TWI585752B - 用於在不連續導通模式下操作的切換模式調節器之音頻不感帶系統與方法 - Google Patents

用於在不連續導通模式下操作的切換模式調節器之音頻不感帶系統與方法 Download PDF

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Description

用於在不連續導通模式下操作的切換模式調節器之音頻不感帶系統與方法
本發明係有關用於切換模式調節器之音頻不感帶系統及方法。
相關申請案之交互參照
此申請案係主張2013年6月18日申請的美國臨時申請案序號61/836,262的益處，該臨時申請案係為了所有的意圖及目的而藉此以其整體被納入作為參考。
調節器可被配置以依據輸出負載而操作在數個操作模式的任一個中。該調節器在較高的負載狀況期間通常操作在一連續導通模式(CCM)中，其中通過輸出電感器的電流在切換週期期間係增加及減小，但是並不下降到零。電流反而是持續地被傳遞至該輸出負載及/或輸出電容器。當該負載減小某一個量時，該電感器電流可能不只到達零，而且可能在CCM期間之連續的切換週期中變為負的。在非常輕的負載下，通過該輸出電感器的許多電荷傳送係被浪費在該CCM操作模式中。尤其，電荷係無效率地 被四處移動，因為超過該負載需求的電荷係被移入該輸出電容器並且接著被傾倒至接地。因此，CCM在較輕的負載下是效率非常差的。
調節器可被配置以操作在一不連續導通模式中(DCM)，其中當該電感器電流到達零時，一開關元件或類似者係被關斷，以避免該電感器電流變為負的。在DCM期間，在一供電部分期間的每個電荷包(charge packet)係被傳遞至該負載或輸出電容器，並且接著切換係被暫停，直到在該輸出處需要一額外的電荷包為止。由於切換係在DCM期間的一或多個週期期間被暫停，因此該調節器的操作頻率係隨著該負載而改變，因而所產生的切換頻率FSW可以是大致成比例於該負載。在DCM期間，功率損失係被平均在新的期間上。
DCM係在較輕的負載範圍提供一項優於CCM的優點，因為效率係被增加。然而，在DCM期間的操作頻率一般是未被控制的，因為其一般是依循負載的狀況。若該負載在DCM期間減小某一個量，則操作的切換頻率可能降低至可聽見的範圍，使得該切換模式調節器產生可聽見的噪音。包含行動計算裝置與類似者的許多消費者電子產品的電源供應器普遍所用的陶瓷電容器係具有一固有的壓電效應，當其被激勵在可聽見的頻率時會產生可聽見的噪音。再者，在供應音訊積體電路(IC)或半導體晶片或類似者的電壓軌上的切換雜訊可能被放大，此係造成額外可聽見的噪音。許多的終端應用，尤其是在消費者電子空間中係對於在可聽見的頻譜中之能量具有敏感度。可聽見的噪音在許多消費者產品與類似者中是極為非所要的。
為了解決音訊敏感的應用，音訊DCM方法已經被開發。可 聽見的DCM(ADCM)係被開發為一種修補程序(patch)，以避免該調節器的操作頻率進入音訊頻譜。一納入ADCM的調節器係監視該DCM切換期間相對一被設定成足夠高於音頻之預設的時序臨界值。當該切換期間超出該臨界值時，此係指出該切換期間即將要進入可聽見的頻譜，一個新的脈波寬度調變(PWM)的脈波係被發出。以此種方式，該切換期間係避免增加至該可聽見的範圍，因而對應的切換頻率FSW係維持超音波而且是聽不見的。
一種納入CCM、DCM及ADCM之切換式調節器係在較高的負載下操作在CCM中，當該負載減小時切換至DCM且同時維持切換頻率FSW高於該可聽見的範圍，並且接著在輕的負載下切換至ADCM，其中該DCM的切換頻率原本將會進入該可聽見的範圍。DCM係在較輕的負載下提供最大的效率位準。儘管ADCM在較輕的負載下是比CCM更有效率的，但是其並不如DCM般地有效率，但至少是避免可聽見的噪音。然而，ADCM在非常輕的負載下係顯著地限制由DCM所達成的電力節省。以此種方式，ADCM是在非常輕的負載下，介於效率及消費者困擾之間的一項取捨。
對於電子設備，特別例如是超極緻筆電、平板電腦、智慧型電話等等的消費者電子設備而言，在“連線待機”的操作中具有非常高的效率是所期望的。連線待機的操作係表示該裝置是在包含一閒置的狀態之低功率的狀態中，並且可以非常快速地轉換成一完全操作的狀態。DCM係提供最大的效率，但是當操作在該可聽見的頻率範圍時遭受到音訊噪音。ADCM係消除該音訊噪音，但是對於低於該超音波的範圍之包含連線待機的操作之操作頻率卻顯著地降低效率。
根據本發明之一特點，一種用於控制一切換式調節器的操作之控制器係包括：一調變器，其係發展出一用於控制在至少一切換控制信號上的脈波以操作在一連續導通模式中之脈波控制信號；一不連續導通模式控制器，其係偵測一低負載狀況，並且當該低負載狀況被偵測到時修改操作以操作在一不連續導通模式中；一可聽見的不連續導通模式控制器，其係偵測一小於一預設的超音波的頻率臨界值之切換頻率，並且修改不連續導通模式的操作以維持該切換頻率在一超音波的頻率位準；以及一次音波的不連續導通模式控制器，其係在可聽見的不連續導通模式的操作期間偵測一次音波的操作狀況，並且響應地禁止該可聽見的不連續導通模式控制器的操作，以容許在一次音波的切換頻率範圍內之一次音波的不連續導通模式。
根據本發明的另一特點，一種電子裝置係包括：一切換式調節器，其係包括：一電感器；一耦接至該電感器的切換電路，其係被配置以切換通過該電感器的電流以轉換一輸入電壓成為一如同受到一脈波控制信號控制的輸出電壓；一誤差放大器電路，其係被配置以偵測該輸出電壓的一誤差並且提供一指出該誤差的補償信號；以及一控制器，其係包括：一調變器，其係接收該補償信號，並且提供該脈波控制信號以控制在至少一被提供至該切換電路的切換控制信號上的脈波以操作該切換式調節器在一連續導通模式中；一不連續導通模式控制器，其係偵測一低負載狀況，並且當該低負載狀況被偵測到時修改該切換式調節器的操作以操作在一不連續導通模式中；一可聽見的不連續導通模式控制器，其係偵測該脈波控制信號的一小於一預設的超音波的頻率臨界值之頻率，並且修改不連續導 通模式的操作以避免該切換式調節器的一切換頻率操作在一可聽見的頻率範圍內；以及一次音波的不連續導通模式控制器，其係在可聽見的不連續導通模式的操作期間偵測一次音波的操作狀況，並且響應地禁止該可聽見的不連續導通模式控制器的操作，以容許該切換式調節器操作在一次音波的不連續導通模式。
根據本發明的另一特點，一種能夠控制一切換式調節器的操作之方法係包括：在高負載狀況期間操作在一連續導通模式中；在低負載狀況期間操作在一不連續導通模式中；當操作在該不連續導通模式中偵測到一超音波的臨界值狀況時，維持一切換頻率在一預設的超音波的位準；以及當偵測到一次音波的臨界值狀況時，禁能該維持該切換頻率在該預設的超音波的位準，以致能一在次音波的切換頻率之次音波的不連續導通模式。
100‧‧‧電腦系統
101‧‧‧電源供應器
103‧‧‧調節器
105‧‧‧連接網路
107‧‧‧處理器
109‧‧‧週邊系統
111‧‧‧系統記憶體
113‧‧‧輸入/輸出(I/O)系統
201‧‧‧控制器
202‧‧‧相位節點
203‧‧‧輸出負載
204‧‧‧輸出節點
205‧‧‧調變器
207‧‧‧閘極驅動器區塊(DVR)
209‧‧‧不連續導通模式(DCM)控制器
211‧‧‧音訊DCM(ADCM)控制器
213‧‧‧次音波的DCM(SBDCM)控制器
501‧‧‧LG脈波
502‧‧‧UG脈波
503‧‧‧LG脈波
505、507‧‧‧脈波模式
601‧‧‧轉變點
603‧‧‧轉變點
605‧‧‧次音波的頻率
607‧‧‧轉變點
609‧‧‧轉變線
701‧‧‧轉變點
703‧‧‧轉變點
707‧‧‧轉變點
709‧‧‧轉變線
1200‧‧‧SB偵測電路
1201‧‧‧互導放大器
1202‧‧‧節點
1203‧‧‧電容器
1205‧‧‧開關
1207‧‧‧比較器
1209‧‧‧SR正反器(SRFF)
1211‧‧‧重置區塊
1301‧‧‧誤差放大器
1303‧‧‧電壓源
