TWI462452B - 多輸出電源裝置 - Google Patents

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Description

多輸出電源裝置
本發明係關於供應多個輸出電壓的多輸出電源裝置，特別關於具有電荷泵電路且能夠降低輸出電壓的雜訊的多輸出電源裝置。
在先前技術中，使用之技術係藉由改變驅動電荷泵電路的時脈訊號的頻率以增進電荷泵電路的效率。
圖4是方塊圖，以先前技術中的升壓電路的配置為例說明。
舉例而言，圖4中的升壓電路揭示於日本公開專利申請號2000-236657中(以下稱為「參考文獻1」)。
在圖4中的升壓電路中，電壓比較電路105比較參考電壓與電荷泵電路102的輸出電壓Vout ，以及，當SET訊號輸入至電壓比較電路105時，電壓比較電路105視比較結果而設定FAST訊號狀態以及SLOW訊號狀態。
當FAST訊號處於高位準及SLOW訊號處於低位準時，SET設定也會輸入至頻率設定指標器103，每當SET訊號被輸入時，頻率設定指標器103的輸出訊號S1至Sn中高位準的訊號會依序從S1移至Sn。相反地，當FAST訊號處於低位準及SLOW訊號處於高位準時，每當SET訊號被輸入時，頻率設定指標器103的輸出訊號S1至Sn中高位準的訊號會依序從Sn移至S1。
頻率設定指標器103的輸出訊號S1至Sn輸入至選擇器101。此外，時脈訊號CLK1、及以分壓器104將時脈訊號CLK1分壓而取得的時脈訊號CLK2至CLKn也會輸入至選擇器101。取決於頻率設定指標器103的輸出訊號S1至Sn的狀態，選擇被輸入至選擇器101的時脈訊號CLK1至CLKn之一並將其輸出至電荷泵電路102作為時脈訊號Cin。
換言之，當FAST訊號處於高位準時，每當輸入SET訊號時，時脈訊號Cin的頻率增加，以及，當SLOW訊號處於高位準時，每當輸入SET訊號時，時脈訊號Cin的頻率降低。
在先前技術中，使用此功能，當重設或供電給系統時，使用最高頻率的的時脈訊號以在儘可能短的時間內將電壓推升至所需值；在低耗電模式或待機狀態中，使用最低頻率的時脈訊號以將電荷泵電路102的輸出電壓維持在高於預設值。因此，電流消耗降至最小。
圖5是方塊圖，顯示先前技術中的升壓電路的配置的另一實施例。
舉例而言，圖5中的升壓電路揭示於日本公開專利申請號2000-278937(於下，稱為「參考文獻2」)。
在圖5中的升壓電路中，HVcc偵測電路117偵測升壓電壓HVcc，比較偵測到的升壓電壓HVcc與參考電壓，以及，輸出對應於偵測到的升壓電壓HVcc與參考電壓之間的差之訊號給控制電路118。為回應輸入訊號，控制電 路118輸出選取訊號給選擇器112，選取訊號係用於選取具有對應於偵測到的升壓電壓HVcc與參考電壓之間的電壓差的頻率之時脈訊號。
此外，HVcc偵測電路117具有複數個用於與偵測到的升壓電壓HVcc相比較的參考電壓；HVcc偵測電路117根據系統(例如微電腦)請求或操作模式，經由來自控制電路118的指令而選取參考電壓之一，以及根據選取的參考電壓，設定電荷泵升壓電路111的輸出電壓HVcc。因此，藉由改變輸入至電荷泵升壓電路111的時脈訊號的頻率，能夠設定升壓電壓HVcc至任何值。
但是，上述每一先前技術設計單一電荷泵電路，但不適用於使用複數個電荷泵電路時的時脈訊號；因此，當同時操作複數個電荷泵電路時會發生問題。具體而言，當複數個電荷泵電路由相同的時脈訊號置於操作中時，由於在充電期間，從電源供應裝置對飛馳電容器充電的時序會彼此重疊，所以，來自輸入電源裝置的電流輸出大。因此，舉例而言，來自輸入電源裝置的輸出電壓降低，且這會降低突波雜訊。當來算輸入電源裝置的輸出電壓供應給設備的電路時，此突波雜訊造成設備故障。
此外，當使用PWM切換調整器的輸出電壓作為充電泵電路的輸入電源裝置時，假使切換調整器的切換電晶體的開/關切換與來自輸入電源裝置的飛馳電容器的充電時序相重疊時，上述突波雜訊變成嚴重問題。
本發明可以解決先前技術的一或更多問題。
本發明的較佳實施例提供低雜訊多輸出電源裝置，多輸出電源裝置具有均包含電荷泵電路的複數個DC-DC轉換器。
根據本發明的第一態樣，提供多輸出電源裝置，將自其輸入端輸入的第一輸入電壓轉換成具有預定不同值的複數個電壓，以及，分別經由複數個輸出端，輸出電壓，該多輸出電源裝置包括：第一電源電路，從第一輸入電壓產生預定固定電壓，以及，經由第一輸出端輸出固定電壓；及一或更多均包含電荷泵電路的第二電源電路，該電荷泵電路使用第一電源電路的輸出電壓作為第二輸入電壓並從第二輸入電壓產生預定的固定電壓，以及，經由第二輸出端輸出預定固定電壓，其中，每一第二電源電路根據第二輸出端輸出的電流，改變用於使飛馳電容器充電及放電的充電及放電循環的週期。
