於獲得一種不僅可避免構成的複雜化，且可降低切換損失及EMI雜訊之切換元件的驅動電路。

為解決上述課題而達成目的，本發明之切換元件的驅動電路，係具備：驅動電壓產生電路，係產生切換元件的驅動用電壓；以及濾波器(filter)電路，係與前述切換元件的內部閘極電阻及閘極端子-射極端子間的輸入電容一起構成步階(step)響應以複數次延遲之轉移函數表示的電路。

本發明之切換元件的驅動電路可達致不僅可避免構成的複雜化且可降低切換損失及EMI雜訊的效果。

1‧‧‧控制電路

2‧‧‧電壓指令(V_ref)

3、4‧‧‧開關

5‧‧‧正電源

6‧‧‧負電源

7‧‧‧閘極電壓

10‧‧‧內部閘極電阻

11‧‧‧閘極

12、13‧‧‧輸入電容

14‧‧‧集極

15‧‧‧射極

16‧‧‧切換元件

17‧‧‧反饋二極體

18‧‧‧驅動電壓產生電路

19‧‧‧構成濾波器的方塊

20‧‧‧濾波器電路

21‧‧‧電阻

22‧‧‧電容

第1圖係顯示切換元件的驅動電路之構成例的圖。

第2圖係顯示切換元件的閘極-射極間之輸入電容在充電中之切換元件的驅動電路的圖。

第3圖係顯示在米勒區期間之切換元件的驅動電路的圖。

第4圖係顯示以RC濾波器作為濾波器電路時之切換元件的驅動電路的圖。

第5圖(a)至(c)係用以說明切換元件的驅動電路的動作的圖。

第6圖係顯示閘極電壓之步階響應之一例的圖。

以下，依據圖式詳細說明本發明之切換元件的驅動電路的實施形態。此外，該實施形態並非用以限定本發明。

實施形態

第1圖係顯示本發明之切換元件的驅動電路之電路構成例的圖。本實施形態之切換元件的驅動電路(以下僅記載為「驅動電路」)係以切換元件16為控制對象的電路，包含有控制電路1、開關3與4、以及濾波器電路20。切換元件16係例如IGBT、FET等功率(power)半導體元件。切換元件16具有連接在集極14-射極15間的反饋二極體(feedback diode)17。此外，切換元件16具有內部閘極電阻10、閘極11-集極14間之輸入電容(C_gc)12、以及閘極11-射極15間之輸入電容(C_ge)13。切換元件16係適用於例如反向器等電力轉換裝置。

控制電路1係決定切換元件16的導通(ON)/關斷(OFF)，並產生與決定結果對應的電壓指令(V_ref)2。例如，開關3係NPN型的電晶體(transistor)，開關4係PNP型的電晶體，且建構成兩者的基極(base)及射極彼此連接，電壓指令V_ref2輸入兩者的基極的構成。又，開關3的集極係連接於正電源5(省略了圖示之切換元件驅動用電源的正極)，開關4的集極係連接於負電源6(省略了圖示之切換元件驅動用電源的負極)。此等開關3及4係與控制電路14一起構成驅動電壓產生電路18，依照從控制電路1輸入之屬於脈衝信號(pulse signal)的電壓指令V_ref而產生並輸出作為切換元件16之驅動用電壓的閘極電壓7。例如，電壓指令V_ref為ON(指示切換元件16之ON的位準(level))時，開關3成為ON，開關4成為OFF，而輸出正電源5的電位作為閘極電壓7。當電壓指令V_ref為OFF(指示切換元件16之OFF的位準(level))時，開關3成為OFF，開關4成為ON，而輸出負電源6的電位作為閘極電壓7。閘極電壓7係透過濾波器電路20而施加於切換元件16之閘極11。該閘極電壓7係將切換元件16之閘極11-射極15間之輸入電容(C_ge)13及閘極11-集極14間之輸入電容(C_gc)12予以充電，使集極14-射極15間導通。

第2圖係顯示切換元件16之開始驅動時的驅動電路的圖。於切換元件16之開始驅動時，亦即，正極性的閘極電壓7(正電源5的電位)往閘極11施加時，首先，如第2圖所示，藉由閘極電壓7將切換元件16的輸入電容 C_ge13充電。輸入電容C_ge13的充電係進行至輸入電容C_ge13之兩端的電壓超過集極電流開始從集極14朝射極15流通之臨界值電壓為止。

第3圖係顯示上述輸入電容C_ge13的充電結束後的米勒區期間之驅動電路的圖。於輸入電容C_ge13的充電結束後的米勒區期間，向切換元件16之閘極11流入的閘極電流I_G係成為固定，而集極14-射極15間的電壓V_ce會慢慢地下降。

如此構成的驅動電路中，將濾波器電路20、切換元件16之內部閘極電阻10、及輸入電容C_ge13視為一個方塊(block)19，而能以從電壓指令V_ref至切換元件16之閘極為止的轉移函數來處理。