1305‧‧‧緩衝器/驅動器
1307‧‧‧緩衝器/驅動器
1309‧‧‧相位比較器
1311‧‧‧SR正反器(SRFF)
1313‧‧‧NOR閘
1315‧‧‧OR閘
1317‧‧‧邊緣偵測區塊
1319‧‧‧計時器
1321‧‧‧AND閘
1331‧‧‧NAND閘
1333‧‧‧單發裝置
1335‧‧‧延遲區塊
1337‧‧‧AND閘
本發明的益處、特點及優點相關於以下的說明以及所附的圖式將會變成更能夠理解的，其中：圖1是一配置有一包含根據一實施例所實施的一種調節器的電源供應器的電腦系統之簡化的方塊圖；圖2是圖1的調節器之簡化的示意及方塊圖，其係被展示為根據一實施例所實施的一降壓類型的DC-DC切換模式調節器；圖3是大致描繪圖2的調節器之正常的DCM操作的時序圖；圖4是描繪DCM操作的時序圖，並且圖5是描繪圖2的調節器的ADCM操作的另一時序圖； 圖6是針對於圖2的調節器的一實施例之操作模式CCM、DCM及ADCM的每一個繪製切換頻率(以Hz為單位)相對於以安培(A)為單位的輸出電流IO之圖表；圖7是繪製根據一實施例的圖2的調節器之電力轉換效率(以百分比計)相對於輸出電流IO之圖表；圖8是根據一實施例描繪圖2的調節器之四個分別對應於模式CCM、SPDCM、ADCM及SBDCM之不同的狀態以及對應的轉變條件之狀態圖；圖9是根據一實施例在圖2的調節器之ADCM操作模式中的單一切換週期期間之電感器電流IL與輸出電流IO重疊並且與LG及UG之對應的圖對準之圖；圖10是根據一實施例在圖2的調節器之ADCM操作模式中的另一單一切換週期期間之電感器電流IL與輸出電流IO重疊之圖；圖11是類似於圖9及10的IO及IL之圖，並且其亦展示根據一實施例在圖2的調節器之ADCM操作模式期間之對應的LG脈波LG1及LG2；圖12是一設置在圖2的SBDCM區塊內之SB偵測電路的一實施例的概要圖，以用於根據一實施例在DT到達對應於該次音波的臨界值狀況之P1時決定何時從該ADCM操作模式轉變至SBDCM；以及圖13是根據一實施例的圖2的調節器之納入該DCM、ADCM以及SBDCM區塊的細節之更詳細的電路及方塊圖。
本發明的益處、特點及優點相關於以下的說明以及所附的圖式將會變成更能夠加以理解。以下的說明係被呈現以使得具有此項技術的 通常知識者能夠完成及利用如同在一特定應用及其需求的背景內所提出之本發明。然而，各種對較佳實施例的修改對於熟習此項技術者而言將會是明顯的，並且在此界定的一般原理可以應用至其它實施例。因此，本發明並不欲受限於在此展示及敘述的特定實施例，但是欲被授予和在此揭露的原理及新穎特點一致的最廣範疇。
圖1是一電腦系統100之簡化的方塊圖，其係配置有一包含根據一實施例所實施的一種調節器103之電源供應器101。該電源供應器101係發展出一或多個供應電壓，其係經由一連接網路105來提供電力至該電腦系統100的其它系統裝置。該連接網路105可以是一匯流排系統、或是開關系統、或是一組導體或類似者。在該舉例說明的實施例中，該電腦系統100係包含一處理器107以及一週邊系統109，兩者都耦接至該連接網路105以從該電源供應器101接收供應電壓。在該舉例說明的實施例中，該週邊系統109可包含一系統記憶體111(例如，其包含RAM及ROM類型的裝置以及記憶體控制器與類似者的任意組合)，以及一輸入/輸出(I/O)系統113的任意組合，其可包含系統控制器與類似者，例如繪圖控制器、中斷控制器、鍵盤及滑鼠控制器、系統儲存裝置控制器(例如，用於硬碟機與類似者的控制器)、等等。該舉例說明的系統僅是範例的，因為如同熟習此項技術者所理解的，該處理器系統以及支援的裝置中的許多個可以整合到該處理器晶片上。
圖2是該調節器103之簡化的示意及方塊圖，其係被展示為根據一實施例所實施的一降壓類型的DC-DC切換模式調節器。儘管一降壓類型的DC-DC調節器被展示及敘述，但所了解的是如同在此所述的原理可 以應用至任何其它類型的調節器，例如升壓類型的調節器與類似者。任意類型的調節器亦被思及，其中DCM可被納入以改善在較低負載下的效率，並且ADCM可被納入以在DCM期間避免可聽見的頻率產生。
該調節器103係包含一用於接收一輸出電壓VO的控制器201。應注意的是，一回授網路或類似者(未顯示)可被用來感測VO並且提供VO的一感測到的版本(例如，提供一回授感測電壓VFB(未被展示)的分壓器或類似者)，而不是直接感測VO本身。該控制器201係以一般的形式展示，並且可以根據電壓模式控制、電流模式控制、固定導通時間(或是固定頻率)、等等來加以實施，並且可被配置為一類比控制器、或是一數位控制器或類似者。
該控制器201係提供一上方的閘極驅動信號UG至上方的開關Q1的一閘極端子以及一下方的閘極驅動信號LG至下方的開關Q2的一閘極端子。該UG及LG信號另外被稱為用於分別控制電子開關Q1及Q2的啟動之切換控制信號。在該舉例說明的實施例中，電子開關Q1及Q2係被展示為一對如同熟習此項技術者已知的N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)。其它類型的電子開關元件亦可被使用，其包含其它類型的FET與類似者以及其它類型的電晶體，例如雙載子接面電晶體(BJT)或是絕緣閘極雙載子電晶體(IGBT)與類似者、等等。該開關Q1係具有耦接在VIN以及一相位節點202之間的汲極與源極端子，並且該開關Q2係具有耦接在相位節點202以及接地(GND)之間的汲極與源極端子。該等開關Q1及Q2係被控制以切換輸入電壓VIN通過耦接至一輸出電感器L的一端之相位節點202，該輸出電感器L係使得其另一端耦接至該輸出節點204。該相位節 點202係發展出一相位電壓VPH，並且該輸出電壓VO係藉由一耦接在該輸出節點204及GND之間的輸出電容器CO來加以濾波。
一輸出負載203係被耦接在該輸出節點204及GND之間。該電感器L係發展出一電感器電流IL，並且該輸出負載203係接收一輸出電流IO。該輸出負載203可以代表該處理器107及週邊系統109中之任一或兩者以及任何內含的構件。該輸出電流IO係代表該調節器103的總輸出電流，並且另外可被稱為負載電流。
在一實施例中，該控制器201係包含一調變器205，該調變器205係如同該項技術中具有通常技能者所理解的內部地發展出一脈波寬度調變(PWM)信號。該PWM信號係被提供至一閘極驅動器區塊(DVR)207，該DVR 207係發展出該UG及LG信號以控制該等開關Q1及Q2，以調節VO至一預設的電壓位準。在正常的操作中，該調變器205係操作在一連續導通模式(CCM)中，其中每個PWM週期的整個部分，該等開關Q1及Q2中的至少一個是導通的(忽略在切換之間的停滯時間(deadtime)期間，以確保在任何給定的時間該等開關中只有一個是導通的)。例如，當PWM變為一指出一供電部分的第一狀態(例如，變為高的)時，該調變器205係將Q2關斷(若其為導通的)，並且接著導通Q1以耦接該相位節點202至VIN。當該PWM在同一週期中切換至一第二狀態(例如，變為低的)時，該調變器205係在該PWM週期的剩餘部分將Q1關斷，並且接著將Q2導通以耦接該相位節點202至GND。在CCM期間，對於後續的PWM週期係以此種方式重複操作。該調變器205係控制該PWM信號的工作週期以用於調節。
該控制器201進一步包含一不連續導通模式(DCM)控制器 209、一音訊DCM(ADCM)控制器211以及一次音波的DCM(SBDCM)控制器213。該DCM控制器209一般是包含被配置以偵測DCM操作狀況以及根據該DCM來操作該調變器205之邏輯及/或電路。例如，在一實施例中，該DCM控制器209係在連續的切換週期中偵測其中該電感器電流IL下降至零、或者是開始變為負的狀況。當這些狀況被偵測到時，該DCM控制器209係將操作從CCM切換至DCM。