較佳地，當從第二輸出端輸出的電流增加時，每一第二電源電路縮短用於使飛馳電容器充電及放電的充電及放電循環的週期。
較佳地，每一第二電源電路均包括：電壓轉換電路，根據輸入時脈訊號以對飛馳電容器充電及放電、轉換第二輸入電壓、及經由第二輸出端輸出經 過轉換的第二輸入電壓；及控制電路，控制電壓轉換電路中的電壓轉換，以致於第二輸出端輸出的電壓變成預定固定電壓，其中，控制電路根據第二輸出端輸出的電流，改變預定參考時脈訊號的頻率，以產生時脈訊號，以及，將取得的時脈訊號輸出給電壓轉換電路。
較佳地，控制電路包括：時脈訊號產生電路，從參考時脈訊號，產生具有不同頻率的複數個時脈訊號；及時脈訊號選擇電路，專門地選擇時脈訊號產生電路輸出的複數個時脈訊號之一，以及，輸出選擇的時脈訊號給電壓轉換電路。
較佳地，時脈訊號產生電路包含分頻電路，分頻電路以預定的不同分割比例來分割參考時脈訊號，以產生及輸出具有不同頻率的時脈訊號。
較佳地，時脈訊號選擇電包括：選擇電路，根據輸入控制訊號，選擇時脈訊號產生電路輸出的複數個時脈訊號之一；及輸出電流偵測電路，偵測第二輸出端輸出的電流，以及，根據偵測到的電流，控制選擇電路的操作，其中，輸出電流偵測電路，當第二輸出端輸出的電流大時，控制選擇電路，以致於選擇電路輸出具有高頻的時脈訊號 之一。
較佳地，第一電源電路包括：切換調節器，具有電感器，其中，界定用於將電感器充電的切換調整器的切換時序之時脈訊號相對於參考時脈訊號具有相位差。
較佳地，第一電源電路使用預定的三角形訊號以對切換調整器執行PWM控制，及參考時脈訊號是長方形訊號，具有少於20%的工作循環，以及具有與三角形訊號相同的頻率。
根據本發明的第二態樣，提供多輸出電源裝置，將自其輸入端輸入的第一輸入電壓轉換成具有預定不同值的複數個電壓，以及，分別經由複數個輸出端，輸出電壓，該多輸出電源裝置包括：第一電源電路，從第一輸入電壓產生預定固定電壓，以及，經由第一輸出端輸出固定電壓；及複數個均包含電荷泵電路的第二電源電路，該電荷泵電路使用第一電源電路的輸出電壓作為第二輸入電壓並從第二輸入電壓產生預定的固定電壓，以及，經由第二輸出端輸出預定固定電壓，其中，複數個第二電源電路具有不同的用於使飛馳電容器充電及放電的充電及放電循環週期的時序。
較佳地，每一第二電源電路均包括：電壓轉換電路，根據輸入時脈訊號以對飛馳電容器充 電及放電、轉換第二輸入電壓、及經由第二輸出端輸出經過轉換的第二輸入電壓；及控制電路，控制電壓轉換電路中的電壓轉換，以致於第二輸出端輸出的電壓變成預定固定電壓，其中，每一第二電源電路的控制電路從預定參考時脈訊號與不同的第二電源電路中具有不同相位的時脈訊號，產生時脈訊號，以及，將取得的時脈訊號輸出給對應的電壓轉換電路。
根據本發明的多輸出電源裝置，提供一或更多均包含電荷泵電路的第二電源電路，電荷泵電路用於從第一電源電路的輸出電壓產生預定的固定電壓，以及，經由第二輸出端輸出預定固定電壓，以及，每一第二電源電路根據第二輸出端輸出的電流，改變飛馳電容器的充電及放電電循環的週期。因此，當使用複數個電荷泵電路時，能夠降低這些電荷泵電路以相同時脈訊號操作的可能性；因此，相較於先前技術中以相同時脈訊號用於複數個電荷泵電路的情形，能夠降低突波雜訊，這會造成低雜。
此外，可以在小電流至大電流的寬廣範圍，調整第二輸出端輸出的電流，且這會降低切換雜訊，因而增進效率。
此外，根本發明的多輸出電源裝置，提供複數個均包含電荷泵電路的第二電源電路，電荷泵電路用於從第一電源電路的輸出電壓產生預定的固定電壓，以及，經由第二 輸出端輸出預定固定電壓，以及，該複數個第二電源電路具有不同的用於使飛馳電容器充電及放電的充電及放電循環週期的時序。因此，能夠以簡單的電路配置來防止不同電源電路的輸入電流的峰值重疊；因而能夠降低電源電路的輸出電壓中發生的雜訊，且這造成裝置的低雜訊。
從參考附圖的下述較佳實施例的詳細說明中，將更清楚本發明的這些及其它目的、特點、及優點。
於下，將參考附圖，說明本發明的較佳實施例。
第一實施例
圖1是電路圖，舉例說明根據本發明的第一實施例之多輸出電源裝置。
如圖1所示，多輸出電源裝置1推升自輸入端IN輸入的輸入電壓Vdd至具有特定不同值的複數個電壓，以及，分別從對應的輸出端OUT1和OUT2，輸出電壓。自輸出端OUT1和OUT2輸出的電壓分別稱為輸出電壓Vo1和Vo2。
多輸出電源裝置1包含第一電源電路2及第二電源電路3，第一電源電路2作為用於產生及輸出輸出電壓Vo1的升壓切換調整器，第二電源電路3作為的升壓切換調整器，用於以第一電源電路2的輸出電壓Vo1來產生及輸出輸出電壓Vo2。
第一電源電路2包含電感器L1、切換電晶體M1、及整流二極體D1。切換電晶體M1是NMOS電晶體，用於根據輸入控制訊號以執行切換以推升輸入電壓Vdd，以及，用於以輸入電壓Vdd來充電電感器L1。
