CN104242648A - 用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法 - Google Patents

用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN104242648A
CN104242648A CN201310442314.2A CN201310442314A CN104242648A CN 104242648 A CN104242648 A CN 104242648A CN 201310442314 A CN201310442314 A CN 201310442314A CN 104242648 A CN104242648 A CN 104242648A
Authority
CN
China
Prior art keywords
conduction mode
discontinuous conduction
controller
pulse
subsonic speed
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201310442314.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104242648B (zh
Inventor
M·J·休斯敦
S·P·劳尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Intersil Americas LLC
Original Assignee
Intersil Americas LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Intersil Americas LLC filed Critical Intersil Americas LLC
Priority to CN201510585928.5A priority Critical patent/CN105262338B/zh
Publication of CN104242648A publication Critical patent/CN104242648A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104242648B publication Critical patent/CN104242648B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法。一种控制器，用于控制开关调节器的操作，该开关调节器包括调制器、不连续传导模式（DCM）控制器、可听DCM（ADCM）控制器、和亚音速不连续传导模式（SBDCM）控制器。调制器一般地在连续传导模式中操作。在低负载期间，DCM控制器修改操作至DCM。ADCM控制器检测开关频率何时低于超音速频率阈值并修改操作来将开关频率维持在超音速频率水平处。SBDCM控制器在ADCM操作期间检测亚音速操作情况并响应地禁止ADMC操作模式控制器来允许在亚音速开关频率范围内的SBDCM模式。SBDCM操作模式允许有效的保持连接的待机操作。当开关频率增加至高于亚音速水平时，SBDCM控制器允许操作返回其他模式。

Description

用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法
技术领域
本申请公开了一种用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法。
相关申请的交叉引用
本申请要求2013年6月19日提交的美国临时申请序列号No.61/836,262的权益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。
附图说明
参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：
图1是被配置为具有包括根据一个实施例实现的调节器的电源的计算机系统的简化框图；
图2是图1的调节器的简化示意图和框图，其被图示为根据一个实施例实现的降压型DC-DC开关模式调节器；
图3是一般地示出图2的调节器的正常DCM操作的时序图；
图4是示出DCM操作的时序图且图5是示出图2的调节器的ADCM操作的另一个时序图；
图6是针对图2的调节器的一个实施例的每一个操作模式CCM、DCM、和ADCM而绘出开关频率（以Hz为单位）相对以安培（A）为单位的输出电流IO的图；
图7是根据一个实施例绘出图2的调节器的功率转换效率（单位为百分比）相对输出电流IO的图；
图8是根据一个实施例的状态图，示出分别与图2的调节器的模式CCM、SPDCM、ADCM、和SBDCM对应的四个不同状态以及相对应的转变条件；
图9是在根据一个实施例的图2的调节器的ADCM操作模式中的单个开关循环期间叠加了输出电流IO的电感器电流IL的绘图，其与LG和UG的相应绘图对齐；
图10是在根据一个实施例的图2的调节器的ADCM操作模式中的另一个单个开关循环期间叠加了输出电流IO的电感器电流IL的绘图；
图11是在根据一个实施例的图2的调节器的ADCM操作模式期间类似于图9和10的IO和IL的绘图，且还示出相应的LG脉冲LG1和LG2；
图12是根据一个实施例设置于图2的SBDCM框中的SB检测电路的一个实施例的示意图，其用于确定当DT达到对应于亚音速阈值条件的P1时何时从ADCM操作模式转变至SBDCM；和
图13是根据一个实施例包含DCM、ADCM、和SBDCM框的细节的图2的调节器的更详细示意图和框图。
详细描述
本发明的益处、特征和优势参照下面的说明书和附图将变得更容易理解，下面的说明书使得本领域内普通技术人员能够作出和使用本发明，如同在特定场合及其需要的背景下提供的那样。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在局限于本文中示出和描述的特定实施例，而应给予与本文中披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。
取决于输出负载，调节器可被配置为在数个操作模式中的任一模式中操作。在较高负载条件下，调节器一般在连续传导模式（CCM）中操作，其中在开关循环过程中通过输出电感器的电流增加和减少但并不降为零。相反，电流连续地传递至输出负载和/或输出电容器。当负载减少了特定量时，在CCM期间的连续开关循环中，电感器电流可能不仅达到零，还可能变负。在非常轻的负载下，通过输出电感器传递的很多电荷被浪费在CCM操作模式中。特定地，电荷被低效地四处移动，因为在过量负载要求中的电荷被移动至输出电容器且然后转储至接地。因此，在较轻负载时，CCM是非常低效的。
调节器可被配置为在不连续传导模式（DCM）中操作，其中当电感器电流达到零时开关器件等被截止从而防止电感器电流变负。在DCM过程中，电源部分的每一电荷包被传递至负载或输出电容器，且然后使开关中止，直到在输出处需要附加的电荷包。由于在DCM过程中的一个或多个循环中使开关中止，所以调节器的操作频率随负载而变化，使得所得到的开关频率FSW可粗略地与负载成比例。在DCM过程中，在新的周期上平均化功率损失。
DCM在较轻负载范围处相比CCM具有优势，因为增加了效率。然而，DCM过程中的操作频率一般并不受控，因为它一般跟随负载条件。如果在DCM中负载增加了一定的量，该操作开关频率可减少至可听范围，从而导致开关模式调节器产生可听到的噪音。陶瓷电容器，经常被用于包括移动计算设备等在内的很多消费电子产品的电源内，当在可听频率处被激励时，该陶瓷电容器具有产生可听噪音的内在压电效应。而且，在提供音频集成电路（IC）或半导体芯片等的电压干线上的开关噪音可被放大，从而引起附加的可听噪音。很多终端应用，特别是在消费电子领域，对于可听频谱内的能量具有敏感度。在很多消费产品等中，是非常不期望可听噪音的。
为了解决音频敏感的应用，已经研发了音频DCM方法。研发了可听DCM（ADCM）作为补充来防止调节器的操作频率进入音频频谱。结合ADCM的调节器，相对在音频频率上被有效地设置的预定时序阈值，来监测DCM开关周期。当该开关周期超过阈值从而表示该开关周期将要进入可听频谱时，发出新的脉宽调制（PWM）脉冲。以此方式，防止该开关周期增加至可听范围，从而相应的开关频率FSW保持超音速且不可听。
包括CCM、DCM、和ADCM的开关调节器在较高负载处在CCM中操作，当负载减少时切换至DCM且同时开关频率FSW维持在高于可听范围之上，且然后在较轻负载处切换至ADCM（其中不然的话DCM开关频率将进入可听范围）。在较轻负载处，DCM提供最大效率。尽管ADCM相比CCM在较轻负载时更有效，但是并不如DCM一样有效，但是至少防止了可听噪音。然而，ADCM显著地限制了在非常轻负载处由DCM所实现的节电。以此方式，在非常轻的负载处，ACDM是在效率和消费者烦扰之间的折衷。
期望的是，对于电子设备而言，特别是消费者电子设备，诸如超级本、平板、智能手机，在“保持连接的待机（connected standby）”操作中具有非常高的效率。保持连接的待机操作意味着该设备处于低供电的状态中，包括空闲状态，且可被非常快速地转变至全工作模式。DCM提供最佳效率但是受困于当在可听频率范围内操作时的声频噪音。ADCM消除了音频噪音但是由于包括保持连接的待机操作的低于超音速范围的操作频率而显著减少了效率。