在一實施例中，在DCM期間，當該電感器電流IL變為零時，該下方的開關Q2係被關斷並且在該PWM週期的剩餘部分維持關斷的，而不是在該PWM週期的整個剩餘部分維持導通的(如同CCM的情形)。在下一個週期的PWM發出之際，Q1係被導通，此係產生通過該電感器L的電流並且接著被關斷，並且Q2係回到導通以減少通過該電感器L的電流。同樣地，當該電感器電流IL到達零時，則Q2係被關斷，並且維持關斷直到下一個週期為止。對於DCM係以此種方式重複操作。
該ADCM控制器211一般是包含被配置以偵測ADCM操作狀況以及根據該ADCM來操作該調變器205的邏輯及/或電路。當該調變器205操作在DCM中，若例如是藉由該PWM信號(或是該切換信號UG及LG的一或兩者)的頻率所偵測到之切換的頻率下降到低於一預設的超音波的頻率臨界值FSW_ADCM，則該ADCM控制器211係將操作從DCM切換至ADCM。
例如，在一實施例中，該ADCM控制器211係包含時序電路或類似者(例如，圖13的計時器1319)，其係偵測在該PWM信號或是該UG信號或類似者的脈波之間的時間延遲。當在連續的脈波之間的時間延遲超出一指出該超音波的頻率臨界值FSW_ADCM之預設的超音波的臨界值期間 SPTH時，則該ADCM控制器211係如同在此進一步敘述地將操作從DCM切換至ADCM。
在一實施例中，在一計時器或類似者的逾時(timeout)之際，該ADCM控制器211係指示該調變器205在LG上觸發一早期的脈波以加速DCM操作。該LG脈波係導通Q2，而Q2係比正常的DCM的情形較快將該輸出電壓VO拉向下。該調變器205係終止該LG脈波，並且藉由在UG上發出一脈波來起始一個新的切換週期以增高VO。假設低負載的狀況下，該UG脈波是相當窄的，並且該調變器205係根據正常的操作接著再次在LG上發出一脈波。再次假設低負載的狀況下，當該電感器電流IL到達零時，則該DCM控制器209係早期終止該LG脈波，並且以此種方式係重複操作。
所體認到的是，該CCM、DCM及ADCM的操作模式是彼此相容的，以用於在模式之間的平順轉變。當電感器電流變為零時，DCM係藉由早期終止LG脈波來有效地置換正常的CCM操作。ADCM操作係藉由起始新的週期來有效地置換DCM操作，以避免DCM操作在音訊切換頻率。
該控制器201進一步包含根據一實施例所實施的SBDCM控制器213。該SBDCM控制器213係監視ADCM操作，並且切換回到DCM模式以用於次音波的DCM(SBDCM)操作。若該負載增加，則該SBDCM控制器213可以將操作切換回到ADCM。若該負載大幅增加，則操作可以切換回到超音波的DCM(SPDCM)或甚至是CCM模式，此係如同在此進一步敘述地依據該負載位準以及監測狀況而定。
圖3是大致描繪正常的DCM操作的時序圖。該UG及LG 信號、VPH及VO電壓、以及IL電流係相對於時間來加以繪製。到一時間t0為止，操作係被描繪成用於CCM，其中每個週期係以一UG的脈波開始，接著在該週期的剩餘部分是一LG的脈波。接著，下一個週期係以另一UG脈波開始，並且操作係以此種方式重複。該輸出電壓VO以及該電感器電流IL兩者都在該UG脈波期間增加，並且兩者都在該LG脈波期間降低。該相位節點VPH的電壓大致係切換在該輸入電壓及GND之間。
在時間t0，DCM係被起始，其係在時間t0及t1(具有持續期間TA)之間以一UG脈波開始，接著是在具有一持續期間TB的時間t1及t2之間的一LG脈波。該電感器電流IL係在一時間t1到達一波峰位準，並且接著在大約一時間t2下降至零，此係終止該LG脈波。該輸出電壓VO亦在大約時間t2到達一波峰位準，並且接著係以一根據該輸出電流IO以及該輸出電容器CO的電容而定的速率降低。如圖所示，VO係在一後續的時間t3降低至一最小的位準，並且一個新的週期係被起始。在t2及t3之間的時間係具有一持續期間TC，該持續期間TC係根據該負載位準而定。在一實施例中，TA+TB是固定的，該DCM切換期間是TA+TB+TC，並且該持續期間TC是根據VO的變化或-△VO、負載電容CO以及輸出電流IO的一函數而定、或者是TC=△VO．CO/IO。
該期間TA+TB是相對短且固定的，因而該DCM期間係隨著TC的持續期間而改變。若TC夠短，則該DCM期間是用於SPDCM操作之超音波的。然而，若TC夠長，則該DCM期間係另外進入該可聽見的範圍。在該情形中，該ADCM模式係被引發，其係以一在LG上的脈波開始，以加速該輸出電壓VO的降低。
圖4是描繪DCM操作的時序圖，並且圖5是描繪ADCM操作的另一時序圖。在每個情形中，該UG及LG脈波係被繪製，並且該電感器電流IL以及輸出電流IO係彼此重疊地被繪製，而且全部都是相對於時間。在該DCM以及ADCM兩種情形中，當該輸出電流IO在CCM操作期間減小時，該電感器電流IL係以減少的方式切換，其係大致依循該輸出電流。在兩種情形中的大約一時間t0之處，該電感器電流IL係到達零，此係起始DCM操作。該UG及LG脈波隨著該輸出電流IO持續減少而開始散開。
在該DCM操作的情形中，隨著該輸出電流IO持續減少，在連續的切換週期之間的期間係因此增長，並且操作最終會到達該可聽見的範圍。在該ADCM操作的情形中，若在切換週期之間的期間到達與稍高於該可聽見的臨界值範圍之超音波的頻率臨界值FSW_ADCM對應之超音波的臨界值期間SPTH，則該ADCM操作模式係被起始。如同在圖5中所示，當該期間到達SPTH時，一LG脈波係被起始以人為地固定該切換頻率高於該可聽見的範圍、或是在FSW_ADCM。此種脈波的第一個係被展示在501之處，在時間t1被起始。該LG脈波501之後接著是一UG脈波502，其接著是另一LG脈波503。若該輸出電流IO維持在此位準(或是減小，但是仍將會保持在DCM之可聽見的範圍中)，則該切換期間係被固定在SPTH，並且該脈波模式係持續如同在505及507所展示者。
在一實施例中，SPTH=1/25KHz=40微秒(μs)，其係對應於一約25千赫(KHz)的超音波的切換頻率FSW_ADCM，該切換頻率FSW_ADCM係高於該可聽見的頻率範圍(例如，高於20KHz)。
圖6是針對該調節器103的一實施例，繪製該些操作模式 CCM、DCM及ADCM的每一個以赫茲(Hz)為單位的切換頻率相對於以安培(A)為單位的輸出電流IO的圖表。在例如是該舉例說明的實施例中之超過10A之較高的輸出電流下，該調節器103係以一例如是稍低於或接近1百萬赫(MHz)之相當高的切換頻率而操作在CCM中。當該輸出電流IO減小時，例如在此實施例中低於10A，則操作係如同在轉變點601所展示地切換至DCM。若操作要以低於該轉變點601之較低的輸出電流位準來繼續在CCM中，則該切換頻率將會在一路低到非常低或沒有負載的狀況下都保持實質固定的。然而，在切換到DCM之後，該切換頻率係隨著該輸出電流IO減小而減小。最初在DCM期間，該切換頻率係高於該可聽見的範圍，因而DCM操作係在SPDCM。
隨著該輸出電流IO在DCM期間持續減少，該切換頻率係減小直到其接近對應該超音波的臨界值期間SPTH之超音波的頻率臨界值FSW_ADCM為止。當該超音波的頻率臨界值在DCM期間被達到時，操作係如同在轉變點603所展示地切換至ADCM。因此，其並非繼續在將會產生可聽見的頻率之可聽見的DCM中，而是操作切換至ADCM以保持在用於ADCM之超音波的操作頻率FSW_ADCM。
隨著該輸出電流IO持續減少，該切換頻率係減小直到其接近一次音波的頻率臨界值FSW_SBDCM為止。其並非在如同在605所展示之次音波的頻率下繼續在該ADCM模式中，而是開始在轉變點607之處，操作係如同藉由轉變線609所展示地轉變回到該DCM模式。在一實施例中，此轉變係發生在一對應一次音波的臨界值期間SBTH之次音波的頻率臨界值FSW_SBDCM之處。當該輸出電流接近一非常低的電流臨界值時，例如在該舉例 說明的實施例中的大約0.002A，當該切換期間是在SBTH或是高於SBTH時，該操作頻率係從在FSW_ADCM的ADCM轉變至在FSW_SBDCM的SBDCM。如圖所示，有一對應於FSW_ADCM(1/SPTH)及FSW_SBDCM(1/SBTH)之間的可聽見的切換頻率範圍之輸出電流範圍。