此外，第一電源電路2包含第一參考電壓產生電路11、電阻器R1和R2、平滑電容器C1、誤差放大電路12、振盪電路13、PWM比較器14、緩衝器15、及軟啟動電路16，第一參考電壓產生電路11產生及輸出給定的第一參考電壓Vref1，電阻器R1和R2用於偵測輸出電壓Vo1，振盪電路13產生及輸出三角形訊號TW及長方形訊號SQW，緩衝器15作為驅動電路。
第二電源電路3包含緩衝器21、位準偏移電路22、選擇器23、除法電路24、誤差放大電路25、第二參考電壓產生電路26、比較器27、第三參考電壓產生電路28、電阻器R3和R4、NMOS電晶體M2、二極體D2和D3、飛馳電容器C2、及輸出電容器C3，緩衝器21作為驅動電路，第二參考電壓產生電路26產生及輸出指定的第二參考電壓Vref2，第三參考電壓產生電路28產生及輸出指定的第三參考電壓Vref3，電阻器R3和R4用於偵測輸出電壓Vo2。
此處，緩衝器21、NMOS電晶體M2、二極體D2和D3、飛馳電容器C2及輸出電容器C3構成本發明的申請專利範圍中的「電壓轉換電路」；位準偏移電路22、選擇器23、除法電路24、誤差放大電路25、第二參考電壓產 生電路26、比較器27、第三參考電壓產生電路28及電阻器R3和R4構成本發明的申請專利範圍中的「控制電路」；誤差放大電路25、第二參考電壓產生電路26、比較器27、第三參考電壓產生電路28及電阻器R3和R4構成本發明的申請專利範圍中的「輸出電流偵測電路」；長方形訊號SQW對應於本發明的申請專利範圍中的「參考時脈訊號」；以及輸出端OUT1及OUT2分別對應於本發明的申請專利範圍中的「第一輸出端」及「第二輸出端」。
在第一電源電路2中，電感器L1連接於輸入端IN與切換電晶體M1的汲極之間，以及切換電晶體M1的源極連接於接地。二極體D1的陽極連接至電感器L1與切換電晶體M1的汲極的連接部，以及，二極體D1的陰極連接至輸出端OUT1。平滑電容器C1連接於輸出端OUT1與接地之間，電阻R1及R2串聯於輸出端OUT1與接地之間，分壓電壓Vfb1是取自於電阻R1與R2的連接部。
在誤差放大電路12中，分壓電壓Vfb1輸入至反相輸入端，第一參考電壓Vref1輸入至非反相輸入端，藉由放大分壓電壓Vfb1與第一參考電壓Vref1之間的電壓差，產生輸出訊號VA1，以及，所造成的訊號從誤差放大電路12的輸出端輸出作為輸出訊號VA1。
在PWM比較器14中，來自誤差放大電路12的輸出訊號VA1輸入至非反相輸入端，以及，三角形訊號TW輸入至反相輸入端。PWM比較器14使用三角形訊號TW以對輸出訊號VA1執行PWM調變，以及，產生及輸出脈衝 訊號Spwm。脈衝訊號SPwm經由緩衝器15輸入至切換電晶體M1的閘極。
在一段時間後，由於軟啟動電路16被啟動，以便脈衝訊號Spwm的工作循環以指定速度逐漸地加長，所以，軟啟動電路16指令第一參考電壓產生電路11以指定速度逐漸地將第一參考電壓Vref1升壓，藉以防止來自輸入端IN之太大電流及輸出電壓Vo1的超越量。
在第二電源電路3中，二極體D2的陰極連接至二極體D3的陽極，以及，二極體D3的陰極連接至輸出端OUT2。飛馳電容器C2連接於緩衝器21的輸出端與二極體C2的陰極之間，以及，輸出電容器C3連接於輸出端OUT2與接地之間。緩衝器21與位準偏移電路22以輸出電壓Vo1作為電源電壓操作，以及，NMOS電晶體M2連接於緩衝器21的負電源端與接地之間。
電阻R3與R4串聯於輸出端OUT2與接地之間，以及，分壓電壓Vfb2取自於電阻R3與R4的連接部。
在誤差放大電路25中，分壓電壓Vfb2輸入至反相輸入端，第二參考電壓Vref2輸入至非反相輸入端，藉由放大分壓電壓Vfb2與第二參考電壓Vref2之間的電壓差，產生輸出訊號VA2，以及，所造成的訊號從誤差放大電路25的輸出端作為輸出訊號VA2輸出。來自誤差放大電路25的輸出訊號VA2輸入至NMOS電晶體M2的閘極以及比較器27的非反相輸入端，第三參考電壓Vrf3輸入至比較器27的反相輸入端，以及，來自比較器27的輸出端輸 入至選擇器23。
來自振盪電路13的長方形訊號SQW輸入至除法電路24；除法電路24將長方長訊號SQW除以二，如此取得長方形訊號SQW1，並將長方形訊號SQW的頻率除以四，如此取得長方形訊號SQW2；以及，將長方形訊號SQW1及SQW2輸出至選擇器23的對應輸入端。選擇器23根據來自比較器27的訊號，專門地選取長方形訊號SQW1及長方形訊號SQW2之一，以及，將選取的訊號輸出至位準偏移電路22作為時脈訊號CK。位準偏移電路22將時脈訊號CK的位準偏移，以及，將所造成的訊號輸出給緩衝器21的輸入端。