图1是被配置为具有包括根据一个实施例实现的调节器103的电源101的计算机系统100的简化框图。电源101产生经由连接网络105为计算机系统100的其他系统设备提供电能的一个或多个供电电压。连接网络150可以是总线系统或开关系统或一组导体等。在所示实施例中，计算机系统100包括处理器107和外设系统109，两者均耦合至连接网络105来从电源101处接收电源电压。在所示实施例中，外设系统109可包括系统存储器111（例如，包括RAM和ROM类型设备和存储器控制器等的任何组合）和输入/输出（I/O）系统113的任何组合，该输入/输出系统113可包括系统控制器等，例如图形控制器、中断控制器、键盘和鼠标控制器、系统存储设备控制器（例如，用于硬盘驱动器的控制器等）等等。所示系统只是示例性的，因为本领域技术人员可以理解，许多处理器系统和支持装置可以被集成到处理器芯片上。
图2是调节器103的简化示意图和框图，其被图示为根据一个实施例实现的降压型DC-DC开关模式调节器。尽管图示并描述了降压型DC-DC调节器，可理解的是此处所述的原理可应用于任何其他类型的调节器，诸如升压型调节器等。可构想任何类型的调节器，其中可结合DCM来改进在较低负载时的效率并可结合ADCM来避免DCM期间生成可听频率。
调节器103包括控制器201，用于接收输出电压VO。注意，可使用反馈网络或其它(未示出)来感测VO并提供VO的感测版本(例如，提供反馈感测电压VFB的分压器等，未示出)而不是直接感测VO本身。控制器201以一般形式图示出，但可根据电压模式控制、电流模式控制、恒定导通时间(或恒定频率)等来实现该控制器，且该控制器可被配置为模拟控制器或数字控制器等。
控制器201向上开关Q1的栅极端子提供上栅极驱动信号UG，并向下开关Q2的栅极端子提供下栅极驱动信号LG。UG和LG信号在其它情况下被称为开关控制信号，用于分别控制电子开关Q1和Q2的激励。在所示实施例中，电子开关Q1和Q2被图示为本领域技术人员已知的一对N沟道金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。可使用其它类型的电子开关器件，包括其它类型的FET等、以及其它类型的晶体管，例如双极结晶体管(BJT)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。开关Q1具有耦合在VIN和相位节点202之间的漏极和源极端子，且开关Q2具有耦合在相位节点202和地(GND)之间的漏极和源极端子。开关Q1和Q2是受控的，从而通过耦合至输出电感器L一端的相位节点202来切换输入电压VIN，该输出电感器L的另一端耦合于输出节点204。相位节点202形成相电压VPH，并且输出电压VO由耦合在输出节点204和GND之间的输出电容器CO所滤波。
输出负载203耦合在输出节点204和GND之间。电感器L形成电感器电流IL，且输出负载203接收输出电流IO。输出负载203可代表处理器107和外设系统109中的一个或两者以及任何所包括的组件。输出电流IO代表调节器103的总输出电流且还可被称为负载电流。
在一个实施例中，控制器201包括调制器205，如本领域普通技术人员所理解地，调制器内部地形成脉宽调制（PWM）信号。向栅极驱动器块（DVR）207提供PWM信号，该驱动器块形成UG和LG信号来控制开关Q1和Q1从而将VO调节至预定电压电平。在正常操作中，调制器205在连续传导模式(CCM)中操作，其中开关Q1、Q2中的至少一个对于每个PWM循环的整个部分均导通(忽略切换之间的空载时间以确保在任何给定时间仅有一个开关是导通的)。例如，当PWM变为指示功率部分的第一状态(例如变高)时，调制器205使Q2截止(如果它是导通的话)并然后使Q1导通以将相位节点202耦合至VIN。当在同一循环内PWM切换至第二状态(例如，变低)时，调制器205使Q1截止并然后使Q2导通以使相位节点202在PWM循环的剩余时间一直耦合至GND。以此方式，针对CCM期间内接下来的PWM循环，操作按这种方式而重复。调制器205控制PWM信号的占空比，用以调节。
控制器201还包括不连续导通模式（DCM）控制器209、音频DCM（ADCM）控制器211、和亚音速DCM（SBDCM）控制器213。DCM控制器209一般地结合逻辑和/或电路，配置为检测DCM操作情况且根据DCM来操作调制器205。在一个实施例中，例如，DCM控制器209检测到在连续的开关循环中电感器电流IL降至零或开始变负的情况。当检测到这些情况时，DCM控制器209将操作从CCM切换至DCM。
在一个实施例中，在DCM期间，当电感器电流IL变为零时，下开关Q2截止并在该PWM循环的剩余时间保持截止，而不是在PWM循环的整个剩余时间保持导通（如CCM的情况）。在下一循环中一旦将PWM设为有效状态，就使Q1导通，从而产生流过电感器L的电流，并随后截止，并且Q2再次导通以减小流过电感器L的电流。同样，当电感器电流IL到达零时，Q2截止并保持截止直到下一循环。对于DCM，操作以这种方式重复。
ADCM控制器211一般地包括逻辑和/或电路，配置为检测ADCM操作条件且根据ADCM来操作调制器205。当调制器205在DCM中操作时，如果开关频率，诸如由PWM信号（或者开关信号UG和LG中的一个或两者）的频率所检测到的，降至低于预定超音速频率阈值FSW_ADCM时，则ADCM控制器211将操作从DCM切换至ADCM。
在一个实施例中，例如，ADCM控制器211包括定时电路等（如，图13的定时器1319），用于检测在PWM信号或UG信号等的脉冲之间的时间延迟。如此处进一步描述地，当连续脉冲之间的时间延迟超过指示超音速频率阈值FSW_ADCM的超音速阈值周期SPTH时，则ADCM控制器211将操作从DCM切换至ADCM。
在一个实施例中，一旦定时器超时等，ADCM控制器211指令调制器205来触发LG上的较早脉冲来加速DCM操作。LG脉冲导通Q2，相比正常DCM的情况，这更快地下拉输出电压VO。通过将UG上的脉冲设为有效状态，调制器205终止LG脉冲并开始新的开关循环以增加VO。假设低负载的情况，UG脉冲相对较窄，且然后调制器205根据正常操作再次将LG上的脉冲设为有效状态。同样假设低负载情况，当电感器电流IL达到零时，DCM控制器208较早终止LG脉冲，且操作按这种方式而重复。
可理解的是，CCM、DCM、和ADCM操作模式彼此兼容从而在这些模式之间平滑转变。当电感器电流到零时，通过较早地终止LG脉冲，DCM有效地超覆（override）了正常的CCM操作。通过开始新的循环来避免在音频开关频率处的DCM操作，ADCM操作有效地超覆了DCM操作。
控制器201还包括根据一个实施例实现的SBDCM控制器213。该SBDCM控制器213监测ADCM操作，并针对亚音速DCM（SBDCM）操作而切换回至DCM模式。如果负载增加，则SBDCM控制器213可将操作切换回至ADCM。如此处进一步所述地，如果负载显著增加，取决于负载水平和所监测到的情况，操作可切换回至亚音速DCM（SPDCM）或甚至CCM模式。
图3是一般地示出正常DCM操作的时序图。相对时间描绘UG和LG信号、VPH和VO电压、以及IL电流。直到时间t0，为CCM示出操作，其中每一个循环开始于UG脉冲、接着在该循环的剩余时间是LG脉冲。然后，下一个循环开始于另一个UG脉冲且以此方式重复操作。输出电压VO和电感器电流IL在UG脉冲器件均上升且在LG脉冲期间均下降。相位节点的电压VPH一般在输入电压和GND之间切换。
在时间t0，DCM由开始于时间t0和t1之间（具有持续时间TA）的UG脉冲开始，接着是具有持续时间TB在时间t1和t2之间的LG脉冲。电感器电流IL在时间t1达到峰值水平且然后在终止LG脉冲的大约时间t2处降至零。输出电压VO也在大约时间t2处达到峰值水平，且然后以基于输出电流IO和输出电容器的电容CO的速率下降。如图所示，VO在之后的时间t3处减少至最小，且开始了新的循环。在t2和t3之间的时间具有基于负载水平的持续时间TC。在一个实施例中，TA+TB是固定的，且DCM开关周期是TA+TB+TC，且持续时间TC是基于VO的变化、或-ΔVO、负载电容CO、和输出电流IO的函数，或TC=ΔVO·CO/IO。
时段TA+TB相对较短且被固定，从而DCM周期随TC的持续时间而变化。如果TC充分短，则DCM周期是用于SPDCM操作的超音速。然而，如果TC充分长，则DCM周期进入可听范围。在这个情况下，调用ADCM模式，开始于LG上的脉冲来加速输出电压VO的减少。
图4是示出DCM操作的时序图且图5是示出ADCM操作的另一个时序图。在每一个情况下，均相对时间绘出的UG和LG脉冲，且相对时间绘出电感器电流IL与输出电流IO的彼此叠加。在DCM和ADCM的情况下，当输出电流IO在CCM操作期间减少时，电感器电流IL基本跟随输出电流以减少的方式切换。在每种情况下，在大约时间t0处，电感器电流IL达到零，开始DCM操作。UG和LG脉冲开始扩充，此时输出电流IO继续减少。
在DCM操作情况下，当输出电流IO继续减少时，连续开关循环之间的时段响应增加，且操作最终达到可听范围。在ADCM操作情况下，如果开关循环之间的时段达到与恰高于可听阈值范围的超音速频率阈值FSW_ADCM对应的超音速阈值周期SPTH，则开始ADCM操作模式。如图5中所示，当时段达到SPTH时，使LG脉冲开始来人为地将开关频率固定在可听范围之上、或固定在FSW_ADCM。这些脉冲的第一个被图示在501处，开始于时间t1。LG脉冲501后跟UG脉冲502，然后跟另一个LG脉冲503。如果输出电流IO维持在这个水平（或减少但是维持在DCM的可听范围内），则开关周期被固定在SPTH且脉冲模式如505和507处所示地继续。
在一个实施例中，SPTH=1/25KHz=40微秒（μs），对应于约25千赫（Khz）的超音速开关频率，这高于可听频率范围（如，大于20KHz）。