在一實施例中，該次音波的頻率臨界值FSW_SBDCM係大約100Hz，其中該次音波的臨界值期間SBTH是大約1/100Hz=10毫秒(ms)。儘管一個100Hz的頻率可被視為在該可聽見的範圍(例如，低到20Hz)內，但是該頻率是足夠低的，並且操作是在相當低的能量下。
DCM的切換頻率在非常低的輸出電流以及次音波的頻率是該SBDCM操作模式。若該輸出電流IO維持為低的而使得該切換頻率維持次音波的，則操作係維持在SBDCM中。若該輸出電流IO增加，則操作係轉變回到ADCM、SPDCM或是CCM，此係依據該輸出電流位準而定。
圖7是繪製根據一實施例的調節器103之電力轉換效率(以百分比計)相對於輸出電流IO之圖表。就該輸出電流IO而論，圖7的轉變點701、703及707係分別對應圖6的轉變點601、603及607。在高於對應該轉變點701的轉變點601之高負載下，操作是根據具有一相當高效率的CCM。低於用於CCM之對應於一低於10A的輸出電流之轉變點701，CCM的效率係快速地下降。因此，當該輸出電流IO低於該轉變點701時，操作係轉變至超音波的DCM或是SPDCM，其中操作頻率係高於該可聽見的範圍。相較於CCM的效率，SPDCM的效率係維持非常高的。
當該輸出電流IO減小而使得該切換頻率接近對應到和轉變點603及703相關的超音波的臨界值期間SPTH之超音波的頻率臨界值FSW_ADCM 時，操作係切換至該ADCM模式。所體認到的是，對於根據ADCM的操作而言，當該輸出電流IO是在該轉變點703及707之間時，該ADCM模式是比DCM較不有效率的。然而，如先前所述，根據DCM的操作係使得該調節器103產生可聽見的頻率，該可聽見的頻率可能會轉換成該電子裝置之非所要的噪音。因此，當該輸出電流IO是介於該轉變點703及707之間時，操作係根據具有切換頻率FSW_ADCM的ADCM。ADCM是比DCM較不有效率的，但是人為地迫使該操作頻率保持高於該可聽見的頻率範圍，以避免該調節器103產生可聽見的噪音。
隨著該輸出電流IO持續減少，該切換頻率係減小直到其接近對應於該次音波的臨界值期間SBTH之次音波的頻率臨界值FSW_SBDCM為止。其並非繼續在以如同在705(其對應於605)所展示之次音波的頻率之ADCM模式中，而是開始在轉變點707，操作係如同藉由對應609的轉變線709所展示地轉變回到該DCM模式。如同先前所指出，在DCM中，在非常低的輸出電流下之操作係被稱為SBDCM。
該SBDCM的操作範圍可被稱為連線待機的負載範圍。連線待機的操作係表示該調節器103是在包含一閒置的狀態之一低電力的狀態中，並且可以依據負載狀況而非常快速地轉變成為ADCM、SPDCM或是CCM。該SBDCM操作模式是比該ADCM操作範圍實質更有效率的，並且因此在連線待機的操作期間達成高效率的目標。
圖8是描繪根據一實施例的四個分別對應於該調節器103的模式CCM、SPDCM、ADCM及SBDCM之不同的狀態以及對應的轉變條件之狀態圖。在CCM中，該頻率是固定的或是“虛擬固定的”，並且在該電 感器電流IL在較高的負載位準下的整體切換週期是正的時候被進入。該術語“虛擬固定的”係表示該調節器103可具有一可以根據負載狀況而變化之固定的穩定狀態的頻率。應注意的是，該調節器電路或邏輯在某些狀況中可以強迫為CCM，即使該電感器電流變為零，此係防止切換至DCM。一電感器零電流橫越的偵測值ZC是一邏輯信號，其係在該電感器電流並不下降到零時為邏輯“0”，並且在該電感器電流變為零時為邏輯“1”。該ZC值可以在PWM關閉時間期間(例如，當PWM變為低的時候)加以偵測，並且可以在PWM變為高的時候保持不變的。當ZC=0，操作係維持在該CCM模式中。
若ZC=1，此係指出該電感器電流IL已經下降至零，操作係從CCM轉變至SPDCM。當在SPDCM中，該調變器205的切換期間TS係藉由該ADCM控制器211來加以監測。當該調節器103的切換期間TS維持小於該超音波的臨界值期間SPTH或是TS<SPTH，則操作係維持在SPDCM中。該SPDCM操作模式是一種非常有效率的超音波的操作模式。若ZC變回到0，則操作係轉變回到CCM。
當在該SPDCM操作模式中時，若TS係如同藉由該ADCM控制器211所偵測到的上升超過SPTH或是TS>SPTH，則操作係前進至該ADCM操作模式(假設ZC=1)。在SPDCM期間，該LG信號在根據DCM的週期的剩餘部分係有效地被暫停維持發出的。然而，在該ADCM模式期間，該LG信號的暫停係有效地被取代，以避免在該可聽見的範圍中之切換頻率。例如，在指出TS已經超過SPTH的一計時器或類似者的逾時之際，該ADCM控制器211係在LG上觸發一早期脈波以加速DCM操作，並且操作係轉變 至ADCM。當ZC=1並且該切換頻率原本將會是在該可聽見的範圍中，操作係維持在ADCM中。若當在ADCM中TS下降到低於SPTH時，則操作係轉變回到該SPDCM模式。若當在ADCM中ZC=0，則操作係轉變回到CCM。
應注意的是，當在ADCM中，該切換頻率係藉由該ADCM控制器211以人為地避免下降到該可聽見的頻率範圍中。以此種方式，若如同藉由該輸出電流IO所指出的負載係持續下降，則該切換期間TS係有效地固定在SPTH，並且因而對於決定何時轉變至該SBDCM操作模式提供不充足的資訊。偵測一次音波的操作狀況並且切換回到在次音波的切換頻率之處的DCM(此係為該SBDCM操作模式)是所要的。
在一實施例中，一時序值DT(△t)的持續期間係在該ADCM操作模式期間藉由該SBDCM控制器213來加以監測，並且和一對應的時序臨界值TSBDCM比較，以決定何時從ADCM轉變至SBDCM。只要該持續期間DT維持低於TSBDCM或是DT<TSBDCM，則操作係維持在ADCM中。然而，若當在該ADCM操作模式中DT上升超過TSBDCM或是DT>TSBDCM，則操作係轉變至該SBDCM操作模式。在DT以及TSBDCM之間的比較係被用來偵測用於切換至該SBDCM操作模式之次音波的操作狀況。用於決定DT以及其對應的臨界值TSBDCM的配置有數個不同的實施例。在一實施例中，在ADCM期間的第一LG脈波(LG1)可被監測。在另一實施例中，在ADCM期間的第二LG脈波(LG2)可被監測。在其它實施例中，在ADCM期間的UG脈波的持續期間(或是其之部分)可被監測。
在該SBDCM模式(其係為次音波的DCM)中，TS可以再次被監測，以決定何時轉變至ADCM或SPDCM。只要TS維持大於該次音波 的臨界值期間SBTH或是TS>SBTH，則操作係維持在該SBDCM操作模式中(當ZC是1時)。若TS下降到低於SBTH而仍然高於SPTH或是SPTH<TS<SBTH，則操作係回到該ADCM操作模式(當ZC是1時)。若當ZC是1時TS下降到低於SPTH，則操作係直接回到該SPDCM操作模式。若Z在任何其它模式中的任何時點變回到0，則操作係回到該CCM操作模式。
圖9是根據一實施例在該調節器103之ADCM操作模式中的單一切換週期期間之電感器電流IL與輸出電流IO重疊並且與LG及UG之對應的圖對準之圖。一在LG上的第一脈波或是LG1係過早地終止正常的DCM期間，此係使得該電感器電流IL變為負的。一電荷Q1係從該輸出(負載及輸出電容器)被拉出。該LG1脈波係接著被終止，並且一UG脈波係被起始，此係使得該電感器電流IL增加至一波峰正位準。接著該UG脈波係被終止，並且另一LG脈波或LG1係接著被起始，此係使得該電感器電流IL減少而回到零。當該電感器電流IL到達零時，該LG2脈波係被終止，並且兩個信號UG及LG在該週期的剩餘部分都是低的。一電荷Q2係被增加到該輸出(負載及輸出電容器)。一總電荷QL係等於Q1加到Q2、或是QL=Q1+Q2。若該些輸出狀況是使得一UG脈波根據正常的DCM操作而在ADCM期間被起始，則操作係轉變至該SPDCM操作模式。然而，若該SPTH期間在另一UG脈波被起始之前就屆期，則另一LG脈波係被起始，並且操作係利用如同在圖5中所示之反覆的週期以持續在ADCM中。