注意，振盪電路13可以產生具有少於20%的工作循環以及具有與三角形訊號相同的頻率之長方形訊號SQW。在如此執行時，能夠在時脈訊號之間產生相位差，以及，提供切換電晶體M1的切換時序的參考及作為參考時脈訊號的長方形訊號SQW。
在具有上述電路配置的多輸出電源裝置1中，在第二電源電路3中，當緩衝器21的輸出訊號處於低位準時，經由二極體D2，以第一電源電路2的輸出電壓Vo1對飛馳電容器C2充電。此時，由飛馳電容器C2的充電電流由NMOS電晶體M2的汲極電流調整，由緩衝器21的輸出訊號維持在低位準時的時間長度以及NMOS電晶體M2的汲極電流來控制儲存於飛馳電容器C2中的電荷。當緩衝器21的輸出訊號在高位準時，在二極體D2側上的飛馳電容 器C2的端部的電壓上升至輸出電壓Vo1或更高，經由二極體D3，以此電壓對輸出電容器C3充電。因此，假使忽略二極體D2及二極體D3的壓降，則第二電源電路3的輸出電壓Vo2幾乎等於加至飛馳電容器C2的充電電壓之第一電源電路2的輸出電壓Vo1。
另一方面，在誤差放大電路25中，控制NMOS電晶體M2的閘極電壓，以致於分壓電壓Vfb2變成等於第二參考電壓Vref2。因此，當自第二電源電路3的輸出端OUT2輸出之輸出電流增加時，以及，輸出電壓Vo2降低時，誤差放大電路25的輸出電壓增加，NMOS電晶體M2的閘極電壓因而增加，以及，NMOS電晶體M2的汲極電流增加。因此，儲存於飛馳電容器C2中的電荷增加，飛馳電容器C2上的電壓增加，以及，輸出電壓Vo2增加。
相反地，當第二電源電路3的輸出電壓Vo2增加時，誤差放大電路25的輸出電壓降低，NMOS電晶體M2的汲極電流因而降低，以及，飛馳電容器C2中儲存的電荷降低。
依此方式，在第二電源電路3中，根據輸出電壓Vo2以控制儲存在飛馳電容器C2中的電荷，以及，能夠將輸出電壓Vo2控制為等於預設固定電壓。
由於作為第二電源電路3的電荷泵電路的大部份功率耗損是由緩衝器21中的切換元件造成的，所以，當時脈訊號CK的頻率高時，功率耗損增加，以及效率降低。因此，希望第二電源電路3以具有儘可能低的頻率之時脈訊 號CK操作，這會增進效率。但是，當時脈訊號CK的頻率低時，以儲存於飛馳電容器C2中的電荷對輸出電容器C3充電的次數會變小；如此，來自於第二電源電路3的輸出端OUT2的輸出電流增加，以及，輸出電壓Vo2降低。因此，在第二電源電路3中，當輸出電流增加時，以及NMOS電晶體M2的閘極電壓增加至預設值或更高時，時脈訊號CK的頻率增加。
亦即，當NMOS電晶體M2的閘極電壓高於第三參考電壓Vref3時，比較器27輸出高位準訊號。從比較器27接收高位準訊號，選擇器23選擇長方形訊號SQW1以增加時脈訊號CK的頻率。結果，對飛馳電容器C2充電的次數變二倍。此外，當NMOS電晶體M2的閘極電壓低於第三參考電壓Vref3時，比較器27輸出低位準訊號。從比較器27接收低位準訊號，選擇器23選擇長方形訊號SQW2以輸出時脈訊號CK。結果，對飛馳電容器C2充電的次數減半。
由於當時脈訊號CK的頻率高時，NMOS電晶體M2的閘極電壓稍微降低，所以，在比較器27的輸入端可以提供一定的遲滯量以遮蓋此電壓降低。因此，能夠確保穩定操作。
此外，在上述中，為了簡明起見，假定僅有一個第二電源電路3。當然，本實施例可以具有複數個第二電源電路3。在此情形中，來自振盪電路13的長方形訊號SQW輸入至第二電源電路3的除法電路24。
此外，在上述中，為了簡明起見，假定將作為參考時脈訊號的長方形訊號SQW的頻率除以2，以及，將長方形訊號SQW的頻率除以四，而取得輸入至選擇器23的長方形訊號SQW1及長方形訊號SQW2。當然，本發明不侷限於此。舉例而言，可以使用長方形訊號SQW以取代長方形訊號SQW1及長方形訊號SQW2。此外，輸入至選擇器23的訊號數目可以是三或更多。但是，在此情形中，據此增加選擇器23的控制訊號輸入端的數目，以及，提供不同於第三參考電壓Vref3之足夠數目的參考電壓，將是足夠的。
根據本發明的第一實施例之多輸出電源裝置，在作為第二電源電路3的電荷泵電路中，從第一電源電路2的輸出電壓Vo1產生輸出電壓Vo2，當來自第二電源電路3的輸出端OUT2之輸出電流增加時，以及，NMOS電晶體M2的閘極電壓增加至預設值或更高時，時脈訊號CK的頻率增加。結果，能夠視連接至輸出端OUT2的負載的條件而適當地改變時脈訊號CK的頻率。即使當使用複數個電荷泵電路時，仍然能夠降低電荷泵電路以相同時脈訊號操作的可能性；因此，相較於先前技術中相同時脈訊號用於電荷泵電路的情形，能夠降低突波雜訊，這會造成低雜訊。
此外，可以在小電流至大電流的寬廣範圍中，調整第二輸出端輸出的電流；這降低切換損耗，如此增進效率。
第二實施例
在第一實施例中，時脈訊號CK的頻率會視連接至作為第二電源電路3的電荷泵電路的輸出端OUT2之負載條件而適當地改變。
在本實施例中，適當地改變電荷泵電路中所使用的時脈訊號CK的相位，而非時脈訊號CK的頻率。