图6是针对调节器103的一个实施例的操作模式CCM、DCM、和ADCM的每一个绘出开关频率（以Hz为单位）相对以安培（A）为单位的输出电流IO的图。在更高的输出电流处，在所示实施例中诸如是高于10A，调节器103以相对较高的开关频率在CCM中操作，诸如恰低于或接近1兆赫（MHz）。当输出电流IO减少时，在这个实施例中诸如低于10A，如转变点601所示，操作切换至DCM。如果在低于转变点601的更低的输出电流水平下操作继续在CCM中，下降至非常低或无负载情况时，开关频率一直将维持基本被固定。然而，切换至DCM后，当输出电流IO减少时，开关频率减少。一开始在DCM期间，开关频率高于可听范围从而DCM操作是在SPDCM。
当在DCM期间输出电流IO继续减少时，开关频率减少直到开关频率达到与超音速阈值周期SPTH对应的超音速频率阈值FSW_ADCM。当在DCM期间达到超音速频率阈值时，如转变点603处所示，操作切换至ADCM。因此，并不是继续在可听DCM（它将产生可听频率）中，操作切换至ADCM来维持在ADCM的超音速操作频率FSW_ADCM。
当输出电流IO继续减少时，开关频率减少直到开关频率达到亚音速频率阈值FSW_SBDCM。并不是如605处所示继续以亚音速频率处于ADCM模式中，如转变线609所示，在转变点607开始，操作转变回到DCM模式。在一个实施例中，这个转变发生在与亚音速阈值周期SBTH对应的亚音速频率阈值FSW_SBDCM处。当输出电流达到非常低的电流阈值时，在图示实施例中诸如约0.002A，当开关周期处于或高于SBTH时，操作频率从FSW_ADCM处的ADCM转变至FSW_SBDCM处的SBDCM。如图所示，存在与位于FSW_ADCM(1/SPTH)和FSW_SBDCM(1/SBTH)之间的可听开关频率对应的输出电流范围。
在一个实施例中，亚音速频率阈值FSW_SBDCM约为100Hz，其中亚音速阈值周期SBTH约1/100Hz=10毫秒(ms)。尽管100Hz的频率可被认为落在可听范围内（如，下至20Hz），该频率足够低且操作处于相对较低的能量。
在非常低的输出电流和亚音速频率的DCM的开关频率是SBDCM操作模式。如果输出电流IO维持较低，从而开关频率维持亚音速，则操作维持在SBDCM。如果输出电流IO增加，取决于输出电流水平的水平，操作转变回ADCM、SPDCM、或CCM。
图7是根据一个实施例绘出调节器103的功率转换效率（单位为百分比）相对输出电流IO的图。以输出电流IO的形式，图7的转变点701、703、和707分别对应于图6的转变点601、603、和607。在高于与转变点701对应的转变点601的高负载处，操作是根据CCM的，其具有相对较高的效率。低于CCM的转变点701（对应于低于10A的输出电流），CCM的效率快速下降。因此，当输出电流IO低于转变点701时，操作频率高于可听范围，操作转变至超音速DCM、或SPDCM。相比CCM的效率，SPDCM的效率维持在非常高。
当输出电流IO减少，以使开关频率达到与转变点603和703相关联的超音速阈值周期SPTH对应的超音速频率阈值FSW_ADCM。要理解的是，当输出电流IO位于根据ADCM的操作的转变点703和707之间时，ADCM模式比DCM低效。如前所述，然而，根据DCM的操作使得调节器103产生可听频率，其可被转换为电子设备的不期望的噪声。因此，当输出电流IO位于转变点703和707之间时，操作是根据具有开关频率FSW_ADCM的ADCM。ADCM比DCM低效，但是人为地迫使操作频率维持在高于可听频率范围从而防止调节器103产生可听噪声。
当输出电流IO继续减少时，开关频率减少直到开关频率达到与亚音速阈值周期SBTH对应的亚音速频率阈值FSW_SBDCM。并不是如705（对应于605）处所示继续以亚音速频率处于ADCM模式中，如对应于609的转变线709所示，在转变点707开始，操作转变回到DCM模式。如上所述，以非常低的输出电流在DCM中的操作被称为SBDCM。
SBDCM操作范围可被称为保持连接的待机的负载范围。保持连接的待机的操作意味着调节器103处于低功耗状态，包括空闲状态，且意味着取决于负载情况可非常快速地转变至ADCM、SPDCM、或CCM。SBDCM操纵模式相比ADCM操作范围而言显著更高效，且因此在保持连接的待机操作期间实现高效的目标。
图8是状态图，根据一个实施例，示出分别与调节器103的模式CCM、SPDCM、ADCM、和SBDCM对应的四个不同状态以及相对应的转变条件。在CCM中，频率被固定或“伪固定”且在更高的负载水平处电感器电流IL在整个开关循环中为正时，进入该频率。术语“伪固定”意味着调节器103具有固定的稳定状态频率，可基于负载条件而变化。要注意，即使电感器电流变到零，调节器电路或逻辑可能在某些情况下强推CCM，从而防止切换至DCM。当电感器电流没有降至零时，越过检测值ZC的电感器零电流是为“0”的逻辑信号，当电感器电流变到零时，越过检测值ZC的电感器零电流则是逻辑“1”。可在PWM截止时间期间（如，当PWM变低）检测ZC值，且当PWM变高时ZC值可维持不变。当ZC=0时，操作维持在CCM模式中。
如果ZC=1，指示电感器电流IL已经降至零，操作从CCM转变至SPDCM。当在SPDCM中时，调制器205的开关周期TS是由ADCM控制器211所监测。当调节器103的开关周期TS维持低于超音速阈值周期SPTH，或TS<SPTH时，操作维持在SPDCM中。SPDCM操作模式是非常有效的超音速操作模式。如果ZC回到0，操作转变回CCM。
当处于SPDCM操作模式中时，如果如ADCM控制器211所检测地，TS上升至高于SPTH，或TS>SPTH，则操作继续到ADCM操作模式（假设ZC=1）。在SPDCM期间，LG信号被有效地中止，防止在根据DCM的循环的剩余时间维持有效状态。然而，在ADCM模式期间，LG信号的中止被有效地取代来防止可听范围内的开关频率。例如，一旦定时器超时等（表示TS已经超过SPTH），ADCM控制器211触发LG上的较早脉冲来加速DCM操作，且操作转变至ADCM。当ZC=1时，操作维持在ADCM中，且开关频率将处于可听范围内。如果在ADCM中TS降至低于SPTH，操作转变回SPDCM模式。如果在ADCM中ZC=0，操作转变回CCM。
要注意，在ADCM中时，由ADCM控制器211来人为地防止开关频率掉入可听频率范围内。以此方式，如果由输出电流IO所表示的负载继续下降，开关周期TS被有效地固定在SPTH且因此提供不足信息来确定何时转变至SBDCM操作模式。期望的是检测亚音速操作情况并在亚音速开关频率处切换回至DCM，这是SBDCM操作模式。
在一个实施例中，在ADCM操作模式期间由SBDCM控制器213监测定时值DT（Δt）的持续时间，并与对应的时间阈值TSBDCM相比较来确定何时从ADCM转变至SBDCM。只要持续时间DT维持低于TSBDCM、或DT<TSBDCM，则操作维持在ADCM中。如果在ADCM操作模式中，然而，DT上升超过TSBDCM、或DT>TSBDCM，则操作转变至SBDCM操作模式。DT和TSBDCM之间的比较被用于检测用于切换至SBDCM操作模式的亚音速开关条件。对于确定DT及其对应阈值TSBDCM的配置，存在数个不同实施例。在一个实施例中，可监测ADCM期间的第一LG脉冲（LG1）。在另一个实施例中，可监测ADCM期间的第二LG脉冲（LG2）。在其他实施例中，可监测ADCM期间UG脉冲的持续时间（或其一部分）。
在作为亚音速DCM的SBDCM模式中，可再次监测TS来确定何时转变至ADCM或SPDCM。只要TS维持大于亚音速阈值周期SBTH、或TS>SBTH，操作维持在SBDCM操作模式中（此时ZC为1）。如果TS降至低于SBTH同时维持高于SPTH、或SPTH<TS<SBTH，则操作返回ADCM操作模式（此时ZC为1）。如果TS降至SPTH，此时ZC为1，操作直接返回至SPDCM操作模式。如果在任何其他模式中任何时间Z返回0，操作返回至CCM操作模式。
图9是在根据一个实施例的调节器103的ADCM操作模式中的单个开关循环过程中，叠加了输出电流IO的电感器电流IL的绘图，并与LG和UG的相应绘图对齐。LG上的第一脉冲、或LG1，提前地终止了正常DCM周期，较早地使得电感器电流IL变负。从输出（负载和输出电容器）拉出电荷Q1。然后终止LG1脉冲且开始UG脉冲，使得电感器电流IL增加至峰值的正水平。然后终止UG脉冲，且然后开始另一个LG脉冲、或LG1，使得电感器电流IL降回零。当电感器电流IL达到零时，LG2脉冲被终止且信号UG和LG在循环的剩余时间均为低。向输出（负载和输出电容器）增加电荷Q2。总电荷QL等于Q1加上Q2、或QL=Q1+Q2。如果输出条件是使得在ADCM期间根据正常DCM操作开始UG脉冲，则操作转变至SPDCM操作模式。然而，如果，在另一个UG脉冲开始前，SPTH时段超时，则开始另一个LG脉冲，且操作以如图5中所示的重复循环继续在ADCM中。
图10是在根据一个实施例的调节器103的ADCM操作模式中的另一个开关循环过程中，叠加了输出电流IO的电感器电流IL的绘图。图10类似于图9中所示，除了输出电流IO较低，这导致Q1增加且Q2减少达与图9中所示相对的对应量。注意，通过电感器L的电荷传递维持仍足够来维持负载（如输出电流IO所示）。因此，由于在ADCM期间负载变小，Q1增加同时Q2减少。第一LG1脉冲的持续时间为时段P1、UG脉冲的持续时间为时段TON=P2+P3，且第二LG2的持续时间是时段P4。
如上所述，ADCM期间的开关频率FSW_ADCM被人为地固定在与超音速阈值周期SPTH相关的水平、或FSW_ADCM=1/SPTH。期望的是确定何时减少负载至调制器205可安全地在ADCM和SBDCM操作模式之间转变从而实现SBDCM操作模式的点。
对于常规DCM，在TON（UG导通时间）的时段上固定PWM处的输出电流IO和开关频率FSW之间的关系是根据如下式（1）：
F SW _ DCM &CenterDot; VIN ( VIN - VO ) &CenterDot; T ON 2 2 &CenterDot; VO &CenterDot; L - - - ( 1 )