圖10是根據一實施例在該調節器103之ADCM操作模式中的另一單一切換週期期間之電感器電流IL與輸出電流IO重疊之圖。圖10係類似於圖9中所示者，除了該輸出電流IO是較低的，相對於在圖9中所 示者，此係使得Q1增加並且Q2減少對應的量。應注意的是，透過該電感器L的電荷傳送係維持充分的，以維持該負載(如同藉由該輸出電流IO所指出的)。因此，在ADCM期間，隨著該負載減小，Q1係增加，而Q2係減小。該第一LG1脈波的一持續期間是一期間P1，該UG脈波的一持續期間是一期間TON=P2+P3，並且該第二LG2脈波的一持續期間是一期間P4。
如上所提到的，在ADCM期間的切換頻率FSW_ADCM係人為地固定在一相關於該超音波的臨界值期間SPTH之位準、或是FSW_ADCM=1/SPTH。判斷何時該負載已經降低到一個其中該調變器205可以安全地在該ADCM及SBDCM操作模式之間轉變的點以便於達成該SBDCM操作模式是所要的。
對於習知的DCM而言，在一固定的PWM開啟時間期間TON(UG導通時間)下的輸出電流IO及切換頻率FSW的關係是根據以下的方程式(1)： 其中FSW_DCM是該DCM切換頻率，並且L是該輸出電感器L的電感。在ADCM期間，在一固定的期間TON下的輸出電流IO及切換頻率FSW的關係是根據以下的方程式(2)： 其中P3是當該電感器電流IL在每個ADCM切換週期期間是正的時候，該UG脈波的持續期間。
對於一給定的實施方式而言，L的值是已知的。VIN、VO 以及TON的值可以在操作期間動態地加以提供、量測或者是導出。FSW_ADCM的值是預設的。在該轉變點的FSW_DCM的值是一值FSW_SBDCM，其也是根據該所選的次音波的臨界值期間SBTH而為預設的、或是FSW_SBDCM=1/SBTH。對於在ADCM及SBDCM之間所要的轉變點，該兩個方程式(1)及(2)係被設定成是彼此相等的，並且接著所產生的方程式是用於解出P3。該些值Q1及Q2係利用QL、TON以及該些負載關係而被導出，以解出P1、P2及P4。P1-P4是分別根據以下的方程式(3)、(4)、(5)及(6)：
在各種的實施例中，時序電路可被採用以監視該UG或LG脈波，以在該ADCM操作模式期間判斷該些期間P1-P4中的任一或多個的持續期間，並且與一預設的時序臨界值TSBDCM做比較，以從該ADCM操作模式轉變至該SBDCM操作模式。該些期間P1-P4中的任一個的持續期間都可被利用並且相較於一對應的預設的臨界值，以決定從ADCM至SBDCM之適當的轉變點。該持續時間P1及P4大致是用於低工作週期(例如，在低電力狀況期間)之較長的時間期間(相較於P2及P3)，其係潛在地提供更準確的結果。
圖11是根據一實施例的類似於圖9及10的IO及IL之圖， 並且其亦展示在該調節器103的ADCM期間之對應的LG脈波LG1及LG2。在ADCM期間，LG1係對應於該時間期間P1，其可被使用作為該時序變數DT。
圖12是根據一實施例的一設置在該SBDCM控制器213內之SB偵測電路1200的一實施例的概要圖，其係用於在DT到達對應於該次音波的臨界值狀況之P1時，決定何時從該ADCM操作模式轉變至SBDCM。一互導放大器1201係具有一接收VO的正輸入以及一耦接至接地的負輸入。該互導放大器1201的輸出係耦接至一節點1202，並且一電容器1203係被耦接在節點1202及接地之間。一開關1205係使得電流端子耦接在節點1202及接地之間且橫跨該電容器1203。節點1202係耦接至一比較器1207的正輸入，該比較器1207係在其負輸入之處接收一指出該差值(VIN-VO)的值。該比較器1207的輸出係耦接至一設定-重置(SR)正反器(SRFF)1209的設定(S)輸入，該SRFF 1209係具有一提供一信號SB之非反相或Q輸出。一重置區塊1211係具有一提供一重置信號RST至該SRFF 1209的重置(R)之輸出。
一信號係被提供至該開關1205的控制輸入。該信號通常是高的，並且當該LG1信號在ADCM的每個切換週期期間被發出為高的以作為LG的第一脈波時，該信號變為低的。該開關1205可以是一電晶體元件，例如是一FET或MOS類型電晶體，其係具有汲極與源極電流端子以及一閘極控制端子。任何其它適當類型的開關亦被思及，其包含各種其它類型的電晶體。
在操作中，當是高的，則該開關1205係被導通，此係短 路該電容器1203，因而節點1202是低的。當節點1202的電壓是低的，則該比較器1207的輸出是低的，並且該SB信號係維持為低的。當對應該時間期間P1是低的，則該電容器1203係被充電以增高節點1202的電壓。若該節點1202的電壓變成超過該值(VIN-VO)，則該比較器1207轉變成高的，並且該SRFF 1209係發出高的SB信號。在一實施例中，當該SB信號變為高的，則該SBDCM控制器213係將操作從ADCM轉變至SBDCM。
該互導放大器1201的輸出係發展出一電流IVO，該電流IVO係以一互導增益因數“gm”成比例於該輸出電壓VO。一比例值R係被設定成等於在方程式(3)的括號內之值、或是R=(FSW_ADCM-FSW_SBDCM)/2．FSW_ADCM。該電容器1203係具有一電容C。C/gm的比例係被設定成等於R．TON。以此種方式，DT係根據以下的方程式(7)來加以決定： 在圖11中所示的LG1的脈波係對應於該時間P1。當該脈波LG1在ADCM期間是高的時候，該信號是對應於DT而為低的。以此種方式，若LG1的脈波是高的一段針對該次音波的轉變值解出的P1的持續期間，則操作係從ADCM轉變至SBDCM。
在一更特定實施例中，FSW_ADCM=25KHz，FSW_SBDCM=100Hz，因而該比例R=0.498。TON係被選擇為1微秒(μs)。因此，C/gm=0.498．1μs=498奈秒(ns)。在一實施例中，C=10微微法拉(pF)，並且gm係被選擇為20μmhos(μS)。
圖13是根據一實施例的調節器103之更詳細的電路及方塊 圖。儘管是更詳細的，但是在圖13中所示的調節器之電路及方塊圖仍被簡化以避免不必要的細節，同時仍然完整地描繪被納入在該調節器103內之根據本發明的原理。該輸出電壓VO係透過一誤差網路而被提供，該誤差網路係包含補償阻抗Z1及Z2、一誤差放大器1301以及一參考到GND以發展出一參考電壓VREF的電壓源1303。該些阻抗可包含用於提供適當的補償之電阻、電容及/或電感之任何適當的組合，並且通常包括一電阻器或是電阻器電容器(RC)的組合。如圖所示，VO係透過阻抗Z1而被提供至該誤差放大器1301的一負輸入，該誤差放大器1301係在其正輸入之處接收VREF並且在其輸出之處發展出一補償電壓VCOMP。VREF係代表VO的目標電壓或是一指出VO的回授電壓位準。該阻抗Z2係以一種在該誤差放大器1301的負輸入與輸出之間的回授配置來加以耦接。
應注意的是，VO可以直接或是經由一感測網路(未顯示)來加以提供，該感測網路例如是一分壓器或類似者以用於將該電壓分壓下降到一提供至該誤差網路的回授電壓。如同該項技術中具有通常技能者所理解的，該些阻抗Z1及Z2係提供迴路補償。一般而言，該誤差網路的誤差放大器1301係放大一在該輸出電壓或是其之一回授版本以及VREF之間的差值，以發展出VCOMP。
VCOMP係被提供至該控制器201的調變器205的一輸入，並且該調變器205係在其輸出之處發展出該脈波控制信號或是PWM信號。該PWM信號係被提供至一緩衝器/驅動器1305的輸入，該緩衝器/驅動器1305係使得其輸出提供該UG信號至Q1的閘極。該PWM信號或是如同在此進一步敘述的其之一修改後且反相的版本係被提供至另一緩衝器/驅動器 1307，該緩衝器/驅動器1307係使得其輸出提供該LG信號至Q2的閘極。該調節器103之包含該等開關Q1及Q2、輸出電感器L、輸出電容器CO以及負載203之轉換器部分係被耦接以實質類似先前敘述的方式來操作，以用於發展出該些電流IL及IO以及該些電壓VPH及VO，以用於轉換該輸入電壓VIN成為該調節後的輸出電壓VO。