圖2是電路圖，舉例說明根據本發明的第二實施例之多輸出電源裝置。
在圖2中，與圖1中所示的元件相同的元件會以相同代號表示，省略其說明，並僅說明第一實施例與第二實施例不同之處。
圖2中所示的多輸出電源裝置與圖1中所示的多輸出電源裝置不同之處在於圖1中所示的振盪電路13、除法電路24、第一電源電路2、及第二電源電路3被改變成振盪電路13a、除法電路24a、第一電源電路2a、及第二電源電路3a。此外，在圖2中增加地設置第二電源電路4。
在圖2中，振盪電路13a僅產生及輸出三角形訊號TW，除法電路24a僅以一分割比例除輸入訊號的頻率；在第二電源電路3a中，沒有圖1中所示的選擇器23、比較器27、第三參考電壓產生電路28，但設置比較器27及第四參考電壓產生電路28a。
如圖2所示，多輸出電源裝置1a推升自輸入端IN輸入的輸入電壓Vdd至具有指定不同值的複數個電壓，以及，分別從對應的輸出端OUT1、OUT2、及OUT3輸出電壓。從輸出端OUT1、OUT2、及OUT3輸出的電壓分別稱為 輸出電壓Vo1、Vo2、及Vo3。
多輸出電源裝置1包含第一電源電路2a、第二電源電路3、及第二電源電路4，第一電源電路2a作為升壓切換調整器，用於產生及輸出輸出電壓Vo1，第二電源電路3a作為升壓電荷泵電路，用於以第一電源電路2a的輸出電壓Vo1作為輸入電壓以產生及輸出輸出電壓Vo2，第二電源電路4作為升壓電荷泵電路，用於以第一電源電路2a的輸出電壓Vo1作為輸入電壓以產生及輸出輸出電壓Vo3。
第一電源電路2a包含電感器L1、切換電晶體M1、整流二極體D1、第一參考電壓產生電路11、電阻R1及R2、平滑電容器C1、誤差放大電路12、產生及輸出三角形訊號TW之振盪電路13a、緩衝器15、及軟啟動電路16。
第二電源電路3a包含緩衝器21、位準偏移電路22、選擇器23、除法電路24、誤差放大電路25、第二參考電壓產生電路26、比較器27a、產生及輸出指定的第四參考電壓Vref4之第四參考電壓產生電路28a、電阻器R3和R4、NMOS電晶體M2、二極體D2和D3、飛馳電容器C2、及輸出電容器C3。
第二電源電路4包含緩衝器31、反相器32、誤差放大電路33、產生及輸出給定的第五參考電壓Vref5之第五參考電壓產生電路34、電阻器R5和R6、NMOS電晶體M3、二極體D4和D5、飛馳電容器C4、及輸出電容器C5 。
在第二電源電路3a中，位準偏移電路22、除法電路24a、誤差放大電路25、第二參考電壓產生電路26、比較器27a、第四參考電壓產生電路28a、及電阻器R3和R4構成本發明的申請專利範圍中的「控制電路」。
在第二電源電路4中，緩衝器31、NMOS電晶體M3、二極體D4和D5、飛馳電容器C4及輸出電容器C5構成本發明的申請專利範圍中的「電壓轉換電路」；反相器32、誤差放大電路33、第五參考電壓產生電路34、及電阻器R5和R6構成本發明的申請專利範圍中的「控制電路」；以及，輸出端OUT2及OUT3對應於本發明的申請專利範圍中的「第二輸出端」。
除了振盪電路13a僅產生及輸出三角形訊號TW之外，第一電源電路2a與第一電源電路2相同。
第二電源電路3a中，三角形訊號TW輸入至比較器27a的反相輸入端，以及，第四參考電壓Vref4輸入至比較器27a的非反相輸入端。來自比較器27a的輸出訊號CPCLK輸入至除法電路24a，除法電路24a以預定的分割比例除輸出訊號CPCLK的頻率，以及，所造成的訊號輸出至位準偏移電路22。第二電源電路3a的其它操作與圖1中的第二電源電路3相同，省略重覆說明。
在第二電源電路4中，二極體D5的陽極連接至輸出端OUT3，二極體D5的陰極連接至二極體D4的陽極，以及，二極體D4的陰極接地。飛馳電容器C4連接於緩衝器 31的輸出端與二極體D5的陰極之間，以及，輸出電容器C5連接於輸出端OUT3與接地之間。緩衝器31與反相器32以輸出電壓作為電源電壓操作，以及，NMOS電晶體M3連接於緩衝器31的負電壓源端與接地之間。
位準偏移電路22輸出的輸出訊號輸入至反相器32的輸入端，以及，反相器32的輸出端連接至緩衝器31的輸入端。電阻R5連接於輸出端OUT3與誤差放大電路33的非反相輸入端之間，以及，電阻R6連接於第五參考電壓產生電路34的輸出端與誤差放大電路33的非反相輸入端之間。
在誤差放大電路33中，反相輸入端連接至接地，以及，輸出端連接至NMOS電晶體M3的閘極。作為參考時脈訊號之來自比較器27的輸出訊號CPCLK具有少於20%的工作循環以及具有與三角形訊號相同的頻率。為了如此執行，可以在提供切換電晶體M1的切換時序的參考之時脈訊號與緩衝器21輸出的時脈訊號CK1之間產生相位差。
圖3是時序圖，顯示具有上述電路配置之多輸出電源裝置1a的操作。