在此說明，由於切換元件16之內部閘極電阻10與輸入電容C_ge13係形成濾波器，因此方塊19的電路係成為濾波器串聯連接的構成。

濾波器電路20係例如第4圖所示，為具備電阻21及電容(capacitor)22的RC濾波器。

於第4圖所示之構成的驅動電路中，能以二次延遲的轉移函數來表現方塊19之電路的步階響應，且能以下列的一般式(式(1))來表示。

G(s)=ω _n ²/(s²+2 ζ ω _ns+ω _n ²)…(1)

在此說明，藉由調整衰減係數ζ，能調整閘極電流的峰(peak)值。亦即，以使閘極電流的峰值變小的方式調整衰減係數ζ，而能降低EMI雜訊。又，方塊19 的電路為具備濾波器電路20之構成，亦即，以二次延遲的轉移函數來表現步階響應之構成，藉此，與未具備濾波器電路20之習知的驅動電路比較，能增大在米勒區期間之閘極電流值。由於增大在米勒區期間之閘極電流值就會使米勒區期間變短，所以能實現減低切換損失。上述的衰減係數ζ係以0.7≦ζ≦1.0為佳。藉由設為包含於上述範圍的值，與習知的驅動電路比較，能降低EMI雜訊及切換雜訊。因此，以達到上述的範圍內的方式來構成濾波器電路20。

電壓指令(V_ref)2及閘極電壓7係以脈衝的方式來賦予。關於ON時之步階輸入的動作，在此說明適用本實施形態的情形與不適用的情形。具有濾波器電路20的情形(適用本實施形態的情形)與不具有濾波器電路20的情形之分別的步階響應係如第5圖所示。

第5圖係用以說明本實施形態之驅動電路的動作的圖，顯示驅動電路及切換元件16之各部分的電壓、電流波形之一例的時序圖(timing chart)。橫軸係顯示時間，縱軸係顯示電壓值或電流值。第5圖中，(a)係顯示相當於不具備濾波器電路20之習知的驅動電路的電路(以下稱習知電路)的時序圖，(b)及(c)係顯示本實施形態之驅動電路的時序圖。第5圖(b)係濾波器電路20為第4圖所示之構成時的時序圖。第5圖(c)係濾波器電路20為具有將第4圖所示之由電阻21及電容22所構成之RC濾波器串聯二段時的時序圖。具備將RC濾波器串聯二段的構成時，方塊19之電路的步階響應係以三次延遲的轉移函數來表現。此外，於未具備濾波器電路20的習知電路中，與方塊19對應的電路係具備閘極電阻，故步階響應係以一次延遲的轉移函數來表現。以下為了方便說明，將第4圖所示之構成的驅動電路稱為「二次延遲的驅動電路」，而將具有串聯二段的濾波器電路20即第4圖所示之由電阻21及電容22所構成的RC濾波器之構成的驅動電路稱為「三次延遲的驅動電路」。

在此說明第5圖(c)所示之成為步階響應之三次延遲之轉移函數。

三次延遲之轉移函數G(s)係以下列的式(2)表示。

又，三次延遲之轉移函數G(s)的一般式為下列的式(3)。

具有以式(3)表現之步階響應的驅動電路中，不發生過衝(overshoot)的條件，一般地已知有相對於S₂+2．ζ．ω _n+ω _n ²之共軛複數的實部，P_r為較小。因此，不發生過衝的條件則如以下的式(4)，又，不發生過衝的界限條件則如以下的式(5)所示。

P_r≦ζ．ω _n…(4)

P_r=ζ．ω _n…(5)

依據上述的式(2)至(5)，則不發生過衝的參數如以下的式(6)所示。

於式(6)中，將ζ．ω _n消去就獲得下列的式(7)。

賦予滿足上述的式(7)的K_p1及K_p2，而可獲得無過衝的三次延遲的驅動電路。

如二次延遲的轉移函數的說明中的記載，由於衰減係數ζ係以0.7≦ζ≦1.0為佳，因此於三次延遲的轉移函數中的衰減係數ζ係以0.7≦ζ≦P_r/ω _n為佳。此外，於二次延遲時，不發生過衝的界限值為ζ=1，此乃符合三次延遲時的ζ=P_r/ω _n。

第5圖中，V_ref係表示第4圖所示之控制電路1的輸出(電壓指令)，I_G係表示流入切換元件16之輸入電容C_gc12及C_gc13的閘極電流，V_GE係表示已對輸入電容C_ge充電的電壓，I_C係表示從切換元件16之集極14朝射極15流通的電流，V_CE係表示集極14-射極15間的電壓。