該緩衝器/驅動器1305及1307係構成該DVR區塊207的部分，以用於根據該PWM信號來驅動該等開關Q1及Q3。該DVR區塊207之額外的細節並未被展示，例如是為了正確的操作之額外的支援電路。例如，該DVR區塊207可包含額外的電路以確保該等開關Q1及Q2一次只有一個被導通，以避免暫時將VIN或VO接地。再者，自舉(bootstrapping)或充電泵電路或類似者可被納入，以助於分別驅動Q1及Q2的閘極超過該VIN及VO軌。
該DCM控制器209係利用一相位比較器1309、一SRFF 1311以及額外的邏輯來加以實施，以納入該DCM操作模式。在該舉例說明的實施例中，該額外的邏輯係包含一個被插入在該切換控制路徑中之2輸入的NOR閘1313。該相位比較器1309的正輸入係耦接至該相位節點202，其負輸入係耦接至GND，並且其輸出係發展出提供至該SRFF 1311的S輸入之ZC信號。該SRFF 1311的R輸入係接收PWM，並且其輸出係被提供至該NOR閘1313的一輸入。該NOR閘1313的另一輸入係接收該PWM信號，並且其輸出係被提供至一個2輸入的OR閘1315的一輸入。該OR閘1315的輸出係耦接至該緩衝器/驅動器1307的輸入。該OR閘1315是該ADCM控制器211的部分，並且其另一輸入係耦接至進一步在以下敘述的被設置 用於該ADCM控制器211以及該SBDCM控制器213之電路。
在該CCM操作模式期間，該PWM信號係被發出為高的，此係開始一個新的週期，因而經由該NOR閘1313的操作(忽略該OR閘1315的操作)，UG變為高的並且LG變為低的。當PWM變為低的，則在該週期的剩餘部分UG係被拉低，並且LG係被發出為高的。通過該輸出電感器L的電流IL係大致維持正的，因而該相位節點202的電壓VPH係維持負的，因而該ZC信號係維持為低的。該SRFF 1311的輸出係維持低的，因而該DCM控制器209並不影響CCM操作。
當該負載減小而使得該輸出電流IO減小時，該電流IL於是減小並且可能變為負的。若該電流IL變為負的，則VPH的電壓變為正的，並且該相位比較器1309在其輸出之處發出高的ZC。變為高的ZC係設定該SRFF 1311，因而其係使得其輸出發出為高的。該NOR閘1313係響應地將其輸出拉低，此係將LG拉低，因此根據DCM操作而早期終止該LG脈波。在DCM模式中，當PWM的下一個變為高的，則UG係被發出為高的並且LG是低的，以開始下一個週期。該PWM信號係重置該SRFF 1311，並且操作可以重複在DCM模式中或是切換回到CCM模式，此係依據如同藉由該ZC信號所指出的負載狀況而定。
應注意的是，該相位比較器1309可以被能夠偵測通過該電感器L的電流何時到達零或者是穿過一指出低負載狀況的零臨界值之任意類型的偵測電路所取代。
該ADCM控制器211係利用一邊緣偵測區塊1317、一計時器1319以及該OR閘1315來加以實施。該PWM信號係被提供至該邊緣偵 測區塊1317的一輸入，該邊緣偵測區塊1317係使得其輸出耦接至該計時器1319的一輸入。該計時器1319係具有一輸出，該輸出係提供一信號AD至一個2輸入的AND閘1321之一非反相的輸入。該AND閘1321的輸出係被提供至該OR閘1315的該另一輸入。該AND閘1321係被提供作為該SBDCM控制器213的部分，其係使得其另一輸入反相並且接收該SB信號。對於該ADCM模式，假設SB是低的，因而該AND閘1321的操作可暫時被忽略。
在該ADCM控制器211的操作中，每次PWM變為高的，該邊緣偵測區塊1317係偵測在PWM上的脈波的上升邊緣，並且重置該計時器1319。該計時器1319係具有一期間等於該超音波的臨界值期間SPTH，並且在該計時器1319的逾時之際發出高的AD信號以轉變至該ADCM模式。在該CCM以及SPDCM操作模式中，該PWM脈波發生地太快，因而該計時器1319係持續地重置，因而AD並未被發出。若在該SPDCM模式期間，在連續的脈波之間的期間超過該超音波的臨界值期間SPTH，則該計時器1319逾時並且發出高的AD信號。相較於如圖5中所繪的通常將會發生於DCM者，變為高的AD信號係在該週期中將LG較早地拉高。如先前所述，該LG脈波的早期發出係避免在DCM期間的切換頻率下降到該可聽見的範圍中。
如同先前在圖8中所描繪的，若該輸出負載增加而使得在PWM上的脈波在頻率上增高，使得TS變成小於SPTH，則操作轉變回到該SPDCM模式。若該輸出負載大幅增加而使得ZC變回到低的，則操作係轉變回到該CCM模式。然而，若該輸出負載持續減少，則操作可轉變至該SBDCM模式。
該SBDCM控制器213係包含該SB偵測電路1200、重置區塊1211以及用於進入及離開該SBDCM操作模式之任何額外的支援邏輯。在該舉例說明的實施例中，該額外的邏輯係包含一個2輸入的NAND閘1331，該NAND閘1331係在其輸入處接收該LG及ZC信號，並且在其輸出處提供該信號至該開關1205的閘極。以此種方式，在一LG脈波期間，當ZC是高的以指出在該ADCM操作模式的低負載狀況期間，即如先前描述為該LG1脈波時，則該信號係被發出為低的，並且節點1202係隨著該電容器1203被充電而斜波上升。若節點1202的電壓超出(VIN-VO)的電壓，此係如先前所述地指出該LG1脈波的持續期間已經超過該對應的時序臨界值(例如，TSBDCM)，則該比較器1207係使得其輸出發出為高的，並且該SRFF 1209閂鎖住高的SB。
該SBDCM控制器213進一步包含插入在該切換控制路徑中的AND閘1321，以偵測SB並且切換操作至該SBDCM模式。因此，當SB被閂鎖住高的時候，該AND閘1321係阻擋或者是禁止該AD信號被提供至該OR閘1315，以有效地略過該ADCM操作模式並且轉變至該SBDCM操作模式。
該重置區塊1211係包含一單發(1-shot)裝置1333、一延遲區塊1335以及一個2輸入的AND閘1337。該PWM信號係被提供至該AND閘1337的一輸入以及該單發裝置1333的輸入。該單發裝置1333的輸出係被提供至該延遲區塊1335的輸入，該延遲區塊1335係使得其輸出提供至該AND閘1337的另一輸入。該AND閘1337係在其輸出之處發出該RST信號，該輸出係耦接至該SRFF 1209的重置輸入。該單發裝置1333係產生一具有 一對應該次音波的臨界值期間SBTH之期間“T”的脈波，以用於偵測該PWM信號的切換的期間TS。
在操作中，當如同在連續的PWM脈波之間偵測到的期間TS超出SBTH並且當ZC被發出為高的(邏輯1)時候，則操作係維持在該SBDCM模式中。若在SBDCM中該期間TS減小到小於SBTH，則該重置區塊1211係發出該RST信號以清除該SB信號為低的，以離開SBDCM。若該期間TS維持大於SPTH，則操作係轉變至該ADCM模式。若該期間TS變成小於SPTH，則操作係轉變至該SPDCM模式。任何時候ZC變回到零，則操作係回到該CCM操作模式。
現在體認到的是，當該負載是相當高的時候，該調節器103係被配置以操作在CCM中。如同在圖7中所示，CCM在較高的負載下是相當有效率的。當該負載下降至一相當輕的位準，使得通過該輸出電感器L的電流在切換週期期間變為零或可能是負的時候，則該調節器103係被配置以切換至超音波的DCM或是SPDCM。如同在圖7中所示，SPDCM是一種非常有效率的操作模式。若該負載額外將會使得該調節器103的一切換頻率在該可聽見的範圍中，則該調節器103係被配置以切換至ADCM。如同在圖7中所示，ADCM是比CCM更有效率的，但是比DCM較不有效率的。但是，該調節器103的切換頻率係人為地加以操作成稍高於該可聽見的範圍，以避免音訊的噪音。