在圖3中，「時脈訊號CK1」是緩衝器21的輸出訊號，「時脈訊號CK21」是緩衝器31的輸出訊號；，「C2充電及放電電流」是用於對飛馳電容器C2充電及放電的電流，「C4充電及放電電流」是用於對飛馳電容器C4充電及放電的電流。
此外，在圖3中，正電流代表從輸出電壓Vo1經由緩衝器21或緩衝器31的輸出端而流至飛馳電容器C2或飛馳電容器C4之電流，而負電流代表從飛馳電容器C2或飛馳電容器C4經由緩衝器21或緩衝器31的輸出端而流至接地之電流。
在圖3中，間隔A代表第一電源電路2a的輸出電流大的間隔，間隔C代表第一電源電路2a的輸出電流小的間隔，間隔B代表第一電源電路2a的輸出電流從大輸出電流轉換至小輸出電流的間隔。
在間隔A中，由於從第一電源電路2a的輸出端OUT1輸出的輸出電流大，所以，從誤差放大電路12輸出的輸出訊號VA1處於高電壓，如此，從PWM比較器14輸出的脈衝訊號的高位準脈衝的寬度增加；亦即，脈衝訊號Spwm長時間處於高位準。由於當脈衝訊號Spwm處於高位準時切換電晶體M1被開啟，所以，在間隔A中，脈衝訊號Spwm的增加的脈衝寬度代表切換電晶體M1開啟的時間長度變長。
在間隔B中，從第一電源電路2a的輸出端OUT1輸出的輸出電流逐漸地降低；以及，從PWM比較器14輸出的脈衝訊號Spwm的高位準脈衝的寬度逐漸降低，脈衝訊號Spwm處於高位準的時間長度短。
在間隔C中，由於從第一電源電路2a的輸出端OUT1輸出的輸出電流小，所以，從PWM比較器14輸出的脈衝訊號Spwm的脈衝寬度小，亦即，脈衝訊號Spwm處於高 位準的時間長度短。
在比較器27a中，來自振盪電路13a的三角形訊號TW與第四參考電壓Vref4相比較，以及，輸出訊號CPCLK從比較器27a的輸出端輸出。時脈訊號CPCLK的頻率從比較器27a的輸出端輸出。除法電路24a以預定的分割比來除時脈訊號CPLK的頻率，以及，造成的訊號經由位準偏移電路22而輸入至緩衝器21，以及，被用作第二電源電路3a的電荷泵電路的時脈訊號。自位準偏移電路22輸出的輸出訊號經由反相器32而輸入至緩衝器31，以及，使用自緩衝器31輸出的輸出訊號作為第二電源電路4的電荷泵電路的時脈訊號。
於下，將說明時脈訊號CK1、時脈訊號CK2、飛馳電容器C2充電及放電的充電及放電電流、以及飛馳電容器C4充電及放電的充電及放電電流之間的關係。
當時脈訊號CK1在低位準時，以第一電源電路2的輸出位準作為電源電壓，將充電電流經由二極體D2供應給飛馳電容器C2。但是，由於NMOS電晶體M2連接於緩衝器21的負電源端與接地之間，所以，飛馳電容器C2的充電電流受限於NMOS電晶體M2的汲極電流。
自誤差放大電路25輸出的輸出訊號VA2輸入至NMOS電晶體M2的閘極，第二參考電壓Vref2輸入至誤差放大電路25的非反相輸入端，以及，分壓電壓Vfb2輸入至誤差大電路25的反相輸入端。因此，從誤差放大電路25輸出的輸出訊號VA2視第二電源電路3a的輸出電壓 Vo2而定。具體而言，當第二電源電路3a的輸出電壓Vo2增加時，誤差放大電路25的輸出電壓VA2降低，以及，當第二電源電路3a的輸出電壓Vo2降低時，誤差放大電路25的輸出電壓VA2增加。因此，如圖3中的部份「a」所示，NMOS電晶體M2的汲極電流變成與第二電源電路3a的輸出電壓Vo2相關連的固定電流。
另一方面，當時脈訊號CK1處於高位準時，與二極體D3的陽極相連接的飛馳電容器C2的端部的電壓增加，以及，經由二極體D3，將輸出電容器C3快速地充電。結果，如圖3中的部份「b」所示，經由緩衝器21的輸出端，在第一電源電路2a的輸出電壓Vo1之下，產生大充電電流。伴隨著輸出電容器C3的充電，此充電電流大幅下降。
此外，當時脈訊號CK2處於高位準時，經由緩衝器31的輸出端，在第一電源電路2a的輸出電壓Vo1之下，大充電電流供應給飛馳電容器C4。如圖3中的部份「c」所示，正好在時脈訊號CK2上升至高位準之後，大充電電流導通，以及，此充電電流隨著輸出電容器C4的充電而大幅下降。
當時脈訊號CK2在低位準時，與二極體D5的陰極相連接的飛馳電容器C4的端部電壓下降，經由二極體D5，將輸出電容器C5充電。但是，由於NMOS電晶體M3連接於緩衝器31的負電源端與接地之間，飛馳電容器C4的充電電流受限於NMOS電晶體M3的汲極電流。
自誤差放大電路33輸出的輸出訊號VA3輸入至NMOS電晶體M3的閘極；以電阻器R5及R6，將第二電源電路4輸出的輸出電壓Vo3與第五參考電壓Vref5之間的電壓分壓而取得的分壓電壓Vfb3輸入至誤差放大電路33的非反相輸入端；以及，誤差放大電路33的反相輸入端接地。因此，從誤差放大電路33輸山的輸出訊號VA3視第二電源電路4的輸出電壓Vo3而定。因此，NMOS電晶體M3的汲極電流變成與第二電源電路4的輸出電壓Vo3相關連的固定電流。如圖3中的部份「d」所示，飛馳電容器C4的充電電流幾乎為固定電流。