其中FSW_DCM是DCM开关频率且L是输出电感器L的电感。在ADCM期间，在TON的固定时段处输出电流IO和开关频率FSW的关系是根据下式（2）：
F SW _ ADCM &CenterDot; VIN ( VIN - VO ) 2 &CenterDot; VO &CenterDot; L &lsqb; 2 &CenterDot; T ON &CenterDot; P 3 - T ON 2 &rsqb; - - - ( 2 )
其中P3是在每一个ADCM开关循环期间当电感器电流IL为正时UG脉冲的持续时间。
对于给定实现而言，L的值是已知的。在操作期间可动态地设置、测量、或导出VIN、VO、和TON的值。FSW_ADCM的值是预先确定的。在转变点处FSW_DCM的值是值FSW_SBDCM，这也是根据所选亚音速阈值周期SBTH所确定的、或FSW_SBDCM=1/SBTH。对于ADCM和SBDCM之间的期望转变点，两式（1）和（2）被设为彼此相等，且然后为解出所得式来求出P3。使用QL、TON和负载关系来导出值Q1和Q2，从而解出P1、P2、和P4。P1-P4分别根据如下式（3）、（4）、（5）、和（6）：
T ON [ F SW _ ADCM - F SW _ SBDCM 2 &CenterDot; F SW _ ADCM ] - - - ( 4 )
T ON [ F SW _ ADCM + F SW _ SBDCM 2 &CenterDot; F SW _ ADCM ] - - - ( 5 )
P 4 = T ON [ F SW _ ADCM + F SW _ SBDCM 2 &CenterDot; F SW _ ADCM ] ( VIN - VO ) VO - - - ( 6 )
在各实施例中，可采用定时短路来监测UG或LG脉冲以确定ADCM操作模式期间时段P1-P4中的任一或多个的持续时间，并与预定定时阈值TSBDCM相比较从而从ADCM操作模式转变至SBDCM操作模式。可使用时段P1-P4中的任一或多个的持续时间并与对应预定阈值比较来确定从ADCM到SBDCM的合适的转变点。对于较低占空比而言（如，在低功率情况期间）持续时间P1和P4一般是较长的时段（与P2和P3相比），潜在地提供更为准确的结果。
图11是在根据一个实施例的调节器103的ADCM期间，类似于图9和10的IO和IL的绘图，且还示出相应的LG脉冲LG1和LG2。LG1对应于ADCM期间的时段P1，其可被用作定时变量DT。
图12是设置于SBDCM控制器213中的SB检测电路的一个实施例的示意图，根据一个实施例，用于确定当DT达到对应于亚音速阈值条件的P1时，何时从ADCM操作模式转变至SBDCM。跨导放大器1201具有用于接收VO的正输入和耦合至地的负输入。跨导放大器1201的输出耦合至节点1202，且电容器1203耦合在节点1202和地之间。开关1205跨电容器1203，具有耦合在节点1202和地之间的电流端子。节点1202耦合至比较器1207的正输入，该比较器接收指示差（VIN-VO）的值作为其负输入。比较器1207的输出耦合至置位/重置（SR）触发器（SRFF）1209，该触发器使其非反相或Q输出提供信号SB。重置框1211具有输出，向SRFF1209的重置（R）提供重置信号RST。
向开关1205的控制输入提供信号信号通常为高，且当ADCM每一个开关循环期间将LG1信号设为高有效状态以作为LG的第一个脉冲时变低。开关1205可以是晶体管器件，诸如FET或MOS型晶体管，具有漏极和源电流端子以及栅极控制端子。可构想任何其他合适类型的开关，包括各种其他类型的晶体管。
在操作中，当为高时，导通开关1205使得电容器1203短路从而节点1202为低。当节点1202的电压为低时，比较器1207的输出为低且SB信号维持低。当对应于时段P1，为低时，电容器1203被充电来增加节点1202的电压。如果节点1202的电压变得高于该值（VIN-VO），则比较器1207转变为高且SRFF1209将SB信号设为高有效状态。在一个实施例中，当SB信号变高时，SBDCM控制器213将操作从ADCM转变至SBDCM。
跨导放大器1201的输出形成电流IVO，该电流与输出电压VO成比例，乘以跨导增益因子“gm”。将比值R设为等于式（3）方括号中的值、或R=(FSW_ADCM-FSW_SBDCM)/2·FSW_ADCM。电容器1203具有电容C。C/gm的比被设为等于R·TON。以此方式，根据如下式（7）来确定DT：
C gm [ VIN - VO VO ] - - - ( 7 )
图11中所示的LG1的脉冲对应于时间P1。当ADCM期间脉冲LG1为高时，信号为低，对应于DT。以此方式，如果LG1的脉冲对于为亚音速转变值解出的P1的时续时间均为高，则操作从ADCM转变至SBDCM。
在更为特定的实施例中，FSW_ADCM=25KHz、FSW_SBDCM=100Hz，所以比值R=0.498。TON被选择为1微秒（μ）。因此，C/gm=0.498·1μs=498纳秒(ns)。在一个实施例中，C=10皮可法拉(pF)且gm被选为20微姆欧(μS)。
图13是根据一个实施例的调节器103的更详细的示意图和框图。尽管更为详细，图13中所示的示意图和框图被简化来避免不必要的细节，同时仍可完全是出根据本发明被结合至调节器103内的原理。通过误差网络提供输出电压VO，该网络包括补偿阻抗Z1和Z2、误差放大器1301、和以GND为参考形成参考电压VREF的电压源1303。阻抗可包括用于提供合适补偿的电阻、电容、和/或电感的任何合适组合，且一般包括电阻器或电阻器-电容器（RC）组合。如图所示，通过阻抗Z1来向误差放大器1301的负输入提供VO，该放大器在其正输入处接收VREF且在其输出处形成补偿电压VCOMP。VREF代表VO的目标电压或指示VO的反馈电压电平。阻抗Z2被耦合在误差放大器1301的负输入和输出之间的反馈配置中。
注意，可直接提供VO或经由感测网络（未示出）来提供VO，感测网络诸如分压器等用于将电压分离下降为提供至误差网络的反馈电压。如本领域普通技术人员所理解地，阻抗Z1和Z2提供环补偿。一般而言，误差网络的误差放大器1301将输出电压或其反馈版与VREF之间的差放大来形成VCOMP。
向控制器201的调制器205的输入提供VCOMP，且调制器205在其输出形成脉冲控制信号或PWM信号。向缓冲器/驱动器1305的输入提供PWM信号，该缓冲器/驱动器的输出向Q1的栅极提供UG信号。PWM信号、或如此处进一步描述的其修改版或反相版，被提供至另一个缓冲器/驱动器1307，该缓冲器/驱动器1307向Q2的栅极提供LG信号。调节器103的转换器部分，包括开关Q1和Q2、输出电感器L、输出电容器CO、和负载203，被耦合从而以前述基本类似的方式操作，用于形成电流IL和IO以及电压VPH和VO，用于将输入电压VIN转换为经调节的输出电压VO。
缓冲器/驱动器1305和1307形成DVR框207的一部分，用于基于PWM信号来驱动开关Q1和Q3。没有示出DVR框207的附加细节，诸如用于合适操作的附加支持电路。例如，DVR框207可包括附加电路以确保在一时间仅导通开关Q1和Q2之一，以避免VIN或VO暂时接地。进一步，可包括自举或电荷泵电路等来帮助高于VIN和VO轨来分别驱动Q1和Q2的栅极。
DCM控制器209被实现为具有相位比较器1309、SRFF1311和附加逻辑来结合DCM操作模式。在所示实施例中，附加逻辑包括被插在开关控制路径中的2-输入NOR门1313。相位比较器1309的正输入耦合至相位节点202、且负输入耦合至GND，且其输出形成ZC信号，提供至SRFF1311的S输入。SRFF1311的R输入接收PWM且其输出被提供至NOR门1313的一个输入。NOR门1313的另一个输入接收PWM信号，且其输出被提供至2-输入OR门1315的一个输入。OR门1315的输出耦合至缓冲器/驱动器1307的输入。OR门1315是ADCM控制器211的一部分且其另一个输入耦合至为ADCM控制器211和SBDCM控制器213所设置的电路，如下文进一步所述。
在CCM操作模式期间，将PWM信号设为高有效状态，开始新的循环，所以经由NOR门的操作（忽略OR门1315的操作），UG变高且LG变低。当PWM变低时，在该循环的剩余时间内，UG被拉低且将LG设为高有效状态。通过输出电感器L的电流IL一般维持为正，从而相位节点202的电压VPH维持为负，所以ZC信号维持为低。SRFF1311的输出维持为低，所以DCM控制器209不影响CCM操作。
当负载减少以使输出电流IO减少时，电流IL相应减少且可变负。如果电流IL变负，则VPH的电压变负且相位比较器1309在其输出将ZC设为高有效状态。ZC变高，设置SRFF1311，从而将其输出设为高有效状态。根据DCM操作，NOR门1313响应地将其输出拉低、将LG拉低，因此较早地终止了LG脉冲。在DCM模式中，当PWM接着变高时，将UG设为高有效状态且LG为低来开始下一个循环。PWM信号重置SRFF1311，取决于由ZC信号所示的负载情况，在DCM模式中可重复操作或切换回至CCM模式。
注意，相位比较器1309可由能检测何时流过电感器L的电流到达零湖泊越过指示低负载情况的零阈值的任何类型的检测电路所替代。
ADCM控制器211被实现为具有边缘检测框1317、定时器1319、和OR门1315。向边缘检测框1317的输入提供PWM信号，边缘检测框的输出耦合至定时器1319的输入。定时器1319具有输出，向2-输入AND门1321的非反相输入提供信号AD。AND门1321的输出被提供至OR门1315的另一个输入。AND门1321被设置为SBDCM控制器213的一部分，该AND门的另一个输入被反相并接收SB信号。对于ADCM模式，假设SB为低从而AND门1321的操作可暂时被忽略。