在該舉例說明的實施例中，在該控制器201的SBDCM控制器213內之SB偵測電路1200係在ADCM操作期間經由該PWM及LG信號來監視該調變器205的操作，並且在非常低的負載下，當該切換頻率是低 於該可聽見的範圍時決定何時操作可被切換回到DCM，此係為該SBDCM操作模式。如同在圖7中所示，在非常低或甚至是閒置的模式的連線待機的操作期間，SBDCM係容許有比ADCM原本可得的效率更高效率的操作。以此種方式，用於連線待機的操作之相當高的效率係被達成。
儘管本發明已經參考其某些較佳版本而相當詳細地敘述，但是其它版本及變化是可能的並且被思及。熟習此項技術者應該體認到其可以輕易地利用揭露的概念及特定實施例作為一基礎，以用於設計或修改用於提供本發明之相同目的之其它結構，而不脫離藉由以下的申請專利範圍所界定之本發明的精神與範疇。
103‧‧‧調節器
201‧‧‧控制器
202‧‧‧相位節點
203‧‧‧輸出負載
204‧‧‧輸出節點
205‧‧‧調變器
207‧‧‧閘極驅動器區塊(DVR)
209‧‧‧不連續導通模式(DCM)控制器
211‧‧‧音訊DCM(ADCM)控制器
213‧‧‧次音波的DCM(SBDCM)控制器

Claims (39)

  1. 一種用於控制一切換式調節器的操作之控制器，其係包括：一調變器，其係發展出一用於控制在至少一切換控制信號上的脈波以操作在一連續導通模式中之脈波控制信號；一不連續導通模式控制器，其係偵測一低負載狀況，並且在該低負載狀況被偵測到時修改操作，以操作在一不連續導通模式中；一可聽見的不連續導通模式控制器，其係偵測一小於一預設的超音波的頻率臨界值之切換頻率，並且修改不連續導通模式的操作以維持該切換頻率在一超音波的頻率位準；以及一次音波的不連續導通模式控制器，其係在可聽見的不連續導通模式的操作期間偵測一次音波的操作狀況，並且響應地禁止該可聽見的不連續導通模式控制器的操作，以容許在一次音波的切換頻率範圍內之一次音波的不連續導通模式。
  2. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中該次音波的不連續導通模式控制器係包括一計時器及比較器電路，該計時器及比較器電路係比較在該至少一切換控制信號上的一脈波的一持續期間以及一預設的時序臨界值。
  3. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中該次音波的不連續導通模式控制器係包括一計時器及比較器電路，當該切換頻率大於一預設的次音波的頻率臨界值時，該計時器及比較器電路係致能該可聽見的不連續導通模式控制器的操作。
  4. 如申請專利範圍第3項之控制器，其中該計時器及比較器電路係比較該脈波控制信號的一期間以及一預設的次音波的臨界值期間。
  5. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中該次音波的操作狀況係和一個約100赫茲的切換頻率相關。
  6. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中在該連續導通模式期間，該切換式調節器係響應於該脈波控制信號而在一第一切換控制信號上發展出一第一脈波，接著是在該脈波控制信號的每個期間的一剩餘部分在一第二控制信號上的一第二脈波，其中：當該低負載狀況被偵測到時，該不連續導通模式控制器係過早地終止在該第二控制信號上的該第二脈波；其中當該脈波控制信號的一切換期間大於一預設的超音波的臨界值期間時，該可聽見的不連續導通模式控制器係起始一個新的切換週期；以及其中當該次音波的操作狀況被偵測到時，該次音波的不連續導通模式控制器係禁止該可聽見的不連續導通模式控制器起始一個新的週期，並且當該脈波控制信號的該切換期間小於一預設的次音波的臨界值期間時，容許該可聽見的不連續導通模式控制器開始一個新的週期。
  7. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中在該連續導通模式期間，該切換式調節器係響應於該脈波控制信號而在一第一切換控制信號上發展出一第一脈波，接著是在該脈波控制信號的每個期間的一剩餘部分在一第二控制信號上的一第二脈波，並且其中：該不連續導通模式控制器係包括：一偵測電路，其係偵測通過一輸出電感器的一電流何時變為零，並且發出一指示變為零的零信號；以及一第一邏輯電路，其係用於響應於該零信號以過早地終止在該第 二控制信號上的該第二脈波；其中該可聽見的不連續導通模式控制器係包括：一計時器電路，其係偵測該脈波控制信號的一期間何時超出一預設的超音波的臨界值期間，並且發出一指示超出的音訊偵測信號；以及一第二邏輯電路，其係用於響應於該音訊偵測信號以在該第二控制信號上起始一第三脈波；以及其中該次音波的不連續導通模式控制器係包括：一計時器及比較器電路，其係在該第二控制信號上的該第三脈波的一持續期間大於一預設的時序臨界值時提供一次音波的致能信號；一第三邏輯電路，其係用於響應於該次音波的致能信號以禁止在該第二控制信號上的該第三脈波；以及一計時器及重置電路，其係在該脈波控制信號的一期間小於一預設的次音波的臨界值期間時禁止該次音波的致能信號被提供。
  8. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中該預設的超音波的頻率臨界值是25千赫，並且其中該次音波的切換頻率範圍係高達100赫茲。
  9. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中該次音波的不連續導通模式控制器係包括：一電荷節點；一耦接在該電荷節點以及一參考節點之間的電容器；一具有一輸出的互導放大器，該輸出係提供一成比例於一輸出電壓的電流至該電荷節點；一比較器，其係具有一耦接至該電荷節點的第一輸入，具有一接收一 指出在該輸出電壓以及一輸入電壓之間的一差值之電壓的第二輸入，並且具有一提供一次音波的致能信號之輸出；一開關，其係具有耦接橫跨該電容器的電流端子，並且具有一在該可聽見的不連續導通模式的操作期間接收一操作脈波的控制輸入；以及其中該開關係在該操作脈波期間被關斷以致能該電容器的充電，否則被導通以短路該電容器。
  10. 一種電子裝置，其係包括：一切換式調節器，其係包括：一電感器；一耦接至該電感器的切換電路，其係被配置以切換通過該電感器的電流以轉換一輸入電壓成為一如同受到一脈波控制信號控制的輸出電壓；一誤差放大器電路，其係被配置以偵測該輸出電壓的一誤差並且提供一指出該誤差的補償信號；以及一控制器，其係包括：一調變器，其係接收該補償信號，並且提供該脈波控制信號以控制在至少一被提供至該切換電路的切換控制信號上的脈波，以操作該切換式調節器在一連續導通模式中；一不連續導通模式控制器，其係偵測一低負載狀況，並且當該低負載狀況被偵測到時修改該切換式調節器的操作，以操作在一不連續導通模式中；一可聽見的不連續導通模式控制器，其係偵測該脈波控制信 號的一小於一預設的超音波的頻率臨界值之頻率，並且修改不連續導通模式的操作，以避免該切換式調節器的一切換頻率操作在一可聽見的頻率範圍內；以及一次音波的不連續導通模式控制器，其係在可聽見的不連續導通模式的操作期間偵測一次音波的操作狀況，並且響應地禁止該可聽見的不連續導通模式控制器的操作，以容許該切換式調節器以操作在一次音波的不連續導通模式。
  11. 如申請專利範圍第10項之電子裝置，其進一步包括耦接至該切換式調節器的一處理器以及一記憶體。
  12. 如申請專利範圍第10項之電子裝置，其中該次音波的不連續導通模式控制器係包括一計時器及比較器電路，該計時器及比較器電路係比較在該至少一切換控制信號上的一脈波的一持續期間以及一預設的時序臨界值。
  13. 如申請專利範圍第10項之電子裝置，其中該次音波的不連續導通模式控制器係包括一計時器及比較器電路，該計時器及比較器電路係在該切換頻率大於一預設的次音波的頻率臨界值時致能該可聽見的不連續導通模式控制器的操作。