如第5圖所示，即使在包含習知電路之任一驅動電路中，於期間T₀(即期間T_0-1、T_0-2、T_0-3)，施加指示切換元件16之ON的閘極電壓(正電源5的電位)時，閘極電流I_G係從切換元件16之閘極11朝輸入電容C_ge13開始流通而進行電荷充電。其後，當充電至輸入電容C_ge13的電壓V_GE超過切換元件16的ON電壓時，集極電流I_C就開始流通(期間T_1-1、T_1-2、T_1-3)。當集極電流I_C達峰值時，期間T₁(期間T_1-1、T_1-2、T_1-3)結束而成為期間T₂(期間T_2-1、T_2-2、T_2-3)即米勒區期間。當成為期間T₂時，藉由切換元件16的米勒效果而使V_GE及I_G呈固定。相對於此，V_CE則漸漸地下降。於米勒區期間(期間T₂)經過後的期間T₃(期間T_3-1、T_3-2、T_3-3)中，閘極電流I_G漸漸地降低，相對於此，V_GE則上升。因此，若要加快切換速度，期間T₁以較短者為佳，惟，若期間T₁過度縮短，則閘極電流I_G及集極電流I_C的峰值就會變大，以致於EMI變大。但是，若依據具備有濾波器電路20的驅動電路，則藉由包含濾波器電路20之方塊19的轉移特性，可抑制閘極電流I_G及集極電流I_C的過衝，並且能增大在米勒區期間之閘極電流值。如第5圖所示，例如，與習知電路(一次延遲)比較，二次延遲的驅動電路的情形可將閘極電流I_G的峰值降低達△I_G1，並且將集極電流I_C的峰值降低達△I_C1。與習知電路比較，三次延遲的驅動電路的情形可將閘極電流I_G的峰值降低達△I_G1+△I_G2，並且將集極電流I_C的峰值降低達△I_C1+△I_C2。

在此說明藉由具備有濾波器電路20而可降低峰值並且增大在米勒區期間之閘極電流值的理由。

第6圖係顯示方塊19之電路的步階響應分別為一次延遲、二次延遲、三次延遲的情形下，閘極電壓7的步階響應之一例的圖。橫軸表示時間，縱橫表示施加於切換元件16之閘極11的電壓。虛線表示一次延遲，即習知電路中的步階響應，一點鏈線表示二次延遲之驅動電路中的步階響應，實線表示三次延遲之驅動電路中的步階響應。如第6圖所示，與習知電路比較，二次延遲之驅動電路及三次延遲之驅動電路於開始輸入閘極電壓7的瞬間之後，施加於切換元件16之閘極11的電壓的上升緩和。因此，如第5圖所示，閘極電流I_G的上升變得緩和，其結果，可抑制峰值為較低且降低EMI雜訊。如第6圖所示，次數愈大則電壓的上升愈緩和。此外，二次延遲之驅動電路及三次延遲之驅動電路到達目標電壓為止所需時間比習知電路還短。因此，用以將輸入電容12及13充電的所需時間也變短，而能減低切換損失。次數愈大則到達目標電壓為止所需時間愈短。

再者，伴隨著閘極電流I_G的峰值減少，可減少第4圖所示之電阻21即閘極電阻，而能降低因閘極電阻造成的損失。由於減少閘極電阻的結果會增加閘極電流I_G，因此能縮短米勒區期間而能降低於米勒區期間的損失。

此外，本實施形態係使用相對於切換元件16串聯地插入電阻21且並聯地插入電容22的電路來作為濾波器電路20，惟並不限定於此。此外，並非必須為二元件。而也可為更包含電感器(inductor)的濾波器電路。也可以增加電阻、電容等的數量而構成更高階的濾波器電路，亦即以四次延遲或四次延遲以上之轉移特性的方式來構成濾波器電路。

如此，可應用RC濾波器或其他各種濾波器來作為濾波器電路20。

本實施形態係以IGBT或FET作為切換元件16，惟並不限定於此，此外，其材料也不僅是矽(Si)，而也可為具有以系統單晶片(SoC)為代表之寬能隙(wide band gap)的切換元件。

如以上所述，本實施形態之切換元件的驅動電路係具備：產生施加於切換元件16之閘極11之閘極電壓7的驅動電壓產生電路18、及配置於驅動電壓產生電路18與切換元件16之間的濾波器電路20，濾波器電路20係藉由切換元件16之內部閘極電阻10及輸入電容C_ge13而形成之濾波器，且形成為具有以二次延遲或三次延遲以上的轉移函數表示之轉移特性的電路。再者，濾波器電路20係以轉移函數之衰減係數成為固定的範圍的方式來構成。藉此，可實現不僅能避免構成的複雜化，而且能減低切換損失及EMI雜訊之切換元件的驅動電路。

(產業上之可利用性)

如以上所述，本發明之切換元件的驅動電路可廣泛使用於以反向器裝置為首之使用切換元件的裝置。