在ADCM控制器211的操作中，每次PWM变高，边缘检测框1317检测PWM上脉冲的上升边缘并重置定时器1319。定时器1319具有与超音速阈值周期SPTH相同的周期，且一旦定时器1319超时就将AD信号设为高有效状态从而转变至ADCM模式。在CCM和SPDCM操作模式中，PWM脉冲发生地太快从而定时器1319不断重置，使得没有将AD设为有效状态。如果在SPDCM期间连续脉冲之间的时段超过超音速阈值周期SPTH，则定时器1319超时并将AD信号设为高有效状态。相比图5中所示的正常发声的DCM，AD信号变高，更早地在循环中，将LG拉高。如上所述，较早将LG脉冲设为有效状态防止了在DCM期间开关频率落入可听范围。
之前如图8中所示，如果输出负载增加以使PWM上的脉冲在频率上增加从而TS变得小于SPTH，操作转变回SPDCM模式。如果输出负载显著增加，以使ZC变回低，则操作转变回CCM模式。然而，如果输出负载继续减少，则操作可转变回SBDCM模式。
SBDCM控制器213包括SB检测电路1200、重置框1211、和用于进入与离开SBDCM操作模式的任何附加支持逻辑。在所示实施例中，附加逻辑包括2-输入NAND门，在其输入处接收LG和ZC信号并在其输出处向开关1205的栅极提供信号。以此方式，在LG脉冲期间，当ZC为高指示ADCM操作模式期间的低负载情况，如上被描述为LG1脉冲，将信号设为低有效状态且当电容器1203被充电时节点1202向上斜变。如果节点1202的电压超过电压(VIN-VO)，指示LG1脉冲的持续时间已经超过如上所述的对应的定时阈值（如，TSBDCM），比较器1207将其输出设为高有效状态且SRFF1209锁存SB为高。
SBDCM控制器213还包括被插在开关控制路径内的AND门1321来检测SB并将操作切换至SBDCM模式。因此，当SB被锁存为高，AND门1321阻碍或禁止AD信号提供至OR门1315从而有效地旁通ADCM操作模式并转变至SBDCM操作模式。
重置框1211包括单触发期间1333、延迟框1335、和2-输入AND门1337。PWM信号被提供至AND门1337的一个输入和单触发期间1333的输入。单触发期间1333的输出被提供至延迟框1335的输入，延迟框1335的输出被提供至AND门1337的另一个输入。AND门1337在其输出处将RST信号设为有效状态，该输出被耦合至SRFF1209的重置端。单触发期间1333生成具有与亚音速阈值周期SBTH对应的时段“T”的脉冲，用于检测PWM信号的开关的时段TS。
在操作中，当时段TS（如在连续PWM脉冲之间所检测到的）超过了SBTH且此时将ZC设为高有效状态（逻辑1），操作维持在SBDCM模式中。如果在SBDCM中的同时上述时段TS减少为小于SBTH时，则重置框1211将RST信号设为有效状态以将SB信号清除至低从而离开SBDCM。如果时段TS维持大于SPTH，则操作转变至ADCM模式。如果时段TS变得小于SPTH，则操作转变至SPDCM模式。在ZC返回零的任何时间，操作返回至CCM操作模式。
现在，要理解，当负载相对较高时，调节器103被配置为在CCM中操作。如图7中所示，CCM在较轻负载处相对有效。当负载减少至相对较轻水平，使得流过输出电感器L的电流在开关循环期间到零或可能变负，调节器103被配置为切换至超音速SCM、或SPDCM。如图7中所示，SPDCM是非常有效的操作模式。如果负载将引起调节器103的开关频率在可听范围内，调节器103被配置为切换至ADCM。如图7中所示，ADCM比CCM更有效但是不如DCM有效。但是，调节器103的开关频率被人为地操作为恰高于可听范围来防止音频噪声。
在所示实施例中，控制器201的SBDCM控制器213内的SB检测电路在ADCM操作期间经由PWM和LG信号来监测调制器205的操作并当开关频率低于可听范围时，确定何时操作可切换回至非常低负载处的DCM（这是SBDCM操作模式）。如图7中所示，在非常低或甚至空闲模式处的保持连接的待机操作期间，相比用ADCM可获得的，SBDCM允许较高效的操作。以此方式，对于保持连接的待机操作实现了相对高的效率。
虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变型。本领域普通技术人员应当理解，他们能容易地利用所公开的理念和特定实施例作为基础来设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (20)

1.一种用于控制开关调节器的操作的控制器，包括：
调制器，其形成脉冲控制信号，用于控制在至少一个开关控制信号上的脉冲从而在连续传导模式中操作；
不连续传导模式控制器，其检测低负载情况并且当检测到所述低负载情况时修改操作以在不连续传导模式中操作；
可听不连续传导模式控制器，其检测小于预定超音速频率阈值的开关频率并修改不连续传导模式操作以将所述开关频率维持在超音速频率水平处；和
亚音速不连续传导模式控制器，其在可听不连续传导模式操作期间检测亚音速操作情况并响应地禁止所述可听不连续传导模式控制器的操作从而允许在亚音速开关频率范围内的亚音速不连续传导模式。
2.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述亚音速不连续传导模式控制器包括定时器和比较器电路，用于将在所述至少一个开关控制信号上的脉冲的持续时间与预定定时阈值进行比较。
3.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述亚音速不连续传导模式控制器包括定时器和比较器电路，用于在所述开关频率大于预定亚音速频率阈值时启用所述可听不连续传导模式控制器的操作。
4.如权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述定时器和比较器电路将所述脉冲控制信号的周期与预定亚音速阈值周期进行比较。
5.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述亚音速操作情况与约100赫兹的开关频率相关联。
6.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，在所述连续传导模式期间，响应于所述脉冲控制信号，所述开关调节器形成在第一开关控制信号上的第一脉冲，在所述脉冲控制信号的每一周期的剩余时间，所述第一脉冲之后跟着在第二控制信号上的第二脉冲，其中：
当检测到低负载情况时，所述不连续传导模式控制器提前终止了在所述第二控制信号上的第二脉冲；
其中当所述脉冲控制信号的开关周期大于预定超音速阈值周期时，所述可听不连续传导模式控制器开始新的开关循环；且
其中，当检测到所述亚音速操作情况时，所述亚音速不连续传导模式控制器禁止所述可听不连续传导模式控制器开始新的循环，且当所述脉冲控制信号的所述开关周期小于预定亚音速阈值周期时，则允许所述可听不连续传导模式控制器开始新的循环。
7.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，在所述连续传导模式期间，响应于所述脉冲控制信号，所述开关调节器形成在第一开关控制信号上的第一脉冲，在所述脉冲控制信号的每一周期的剩余时间，所述第一脉冲之后跟着在第二控制信号上的第二脉冲，且其中：
所述不连续传导模式控制器包括：
检测电路，其检测何时流过输出电感器的电流变为零且将指示其的零信号设为有效状态；和
第一逻辑电路，用于响应于所述零信号来提前终止在所述第二控制信号上的所述第二脉冲；
其中所述可听不连续传导模式控制器包括：
定时器电路，其检测所述脉冲控制信号的周期何时超过预定超音速阈值周期且这将指示其的音频检测信号设为有效状态；和
第二逻辑电路，用于响应于所述音频检测信号来开始在第二控制信号上的第三脉冲；和
其中所述亚音速不连续传导模式控制器包括：
定时器与比较器电路，用于在所述第二控制信号上的所述第三脉冲的持续时间大于预定定时阈值时提供亚音速启用信号；
第三逻辑电路，用于响应于所述亚音速启用信号来禁止所述第二控制信号上的所述第三脉冲；和
定时器与重置电路，用于在所述脉冲控制信号的周期小于预定亚音速阈值周期时禁止提供所述亚音速启用信号。
8.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述预定超音速频率阈值为25千赫，且其中所述亚音速开关频率范围高达100赫兹。
9.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述亚音速不连续传导模式控制器包括：
电荷节点；
耦合在所述电荷节点和参考节点之间的电容器；
跨导放大器，所述跨导放大器的输出向所述电荷节点提供与输出电压成比例的电流；
比较器，其具有耦合至所述电荷节点的第一输入，具有接收指示所述输出电压和输入电压之差的电压的第二输入，且具有提供亚音速启用信号的输出；
开关，其具有跨所述电容器而耦合的电流端子，且具有在所述可听不连续传导模式操作期间接收操作脉冲的控制输入；和
其中在所述操作脉冲期间使所述开关截止来启用所述电容器的充电，且或者使所述开关导通来使所述电容器短路。
10.一种电子设备，包括：
开关调节器，包括：
电感器；
开关电路，其耦合至所述电感器，被配置成切换通过所述电感器的电流从而如脉冲控制信号所控制的那样将输入电压转换成输出电压；以及
误差放大器电路，被配置为检测所述输出电压的误差并提供指示其的补偿信号；和
控制器，所述控制器包括：
调制器，其接收所述补偿信号并向提供至所述开关电路的至少一个开关控制信号上的控制脉冲提供所述脉冲控制信号从而以连续传导模式操作所述开关调节器；
不连续传导模式控制器，其检测低负载情况并在检测到所述低负载情况时修改所述开关调节器的操作以在不连续传导模式中操作；