  14. 如申請專利範圍第10項之電子裝置，其中：該不連續導通模式控制器係包括一偵測該電感器的一零電流穿越的比較器電路；其中該可聽見的不連續導通模式控制器係包括一第一計時器電路，該第一計時器電路係偵測該脈波控制信號的一期間何時超出一預設的超音波 的臨界值期間，並且發出一指出超出之可聽見的不連續導通模式致能信號；以及其中該次音波的不連續導通模式控制器係包括一第二計時器電路，該第二計時器電路係偵測該至少一切換控制信號中之一的一持續期間何時超出一指出該次音波的操作狀況之預設的臨界值期間，並且發出一指出超出之次音波的不連續導通模式致能信號。
  15. 一種能夠控制一切換式調節器的操作之方法，其係包括：在高負載狀況期間操作在一連續導通模式中；在低負載狀況期間操作在一不連續導通模式中；當操作在該不連續導通模式中偵測到一超音波的臨界值狀況時，維持一切換頻率在一預設的超音波的位準；以及當偵測到一次音波的臨界值狀況時，禁能該維持該切換頻率在該預設的超音波的位準以致能一在次音波的切換頻率之次音波的不連續導通模式。
  16. 如申請專利範圍第15項之方法，其進一步包括當該切換頻率超出一預設的次音波的頻率臨界值位準時，再次致能該維持該切換頻率在一預設的超音波的位準。
  17. 如申請專利範圍第15項之方法，其中：該維持一切換頻率在一預設的超音波的位準係包括當一脈波控制信號的一期間超出一預設的超音波的臨界值期間時，起始一個新的切換週期；以及其中當該次音波的臨界值狀況被偵測到時該禁能該維持該切換頻率在 該預設的超音波的位準係包括當一切換控制信號的一持續期間超出一預設的持續期間臨界值時，禁止該起始一個新的切換週期。
  18. 如申請專利範圍第17項之方法，其進一步包括：對於該脈波控制信號的每個週期，在一第一切換控制信號上提供一第一脈波以及在一第二切換控制信號上提供一第二脈波；在該不連續導通模式期間早期終止該第二脈波；其中該起始一個新的切換週期係包括在該第二切換控制信號上起始一第三脈波；以及其中該禁止該起始一個新的切換週期係包括當該第三脈波的一持續期間超出該預設的持續期間臨界值時，禁止該起始一個新的切換週期。
  19. 如申請專利範圍第18項之方法，其進一步包括：在該第三脈波期間利用一成比例於一輸出電壓的電流來充電一電容器；比較該電容器的電壓以及在一輸入電壓與該輸出電壓之間的一差值電壓；以及其中該禁止該起始一個新的切換週期係包括當該電容器的電壓超出該差值電壓時，提供一次音波的指示。
  20. 如申請專利範圍第19項之方法，其進一步包括當一脈波控制信號的該期間小於一預設的次音波的臨界值期間時，禁止該次音波的指示。
  21. 一種降低一切換式調節器的音訊噪音之方法，該切換式調節器具有隨著負載狀況改變的切換週期，該方法包括：當該切換週期大於第一臨界值且小於第二臨界值時，將該切換式調節 器操作在一超音波的不連續導通模式中；當該切換週期為至少該第二臨界值時且當一次音波的臨界狀況不成立時，將該切換式調節器操作在一可聽見的不連續導通模式中；以及當將該切換式調節器操作在該可聽見的不連續導通模式中時，在該次音波的臨界狀況變成為成立的時候，轉換為將該切換式調節器操作在一次音波的不連續導通模式中。
  22. 如申請專利範圍第21項之方法，其中將該切換式調節器操作在該可聽見的不連續導通模式中包括在該次音波的臨界狀況不成立的時候，避免該切換週期掉到低於一預設的超音波的位準。
  23. 如申請專利範圍第21項之方法，其中將該切換式調節器操作在該可聽見的不連續導通模式中包括容許通過該切換式調節器的一電感器的電流變為負的。
  24. 如申請專利範圍第21項之方法，其中將該切換式調節器操作在該可聽見的不連續導通模式中包括容許通過該切換式調節器的一電感器的電流變為負的，且容許該切換週期大於該第二臨界值。
  25. 如申請專利範圍第21項之方法，其中將該切換式調節器操作在該次音波的不連續導通模式中包括避免通過該切換式調節器的一電感器的電流變為負的。
  26. 如申請專利範圍第21項之方法，其中在將該切換式調節器操作在該次音波的不連續導通模式中的期間，進一步包括當該切換週期變成小於一比該第二臨界值大的第三臨界值時，轉換為將該切換式調節器操作在該可聽見的不連續導通模式中。
  27. 如申請專利範圍第21項之方法，其中在將該切換式調節器操作在該次音波的不連續導通模式中的期間，進一步包括當該切換週期變成小於該第二臨界值時，轉換為將該切換式調節器操作在該超音波的不連續導通模式中。
  28. 如申請專利範圍第21項之方法，其進一步包括：當通過該切換式調節器的一電感器的電流保持在零以上時，將該切換式調節器操作在一連續導通模式中；在將該切換式調節器操作在該超音波的不連續導通模式、該可聽見的不連續導通模式、及該次音波的不連續導通模式的任何一個模式中時的一切換週期期間，當通過該切換式調節器的該電感器的電流保持在零以上時，轉換為將該切換式調節器操作在該連續導通模式中。
  29. 如申請專利範圍第28項之方法，其進一步包括當通過該切換式調節器的該電感器的電流變為零時，從將該切換式調節器操作在該連續導通模式中轉換為將該切換式調節器操作在該超音波的不連續導通模式中。
  30. 如申請專利範圍第21項之方法，其進一步包括當該切換週期小於該第一臨界值時，將該切換式調節器操作在一連續導通模式中。
  31. 如申請專利範圍第21項之方法，其中該次音波的臨界狀況是根據一切換控制信號上的脈波的持續期間來加以決定。
  32. 如申請專利範圍第21項之方法，其進一步包括：對該切換式調節器的每一個切換週期，在第一切換控制信號上提供一脈波，接著是在第二切換控制信號上的一第一同步脈波；在將該切換式調節器操作在該超音波的不連續導通模式、該可聽見的 不連續導通模式、及該次音波的不連續導通模式的任何一個模式中的期間，早期終止該第一同步脈波，以避免通過該切換式調節器的一電感器的電流在該第一同步脈波期間變為負的；以及在將該切換式調節器操作在該可聽見的不連續導通模式中的期間早期終止該第一同步脈波之後，在該第二切換控制信號上起始一第二同步脈波，以避免該切換週期增加到高於該第二臨界值。
  33. 如申請專利範圍第32項之方法，其中在將該切換式調節器操作在該可聽見的不連續導通模式中的期間起始一第二同步脈波包含允許通過該切換式調節器的該電感器的電流變為負的。
  34. 如申請專利範圍第32項之方法，其進一步包括藉由量測該第二同步脈波的持續期間來決定該次音波臨界狀況。
  35. 如申請專利範圍第32項之方法，其進一步包括當該第二同步脈波的持續期間大於一預設的時序臨界值時，決定該次音波臨界狀況為成立。
  36. 如申請專利範圍第21項之方法，其中將該切換式調節器操作在該超音波的不連續導通模式中包括將該切換式調節器操作在高於約25千赫的操作頻率下。
  37. 如申請專利範圍第21項之方法，其中將該切換式調節器操作在該可聽見的不連續導通模式中包括將該切換式調節器操作在約25千赫的操作頻率下。
  38. 如申請專利範圍第21項之方法，其中將該切換式調節器操作在該次音波的不連續導通模式中包括將該切換式調節器操作在高達約100赫茲的操作頻率下。
  39. 一種在同步切換式調節器操作在不連續導通模式中在低負載狀況期間減輕音訊噪音之方法，該切換式調節器包含一主要開關、一同步開關、以及一電感器，該方法包括：在切換週期隨著該低負載降低而增加而一可變切換週期低於一第一切換週期臨界值時，將該切換式調節器操作在一可變切換週期不連續導通模式中；藉由允許在每個切換週期期間的一時間週期下的一電感器電流變為負的，而在該低負載降低時實質上維持該切換週期於該第一切換週期臨界值；在該可變切換週期高於比該第一切換週期臨界值大的一第二切換週期臨界值時，將該切換式調節器操作在該可變切換週期不連續導通模式中；以及在將該切換式調節器操作在該可變切換週期不連續導通模式中時的切換週期期間，維持該電感器電流為正的或實質上為零的其中一者。
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