如上所述，當分別用於第二電源電路3a及第二電源電路4中的時脈訊號CK1及時脈訊號CK2相同時，反相器32在時脈訊號CK1的相位及時脈訊號CK2相位之間產生180度的相位差；因此，能夠防止流至第二電源電路3a的電流峰值與流至第二電源電路4的電流峰值重疊，以及，降低第一電源電路2a的輸出電壓Vo1的負載改變所造成的電壓改變。
接著，將說明第四參考電壓Vref4。
第四參考電壓Vref4設定為稍微高於三角形訊號TW的下限電壓。因此，從比較器27a輸出的時脈訊號CPCLK具有少於20%的高位準工作循環。
如圖3所示，從第一電源電路2a供應至第二電源電路3a及第二電源電路4的電流峰值的時序正好在時脈訊號CPCLK從低位準上升至高位準之後。此外，從輸入電 壓Vdd供應至第一電源電路2a的電流峰值的時間是在當脈衝訊號Spwm(未顯示)從高位準下降至低位準時的時間。
因此，當第一電源電路2a的輸出端OUT1輸出的輸出電流相當大時，即使在來自第一電源電路2a的輸出端OUT1之輸出電流大之間隔A與間隔B之間，第四參考電壓Vref4仍然設定成從第一電源電路2a輸出的峰值電流的時序與從第二電源電路3a及第二電源電路4輸出的峰值電流的時序不會重疊。
在來自第一電源電路2a的輸出端OUT1之輸出電流小的間隔C中，從第一電源電路2a輸出的峰值電流的時序與從第二電源電路3a及第二電源電路4輸出的峰值電流的時序相重疊。但是，由於電流小，所以，即使當第一電源電路2a輸出的峰值電流的時序與從第二電源電路3a及第二電源電路4輸出的峰值電流的時序相重疊時，仍然無大影響。
注意，在圖2中，說明第二電源電路4是產生及輸出負電壓的電荷泵電路。當然，第二電源電路4可以是如同第二電源電路3般為產生及輸出正電壓的電荷泵電路。此外，在圖2中，說明有二個電荷泵電路，它們使用具有相同頻率的時脈訊號。當然，本實施例可以應用於三或更多電荷泵電路使用具有相同頻率的時脈訊號之情形。當電荷泵電路的數目增加時，足以降低不同的時脈訊號的相位差，以致於電荷泵電路的電流峰值不會重疊。
根據本發明的第二實施例之多輸出電源裝置，反相器32在用於第二電源電路3a中的時脈訊號CK1的相位與用於第二電源電路4中的時脈訊號CK2的相位之間產生180度的相位差；如此，流至第二電源電路3a之電流的峰值與流至第四電源電路4之電流的峰值不同。結果，能夠降低電源電路的輸出電壓中的雜訊。
雖然已參考為了說明而選擇的具體實施例以說明本發明，但是，顯然本發明不限於這些實施例，而是在不悖離本發明的基本概念及發明範圍之下，習於此技藝者可以對其產生眾多修改。
本專利申請案根據2007年7月11日申請的日本優先權專利申請號2007-182230，其整體內容於此一併列入參考。
1‧‧‧多輸出電源裝置
1a‧‧‧多輸出電源裝置
2‧‧‧第一電源電路
2a‧‧‧第一電源電路
3‧‧‧第二電源電路
3a‧‧‧第二電源電路
4‧‧‧第二電源電路
11‧‧‧第一參考電壓產生電路
12‧‧‧誤差放大電路
13‧‧‧振盪電路
13a‧‧‧振盪電路
14‧‧‧PWM比較器
15‧‧‧緩衝器
16‧‧‧軟啟動電路
21‧‧‧緩衝器
22‧‧‧位準偏移電路
23‧‧‧選擇器
24‧‧‧除法電路
24a‧‧‧除法電路
25‧‧‧誤差放大電路
26‧‧‧第二參考電壓產生電路
27‧‧‧比較器
27a‧‧‧比較器
28‧‧‧第三參考電壓產生電路
28a‧‧‧第四參考電壓產生電路
31‧‧‧緩衝器
32‧‧‧反相器
33‧‧‧誤差放大電路
34‧‧‧第五參考電壓產生電路
101‧‧‧選擇器
102‧‧‧電荷泵電路
103‧‧‧頻率設定指標器
104‧‧‧分壓器
105‧‧‧電壓比較電路
111‧‧‧電荷泵升壓電路
112‧‧‧選擇器
113‧‧‧時脈分頻器
117‧‧‧HVcc偵測電路
118‧‧‧控制電路
圖1是電路圖，舉例說明根據本發明的第一實施例之多輸出電源裝置；圖2是電路圖，舉例說明根據本發明的第二實施例之多輸出電源裝置；圖3是時序圖，說明具有上述電路配置的多輸出電源裝置1a的操作；圖4是方塊圖，舉例說明先前技術的升壓電路的配置；及圖5是方塊圖，舉例說明先前技術的升壓電路的另一 配置實施例。
1‧‧‧多輸出電源裝置
2‧‧‧第一電源電路
3‧‧‧第二電源電路
11‧‧‧第一參考電壓產生電路
12‧‧‧誤差放大電路
13‧‧‧振盪電路
14‧‧‧PWM比較器
15‧‧‧緩衝器
16‧‧‧軟啟動電路
21‧‧‧緩衝器
22‧‧‧位準偏移電路
23‧‧‧選擇器
24‧‧‧除法電路
25‧‧‧誤差放大電路
26‧‧‧第二參考電壓產生電路
27‧‧‧比較器
28‧‧‧第三參考電壓產生電路

Claims (12)