可听不连续传导模式控制器，其检测小于预定超音速频率阈值的所述脉冲控制信号的频率并修改不连续传导模式操作以防止所述开关调节器的开关频率在可听频率范围内操作；和
亚音速不连续传导模式控制器，其在可听不连续传导模式操作期间检测亚音速操作情况并响应地禁止所述可听不连续传导模式控制器的操作从而允许所述开关调节器以亚音速不连续传导模式来操作。
11.如权利要求10所述的电子设备，其特征在于，还包括耦合至所述开关调节器的处理器和存储器。
12.如权利要求10所述的电子设备，其特征在于，所述亚音速不连续传导模式控制器包括定时器和比较器电路，用于将在所述至少一个开关控制信号上的脉冲的持续时间与预定定时阈值进行比较。
13.如权利要求10所述的电子设备，其特征在于，所述亚音速不连续传导模式控制器包括定时器和比较器电路，用于在所述开关频率大于预定亚音速频率阈值时启用所述可听不连续传导模式控制器的操作。
14.如权利要求10所述的电子设备，其特征在于：
所述不连续传导模式控制器包括用于检测所述电感器的过零电流的比较器电路；
其中所述可听不连续传导模式控制器包括第一定时器电路，其检测所述脉冲控制信号的周期何时超过预定超音速阈值周期并将指示其的可听不连续传导模式启用信号设为有效状态；且
其中所述亚音速不连续传导模式控制器包括第二定时器电路，其检测所述至少一个开关控制信号的持续时间何时超过指示所述亚音速操作情况的预定阈值周期并将指示其的亚音速不连续传导模式启用信号设为有效状态。
15.一种能控制开关调节器的操作的方法，包括：
在高负载情况期间，在连续传导模式中操作；
在低负载情况期间，在不连续传导模式中操作；
当在所述不连续传导模式中操作时，检测到超音速阈值情况时，将开关频率维持在预定超音速水平；和
当检测到亚音速阈值情况时停止将所述开关频率维持在所述预定超音速水平处，从而在亚音速开关频率处启用亚音速不连续传导模式。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括当所述开关频率超过预定亚音速频率阈值水平时，再次启动所述将所述开关频率维持在预定超音速水平处。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于：
所述将所述开关频率维持在预定超音速水平处包括当脉冲控制信号的周期超过预定超音速阈值周期时开始新的开关循环；和
其中所述当检测到亚音速阈值情况时停止将所述开关频率维持在所述预定超音速水平处包括当开关控制信号的持续时间超过预定持续时间阈值时禁止所述开始新的开关循环。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括：
对所述脉冲控制信号的每一个循环，提供在第一开关控制信号上的第一脉冲和在第二开关控制信号上的第二脉冲；
在所述不连续传导模式期间较早地终止所述第二脉冲；
其中所述开始新的开关循环包括开始在所述第二开关控制信号上的第三脉冲；和
其中所述禁止所述开始新的开关循环包括当所述第三脉冲的持续时间超过预定持续时间阈值时禁止所述开始新的开关循环。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括：
在所述第三脉冲期间，用与输出电压成比例的电流对电容器充电；
将所述电容器的电压与输入电压和输出电压之间的电压差进行比较；且
其中所述禁止所述开始新的开关循环包括当所述电容器的电压超过所述电压差时提供亚音速指示。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，还包括当所述脉冲控制信号的周期小于预定亚音速阈值周期时禁用所述亚音速指示。
CN201310442314.2A 2013-06-18 2013-09-24 用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法 Active CN104242648B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510585928.5A CN105262338B (zh) 2013-06-18 2013-09-24 用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361836262P 2013-06-18 2013-06-18
US61/836,262 2013-06-18
US13/930,489 2013-06-28
US13/930,489 US9136763B2 (en) 2013-06-18 2013-06-28 Audio frequency deadband system and method for switch mode regulators operating in discontinuous conduction mode

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510585928.5A Division CN105262338B (zh) 2013-06-18 2013-09-24 用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104242648A true CN104242648A (zh) 2014-12-24
CN104242648B CN104242648B (zh) 2017-09-19

Family

ID=52018670

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310442314.2A Active CN104242648B (zh) 2013-06-18 2013-09-24 用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法
CN201510585928.5A Active CN105262338B (zh) 2013-06-18 2013-09-24 用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510585928.5A Active CN105262338B (zh) 2013-06-18 2013-09-24 用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法

Country Status (3)

Country Link
US (3) US9136763B2 (zh)
CN (2) CN104242648B (zh)
TW (2) TWI585752B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106301031A (zh) * 2015-06-23 2017-01-04 三垦电气株式会社 集成电路和开关电源装置
CN107960142A (zh) * 2015-08-10 2018-04-24 皇家飞利浦有限公司 用于处理电感器电流的设备和方法

Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9136763B2 (en) 2013-06-18 2015-09-15 Intersil Americas LLC Audio frequency deadband system and method for switch mode regulators operating in discontinuous conduction mode
US20150016157A1 (en) * 2013-07-09 2015-01-15 Qi Cui Wei Constant switching frequency discontinuous current mode average output current control scheme
WO2015044423A1 (en) * 2013-09-30 2015-04-02 Zentrum Mikroelektronik Dresden Ag Compensation free modulation for power converters
US9444332B2 (en) * 2013-10-07 2016-09-13 Infineon Technologies Austria Ag System and method for controlling a power supply during discontinuous conduction mode
US9685864B2 (en) * 2015-03-31 2017-06-20 Qualcomm Incorporated Switching regulator circuits and methods with reconfigurable inductance
CN105071639B (zh) * 2015-08-07 2017-11-17 上海贝岭股份有限公司 一种开关电源电路的驱动延迟控制电路
CN106817014B (zh) * 2015-12-02 2020-04-07 上海贝岭股份有限公司 开关电源的驱动延迟控制电路
CN106130325B (zh) * 2016-07-13 2019-06-18 成都芯源系统有限公司 一种降噪开关变换器以及控制电路和方法
DE102016220204A1 (de) * 2016-10-17 2018-04-19 Continental Automotive Gmbh Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers, Steuervorrichtung für einen Gleichspannungswandler und Gleichspannungswandler
CN106374742B (zh) * 2016-11-08 2019-04-09 上海贝岭股份有限公司 开关电源输出频率调节电路
CN106787702B (zh) * 2017-01-06 2019-05-10 上海艾为电子技术股份有限公司 开关电源及其音频噪声抑制方法
TWI656718B (zh) * 2017-08-28 2019-04-11 強弦科技股份有限公司 脈衝間歇電源管理電路與微控制器
CN108667291B (zh) * 2018-03-29 2020-03-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关型变换器及其控制电路
JP2019187004A (ja) * 2018-04-04 2019-10-24 矢崎総業株式会社 スイッチング電源装置
CN108539979B (zh) * 2018-05-02 2020-11-17 成都芯源系统有限公司 直流变换器及电压直流变换方法
CN108832816B (zh) * 2018-07-24 2020-05-12 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制方法、控制器及开关变换器
CN108880255A (zh) * 2018-08-30 2018-11-23 上海艾为电子技术股份有限公司 升压电路
CN112313873B (zh) 2018-11-05 2024-03-22 开利公司 变频驱动器热管理
CN109687690B (zh) * 2018-12-26 2021-09-14 联想(北京)有限公司 一种控制方法、装置及电子设备
US10992231B1 (en) * 2019-12-17 2021-04-27 M3 Technology Inc. Buck-boost converter and control method
US11469669B2 (en) * 2020-01-31 2022-10-11 Texas Instruments Incorporated Methods and circuitry to detect PFM mode entry in wide duty range DC converter
US11314299B2 (en) * 2020-03-27 2022-04-26 Intel Corporation System, apparatus and method for dynamic power state scaling of a voltage regulator for a processor
TWI740434B (zh) * 2020-03-30 2021-09-21 茂達電子股份有限公司 電源轉換器
TWI725807B (zh) * 2020-04-07 2021-04-21 新唐科技股份有限公司 穩壓控制系統及其方法
CN111934550B (zh) * 2020-07-29 2022-04-01 深圳硕日新能源科技有限公司 防倒灌电路及其控制方法以及光伏充电控制器
CN116325462A (zh) * 2020-12-14 2023-06-23 本田技研工业株式会社 直流-直流转换器
US20220209669A1 (en) * 2020-12-29 2022-06-30 Texas Instruments Incorporated DC-DC Converter with Out-of-Audio Circuit
CN113241941B (zh) * 2020-12-31 2022-09-02 上海晶丰明源半导体股份有限公司 一种开关电源控制电路及系统，以及控制方法
CN113098267B (zh) * 2021-05-13 2022-12-16 成都芯源系统有限公司 一种开关变换器、开关集成电路及其控制电路
TWI781645B (zh) * 2021-06-03 2022-10-21 茂達電子股份有限公司 具有轉換率控制機制的電源轉換器
TWI832742B (zh) * 2023-03-31 2024-02-11 宏碁股份有限公司 抑制磁飽和之升壓轉換器

Family Cites Families (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6215288B1 (en) * 2000-02-25 2001-04-10 Cadence Design Systems, Inc. Ultra-low power switching regulator method and apparatus
US20030093270A1 (en) * 2001-11-13 2003-05-15 Domer Steven M. Comfort noise including recorded noise
US7298124B2 (en) * 2004-12-01 2007-11-20 Semiconductor Components Industries, L.L.C. PWM regulator with discontinuous mode and method therefor
US7245113B2 (en) * 2004-05-21 2007-07-17 Intersil Corporation High light load efficiency synchronous buck regulator with pulse skipping control
TWI255088B (en) * 2004-05-24 2006-05-11 Anpec Electronics Corp DC converting controller with mode-switching and over-current protection by using multifunctional pin and its method
TWI263874B (en) * 2004-09-09 2006-10-11 Richtek Technology Corp A voltage modulator of a low gain current model and the control method thereof
US7508183B2 (en) * 2005-07-21 2009-03-24 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power supply controller and method therefor
US7652457B2 (en) * 2005-09-30 2010-01-26 St-Ericsson Sa Switching regulator circuit including an inductor shunt switch
US7755342B2 (en) * 2006-05-04 2010-07-13 International Rectifier Corporation Multi-mode switching control circuit and method for improving light load efficiency in switching power supplies
US7518885B2 (en) * 2006-10-04 2009-04-14 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for a control circuit with multiple operation modes
US7471072B2 (en) * 2006-10-16 2008-12-30 Semtech Corporation Switched mode power supply having variable minimum switching frequency
US8080987B1 (en) * 2006-12-22 2011-12-20 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for efficient transitioning between different operating modes of a regulator
US8487600B2 (en) * 2007-04-10 2013-07-16 Aleksandar Prodic Continuous-time digital controller for high-frequency DC-DC converters
GB0709575D0 (en) * 2007-05-18 2007-06-27 Cambridge Resonant Technologie RFIC Iterrogator
US7906948B2 (en) * 2007-07-23 2011-03-15 Intersil Americas Inc. Threshold voltage monitoring and control in synchronous power converters
US20090237959A1 (en) * 2008-03-20 2009-09-24 Eric Soenen Digital Control of Power Converters
US8044648B1 (en) * 2008-05-06 2011-10-25 Volterra Semiconductor Corporation Start mode in switching regulation