  1. 一種多輸出電源裝置，將自其輸入端輸入的第一輸入電壓轉換成具有預定不同值的複數個電壓，以及，分別經由複數個輸出端，輸出該複數個電壓，該多輸出電源裝置包括：第一電源電路，從該第一輸入電壓產生預定固定電壓，以及，經由第一輸出端輸出該固定電壓；及一或更多均包含電荷泵電路的第二電源電路，該電荷泵電路使用該第一電源電路的輸出電壓作為第二輸入電壓、從該第二輸入電壓產生預定的固定電壓，以及，經由第二輸出端輸出該預定固定電壓，其中，每一該第二電源電路根據該第二輸出端輸出的電流，改變用於使各別的該第二電源電路的飛馳電容器充電及放電的充電及放電循環的週期，其中，每一該第二電源電路均包括：電壓轉換電路，根據輸入時脈訊號以對該飛馳電容器充電及放電、轉換該第二輸入電壓、及經由該第二輸出端輸出經過轉換的該第二輸入電壓；及控制電路，控制該電壓轉換電路中的電壓轉換，以致於該第二輸出端輸出的該電壓成為該預定固定電壓，其中，該控制電路根據該第二輸出端輸出的電流，改變預定 參考時脈訊號的頻率，以產生該時脈訊號，以及，將該取得的該時脈訊號輸出給該電壓轉換電路。
  2. 如申請專利範圍第1項之多輸出電源裝置，其中，當從該第二輸出端輸出的電流增加時，每一該第二電源電路縮短用於使該飛馳電容器充電及放電的該充電及放電循環的週期。
  3. 如申請專利範圍第1項之多輸出電源裝置，其中，該控制電路包括：時脈訊號產生電路，從該參考時脈訊號，產生具有不同頻率的複數個時脈訊號；及時脈訊號選擇電路，專門地選擇該時脈訊號產生電路輸出的該複數個時脈訊號之一，以及，輸出選擇的該時脈訊號給該電壓轉換電路。
  4. 如申請專利範圍第3項之多輸出電源裝置，其中，該時脈訊號產生電路包含分頻電路，以預定的不同分割比例來分割該參考時脈訊號，以產生及輸出具有不同頻率的該複數個時脈訊號。
  5. 如申請專利範圍第4項之多輸出電源裝置，其中，該時脈訊號選擇電路包括：選擇電路，根據輸入控制訊號，選擇該時脈訊號產生電路輸出的該複數個時脈訊號之一；及 輸出電流偵測電路，偵測該第二輸出端輸出的電流，以及，根據該偵測到的該電流，控制該選擇電路的操作，其中，該輸出電流偵測電路，當該第二輸出端輸出的該電流大時，控制該選擇電路，以致於該選擇電路輸出具有高頻的該複數個時脈訊號之一。
  6. 如申請專利範圍第1項之多輸出電源裝置，其中，該第一電源電路包括：切換調整器，具有電感器，其中，界定用於充電該電感器的該切換調整器的切換時序之時脈訊號與該參考時脈訊號具有相位差。
  7. 如申請專利範圍第6項之多輸出電源裝置，其中，該第一電源電路使用預定三角形訊號執行該切換調整器上的PWM控制，以及該參考時脈訊號是長方形訊號，具有少於20%的工作循環以及具有與該三角形訊號相同的頻率。
  8. 如申請專利範圍第1項之多輸出電源裝置，其中，如果該第二輸出端輸出的該電流增加，則該控制電路增加該預定參考時脈訊號的頻率，以產生該時脈訊號，以及，將該取得的該時脈訊號輸出給該電壓轉換電路。
  9. 如申請專利範圍第8項之多輸出電源裝置，其中，該電壓轉換電路根據接收到的該時脈訊號，降低對該飛馳電容器充電的週期。
  10. 如申請專利範圍第1項之多輸出電源裝置，其中，如果該第二輸出端輸出的該電流減少，則該控制電路降低該預定參考時脈訊號的頻率，以產生該時脈訊號，以及，將該取得的該時脈訊號輸出給該電壓轉換電路。
  11. 如申請專利範圍第10項之多輸出電源裝置，其中，該電壓轉換電路根據接收到的該時脈訊號，增加對該飛馳電容器充電的週期。
  12. 一種多輸出電源裝置，將自其輸入端輸入的第一輸入電壓轉換成具有預定不同值的複數個電壓，以及，分別經由複數個輸出端，輸出該複數個電壓，該多輸出電源裝置包括：第一電源電路，從該第一輸入電壓產生預定固定電壓，以及，經由第一輸出端輸出該固定電壓；及複數個均包含電荷泵電路的第二電源電路，該電荷泵電路使用該第一電源電路的該輸出電壓作為第二輸入電壓並從該第二輸入電壓產生預定的固定電壓，以及，經由第二輸出端輸出該預定固定電壓，其中， 該複數個第二電源電路具有不同的用於使各別的該複數個第二電源電路的對應的飛馳電容器充電及放電的充電及放電循環週期的時序，其中，每一該複數個第二電源電路均包括：電壓轉換電路，根據輸入時脈訊號以對對應的該飛馳電容器充電及放電、轉換該第二輸入電壓、及經由該第二輸出端輸出該經過轉換的該第二輸入電壓；及控制電路，控制該電壓轉換電路中的電壓轉換，以致於該第二輸出端輸出的該電壓成為該預定固定電壓，其中，每一該複數個第二電源電路的該控制電路從預定參考時脈訊號與不同的第二電源電路中具有不同相位的時脈訊號，產生該時脈訊號，以及，將該取得的該時脈訊號輸出給對應的該電壓轉換電路。
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