US7986135B2 (en) 2008-05-13 2011-07-26 L&L Engineering, Llc Method and systems for conduction mode control
US7911193B2 (en) * 2008-06-30 2011-03-22 Infineon Technologies Austria Ag Discontinuous conduction mode control circuit and method for synchronous converter
US7932703B2 (en) * 2008-07-02 2011-04-26 Texas Instruments Incorporated System and method for switch mode power supply delay compensation
GB0912745D0 (en) * 2009-07-22 2009-08-26 Wolfson Microelectronics Plc Improvements relating to DC-DC converters
US8203359B2 (en) * 2010-09-28 2012-06-19 Intersil Americas Inc. System and method for open loop modulation to detect narrow PWM pulse
CN102445976B (zh) * 2010-10-12 2014-05-28 和硕联合科技股份有限公司 中央处理单元电源供应电路及其操作方法
US8614567B2 (en) * 2011-01-05 2013-12-24 Analog Devices, Inc. Voltage regulator structures and methods with bootstrapped bias capacitor
US8975885B2 (en) * 2011-02-18 2015-03-10 Intersil Americas Inc. System and method for improving regulation accuracy of switch mode regulator during DCM
TW201240341A (en) * 2011-03-17 2012-10-01 Anpec Electronics Corp Zero current detecting circuit and related synchronous switching power converter
CN103187065B (zh) * 2011-12-30 2015-12-16 华为技术有限公司 音频数据的处理方法、装置和系统
US9024610B2 (en) * 2012-05-01 2015-05-05 Intersil Americas LLC System and method of balanced slope compensation for switch mode regulators
US9300202B2 (en) * 2012-05-10 2016-03-29 Intersil Americas LLC System and method of dynamic droop for switched mode regulators
US8901910B2 (en) * 2012-05-11 2014-12-02 Intersil Americas LLC System and method of predictive current feedback for switched mode regulators
US8860394B2 (en) * 2012-06-28 2014-10-14 Intersil Americas LLC Fast dynamic voltage response for voltage regulators with droop control
US8963520B1 (en) * 2013-03-12 2015-02-24 Maxim Integrated Products, Inc. System and method to soft-start synchronous buck converters
US9136763B2 (en) 2013-06-18 2015-09-15 Intersil Americas LLC Audio frequency deadband system and method for switch mode regulators operating in discontinuous conduction mode

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106301031A (zh) * 2015-06-23 2017-01-04 三垦电气株式会社 集成电路和开关电源装置
CN106301031B (zh) * 2015-06-23 2019-02-15 三垦电气株式会社 集成电路和开关电源装置
CN107960142A (zh) * 2015-08-10 2018-04-24 皇家飞利浦有限公司 用于处理电感器电流的设备和方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN105262338A (zh) 2016-01-20
CN104242648B (zh) 2017-09-19
US20140368174A1 (en) 2014-12-18
CN105262338B (zh) 2018-04-06
TWI585752B (zh) 2017-06-01
US9548659B2 (en) 2017-01-17
US20170133933A1 (en) 2017-05-11
US9136763B2 (en) 2015-09-15
TW201727625A (zh) 2017-08-01
US20150349643A1 (en) 2015-12-03
TWI624831B (zh) 2018-05-21
US10038379B2 (en) 2018-07-31
TW201501119A (zh) 2015-01-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104242648A (zh) 用于在不连续传导模式中操作的开关模式调节器的声频静带系统和方法
US8000117B2 (en) Buck boost function based on a capacitor bootstrap input buck converter
CN102647085B (zh) 用于在dcm期间提高开关模式调节器的调节精确性的系统和方法
CN101594056B (zh) 直流-直流转换器及其相关方法
US9350244B2 (en) Switching regulator with increased light load efficiency in pulse frequency modulation mode
US8618788B2 (en) Dynamically adjusted multi-phase regulator
US9300202B2 (en) System and method of dynamic droop for switched mode regulators
US8624571B2 (en) DC-DC converters with pulse generators shared between PWM and PFM modes
CN100380795C (zh) 电压调节器中的频率限制及超载检测
US9287778B2 (en) Current parking response to transient load demands
US8450988B2 (en) Systems and methods for controlling inductive energy in DC-DC converters
US20110101946A1 (en) Voltage converters
US9178421B2 (en) Multi-stage power supply with fast transient response
JPH1189222A (ja) 電圧変換回路
CN107872155B (zh) 用于直流-直流转换器的以pfm模式的扩频的实施
JP2016019455A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US11152861B2 (en) Multiphase converter design with multi-path phase management
US8497719B2 (en) Slew rate PWM controlled charge pump for limited in-rush current switch driving
CN103390989B (zh) 用于开关模式调节器的动态下垂的系统和方法
Hao et al. A wide load range high-efficiency DC-DC based on fast multi-frequency switch
Zhang et al. Simo power converters with adaptive PCCM operation

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant