JP2005312193A - 電子スイッチ制御方法及び昇圧回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 電源入力端子の電圧降下やリップルの増大を抑制できる電子スイッチ制御方法及び昇圧回路を提供する。
【解決手段】 第１の電子スイッチ１１と第２の電子スイッチ１３及び第３の電子スイッチ１５と第４の電子スイッチ１６からなる二組の対をなす電子スイッチ対と、昇圧用コンデンサ１０及び平滑用コンデンサ１８とを含む基本回路を複数個接続してなる昇圧回路の電子スイッチ制御方法において、各基本回路の一方の電子スイッチ対（１１、１３）の制御信号と他方の電子スイッチ対（１５、１６）の制御信号とはそれぞれ互に反転状態で制御され、同時に、各基本回路の一方の電子スイッチ対（１１、１３）の各制御信号の位相が分散されて制御されたことを特徴とする電子スイッチ制御方法及びこれを用いた昇圧回路である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電子スイッチ制御方法及び昇圧回路に関し、特に、スイッチドキャパシタを用いたチャージポンプ回路の電子スイッチ制御方法及び昇圧回路に関するものである。

対をなす電子スイッチを互いに反転状態で開閉制御する回路は一般的に用いられており、例えばコンデンサの一端に一対の電子スイッチを接続し、コンデンサの両端を電源に接続してコンデンサに充電する充電ステップと、充電されたコンデンサの一端を電源に接続し、他端側より昇圧された電圧を出力する昇圧ステップとを交互に繰り返して電源電圧を昇圧する昇圧回路に適用される。このような昇圧回路は例えば特許文献１に開示されている。

これを図７を参照して説明する。図において、１０は昇圧用コンデンサ、１１は昇圧用コンデンサ１０の一端を選択的に電源入力端子１２に接続する第１の電子スイッチ、１３は第１の電子スイッチ１１と同じ開閉状態で制御される第２の電子スイッチで、昇圧用コンデンサ１０の他端を選択的に接地ライン１４に接続し接地する。１５は第１、第２の電子スイッチ１１、１３とは反転状態て開閉制御される第３の電子スイッチで、一端が昇圧用コンデンサ１０と第２の電子スイッチ１３の接続部に接続されている。

上記昇圧用コンデンサ１０、第１、第２、第３の電子スイッチ１１、１３、１５によって図示点線で囲まれる基本回路Ｕを構成している。図示例では３つの基本回路Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３が直列的に配置され、初段の基本回路Ｕ１の第３の電子スイッチ１５の他端は電源入力端子１２に接続され、図示省略するが後段の第３の電子スイッチ１５の他端は、前段の昇圧用コンデンサ１０と第１の電子スイッチ１１の接続部にぞれぞれ接続されている。図示例では電子スイッチを開閉制御する制御回路は省略している。１６は最後段の基本回路Ｕ３の昇圧用コンデンサ１０の一端と電源出力端子１７の間に接続され、第３の電子スイッチ１５と同じ開閉状態で制御される第４の電子スイッチ、１８は電源出力端子１７と接地ライン１４間に接続された平滑用コンデンサを示す。

この昇圧回路２００の動作を以下に説明する。先ず、第１、第２の電子スイッチ１１、１３を閉状態、第３、第４の電子スイッチ１５、１６を開状態とすると、各基本回路Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３内の昇圧用コンデンサ１０は電源電圧まで充電される。次に第１、第２の電子スイッチ１１、１３を開状態、第３、第４の電子スイッチ１５、１６を閉状態とすると、各基本回路Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３の昇圧用コンデンサ１０は電源入力端子１２と電源出力端子１７の間で直列接続され、一端側第３の電子スイッチ１５によって電源入力端子１２に接続されるため、電源出力端子１７には電源電圧と各昇圧用コンデンサ１０の端子間電圧を加算した昇圧電圧が出力される。

ところで半導体回路では電子スイッチとして一般的にＭＯＳトランジスタが用いられる。この場合、電源と接地間を電子スイッチで直結し閉状態とすると電子スイッチを構成するＭＯＳトランジスタに過大な貫通電流が流れて電子スイッチを破壊し昇圧回路２００を不良にするという問題がある。

このような問題を回避するには、電子スイッチを開閉制御する制御信号として、一方の制御信号が立下ってから一定時間後に他の制御信号が立上がるようにして、各電子スイッチが同時に閉状態にならないようにすればよい。即ち、図７に示す昇圧回路２００は図８に示す動作波形の制御信号により電子スイッチを駆動すれば貫通電流の発生を防止できる。

尚、上記の昇圧回路２００の基本回路Ｕは、昇圧用コンデンサ１０、第１、第２、第３の電子スイッチ１１、１３、１５によって構成される例で説明したが、一般には、これに第４の電子スイッチ１６、平滑用コンデンサ１８を加えた回路を２倍昇圧の単位となる基本回路としている。そして、この基本回路を図７の各基本回路Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３に替えて電源入出力端子の間に接続することで所望の昇圧電圧を得ている。
特開平７−１９４０９８号公報（第５頁、図１）

ところが、この従来の電子スイッチ制御方法では、各基本回路Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３内の昇圧用コンデンサ１０は電源電圧まで同時に充電されるため、電源出力端子のリップル問題と共に、電源入力端子の電圧降下やリップルが増大するという問題がある。この電源入力端子の電圧降下やリップルの増大は、昇圧回路２００の周辺回路等への雑音源となる。

本発明は上記課題の解決を目的として提案されたもので、電源入力端子の電圧降下やリップルの増大を抑制できる電子スイッチ制御方法及び昇圧回路を提供する。

請求項１記載の発明は、二組の対をなす電子スイッチ対と、二個のコンデンサとを含む基本回路を複数個接続してなる昇圧回路の電子スイッチ制御方法において、各基本回路の一方の電子スイッチ対の制御信号と他方の電子スイッチ対の制御信号とはそれぞれ互に反転状態で制御され、同時に、各基本回路の回路毎に一方の電子スイッチ対の各制御信号の位相が分散されて制御されたことを特徴とする電子スイッチ制御方法である。

請求項２記載の発明は、基本回路が、昇圧用コンデンサとしての二個のコンデンサのうち一方のコンデンサと、一端が接地された平滑用コンデンサとしての他方のコンデンサと、一端が一方のコンデンサの一端に接続され、他端が選択的に電源入力端子又はこれと同等以上の電圧を有する端子に接続される第１の電子スイッチと、第１の電子スイッチと同じ開閉状態で制御され、一方のコンデンサの他端を接地する第２の電子スイッチとで構成される一方の電子スイッチ対と、第１、第２の電子スイッチとは反転状態て開閉制御され、一方のコンデンサの他端を電源入力端子又はこれと同等以上の電圧を有する端子に接続する第３の電子スイッチと、一端が一方のコンデンサの一端と第１の電子スイッチの一端との接続部に、他端が他方のコンデンサの他端に接続される第４の電子スイッチとで構成される他方の電子スイッチ対とを含んでなり、請求項１に記載の電子スイッチ制御方法で制御されることを特徴とする昇圧回路である。

請求項３記載の発明は、基本回路が複数直列的に多段接続されてなる請求項２に記載の昇圧回路であって、初段の基本回路の第１の電子スイッチの他端が電源入力端子に接続され、次段以降の基本回路の第１の電子スイッチの他端が１つ前の段の基本回路の他方のコンデンサの他端に接続され、各基本回路の各第３の電子スイッチの他端が電源入力端子に接続されてなることを特徴とする昇圧回路である。

請求項４記載の発明は、基本回路が複数直列的に多段接続されてなる請求項２に記載の昇圧回路であって、初段の基本回路の第３の電子スイッチの他端が電源入力端子に接続され、次段以降の基本回路の第３の電子スイッチの他端が１つ前の段の基本回路の他方のコンデンサの他端に接続され、各基本回路の各第１の電子スイッチの他端が電源入力端子に接続されてなることを特徴とする昇圧回路である。

請求項５記載の発明は、請求項３又は請求項４記載の昇圧回路が２以上含んでなる昇圧回路であって、電源入力端子と接地間に複数並列接続されてなることを特徴とする多出力の昇圧回路である。

請求項６記載の発明は、請求項３と請求項４とに記載の昇圧回路が２以上含んでなる昇圧回路であって、電源入力端子と接地間に複数並列接続されてなることを特徴とする多出力の昇圧回路である。

請求項７記載の発明は、奇数個のインバータを直列接続し末尾のインバータ出力を先頭のインバータ入力に接続してなるリング発振器により得られる制御信号であって、直列接続された多数のインバータの先頭インバータとリング中間に位置するインバータとの間に位置するインバータとその偶数個後方にあるインバータの各出力のそれぞれの論理積出力及び論理和の否定出力を取出して、各々各基本回路の一方の電子スイッチ対の制御信号と他方の電子スイッチ対の制御信号とに利用することを特徴とする請求項２〜６に記載の昇圧回路である。

以上のように本発明によれば、互いに駆動タイミングに時間差を持たせた状態で開閉制御されるため、電源入力端子の電圧降下やリップルの増大を抑制でき、また、電源入力端子の波形変化の平滑化を図れるため、昇圧回路の周辺回路等への雑音の影響を低減できる。

また電子スイッチの開閉タイミングを遅延させる遅延時間はインバータの伝達遅延時間で決定されるため短時間で比較的ばらつきが小さく、昇圧コンデンサを用いた昇圧回路では充電動作と昇圧動作の間の休止時間を最小にできるため、リップルが小さく電源入力端子の波形の平滑化が図られた昇圧回路を実現できる。

チャージポンプ回路の電源入力端子の電圧降下やリップルの増大を抑制するという目的を、チャージポンプ回路を構成する各基本回路への電子スイッチの制御信号の位相を異ならせることで実現した。

以下、本発明の実施例１の昇圧回路１００を、図１を参照し、従来例２００と同一物には同一の符号を用いて説明する。図において、１０は昇圧用コンデンサ、１１は昇圧用コンデンサ１０の一端を選択的に電源入力端子１２又はこれと同等以上の電圧を有する端子に接続する第１の電子スイッチ、１３は第１の電子スイッチ１１と同じ開閉状態で制御される第２の電子スイッチで、昇圧用コンデンサ１０の他端を選択的に接地ライン１４に接続し接地する。１５は第１、第２の電子スイッチ１１、１３とは反転状態で開閉制御される第３の電子スイッチで、一端が昇圧用コンデンサ１０と第２の電子スイッチ１３の接続部に接続されている。

さらに、１６は第４の電子スイッチで、一端が基本回路Ｖの第１の電子スイッチ１１と昇圧用コンデンサ１０の接続部に、他端が電源出力端子１７（１）にそれぞれ接続されている。１８は、一端が接地ライン１４に接続され、他端が第４の電子スイッチ１６の他端に接続された平滑用コンデンサを示す。上記昇圧用コンデンサ１０、平滑用コンデンサ１８及び第１〜第４の電子スイッチ１１、１３、１５、１６によって図示点線で囲まれる基本回路Ｖを構成する。

図示例では２つの基本回路Ｖ（１，１）、Ｖ（１，２）が直列的に配置され、各段の基本回路Ｖ（１，１）、Ｖ（１，２）の第３の電子スイッチ１５の他端はそれぞれ電源入力端子１２に接続され、前段の基本回路Ｖ（１，１）の平滑用コンデンサ１８と第４の電子スイッチ１６の接続部は、後段の基本回路Ｖ（１，２）の第１の電子スイッチ１１の他端に接続されている。そして、最終段の平滑用コンデンサ１８と第４の電子スイッチ１６の接続部は、電源出力端子１７（１）に接続されている。尚、図示例では電子スイッチを開閉制御する制御回路は省略している。

この昇圧回路１００の動作を以下に説明する。先ず、各基本回路Ｖ（１，１）、Ｖ（１，２）内の第１、第２の電子スイッチ１１、１３を閉状態、第３、第４の電子スイッチ１５、１６を開状態とすると、基本回路Ｖ（１，１）の昇圧用コンデンサ１０の他端は接地ライン１４に接続され、昇圧用コンデンサ１０の一端は電源入力端子１２に接続される。また、基本回路Ｖ（１，２）の昇圧用コンデンサ１０の他端は接地ライン１４に接続され、昇圧用コンデンサ１０の一端は基本回路Ｖ（１，１）の平滑用コンデンサ１８の他端に接続される（充電工程）。

次に第１、第２の電子スイッチ１１、１３を開状態、第３、第４の電子スイッチ１５、１６を閉状態とすると、基本回路Ｖ（１，１）の昇圧用コンデンサ１０の他端は電源入力端子１２に接続され、昇圧用コンデンサ１０の一端は基本回路Ｖ（１，１）の平滑用コンデンサ１８の他端に接続されるため、電源電圧と昇圧用コンデンサ１０に充電された充電電圧とが加算された昇圧電圧が基本回路Ｖ（１，１）の平滑用コンデンサ１８の他端に発生する。また、基本回路Ｖ（１，２）の昇圧用コンデンサ１０の他端も電源入力端子１２に接続され、昇圧用コンデンサ１０の一端は基本回路Ｖ（１，２）の平滑用コンデンサ１８の他端に接続されるため、電源電圧と昇圧用コンデンサ１０に充電された充電電圧とが加算された昇圧電圧が基本回路Ｖ（１，２）の平滑用コンデンサ１８の他端に発生する（昇圧工程）。

そして、第１、第２の電子スイッチ１１、１３と第３、第４の電子スイッチ１５、１６とを、図２に示す各電子スイッチに対応した制御信号Ａ（１，１）、Ｂ（１，１）とＡ（１，２）、Ｂ（１，２）とにより切り換えることにより、上記充電工程と昇圧工程とを繰返し、電源出力端子１７（１）に昇圧された電圧を連続して出力している。

ここで、制御信号Ａ（１，１）とＢ（１，１）、及びＡ（１，２）とＢ（１，２）とは、それぞれ互に反転状態で制御され、同時にハイ又はロー状態とならないように時間差ΔＴが設けられている。また、制御信号Ａ（１，１）とＡ（１，２）、及びＢ（１，１）とＢ（１，２）とは、それぞれ位相差Φ_０が設けられている。

この制御方法により、従来の電子スイッチ制御方法のように各基本回路内の昇圧用コンデンサが電源入力端子１２に接続され電源電圧まで同時に充電されることがなくなり、電源出力端子１７（１）のリップル問題と共に、電源入力端子１２の電圧降下やリップルが増大するという問題が解消される。従って、昇圧回路の周辺回路等への雑音の影響も低減できる。

本発明による電子スイッチ制御方法及び昇圧回路に用いられる電源の入力端子波形を図３（ａ）に示す。図３（ｂ）に示す従来の電子スイッチ制御方法及び昇圧回路による入力端子波形と比較すると、リップルが約３分の２に減少している。

図１に示した昇圧回路１００は単一出力であるが、各平滑コンデンサの他端には順次昇圧された電圧が現れるため、各平滑用コンデンサ１８の他端から昇圧電圧を取出し可能である。

尚、本発明による電子スイッチの制御方法が適用される昇圧回路は上記実施例にのみ限定されるものではなく、例えば図４に示した昇圧回路１１０にも適用できることはいうまでもなく、少なくとも二組の対をなす電子スイッチを互いに反転状態で開閉制御するチャージポンプ回路の電子スイッチの制御方法一般に適用できる。

図４に示した昇圧回路１１０の電源の入力端子波形を図３（ｃ）に示す。図３（ｄ）に示す従来の電子スイッチ制御方法及び昇圧回路による入力端子波形と比較すると、ピークからピークまでのリップルはほぼ同じであるが、電源入力端子の１変化あたりの波形変動が約半分になり、波形が平滑化されている。

以下、本発明の実施例２の昇圧回路１２０を、図５を参照し、実施例１と同一物には同一の符号を用いて説明する。実施例２は、図１に示す実施例１の基本回路Ｖをｍ行ｎ列に行列配置したものである。

図において、点線で囲まれるＶ（ｉ，ｊ）は第ｉ行第ｊ列に配置された基本回路であり、１７（ｉ）はｉ行目の電源出力端子である。但し、ｉ，ｊは
１≦ｉ≦ｍ、２≦ｊ≦ｎ
なる自然数である。電源入力端子１２及び接地ライン１４は、各基本回路Ｖ（ｉ，ｊ）に共通である。

図示例では各行第1列目の基本回路Ｖ（１，１）、・・・、Ｖ（ｍ，１）の第３の各電子スイッチ１５の他端が、それぞれ電源入力端子１２に接続され、各行第ｊ列目の平滑用コンデンサ１８と第４の電子スイッチ１６の接続部は、次段である各行第ｊ＋１列目の第１の各電子スイッチ１１の他端に接続されている。そして、各行の最終段である第ｎ列目の平滑用コンデンサ１８と第４の電子スイッチ１６の接続部は、各電源出力端子１７（ｉ）に接続されている。

この昇圧回路１２０の動作を以下に説明する。基本的な動作は、実施例1の昇圧回路１００と同じである。先ず、各基本回路Ｖ（ｉ，ｊ）内の第１、第２の電子スイッチ１１、１３を閉状態、第３、第４の電子スイッチ１５、１６を開状態とすると、各基本回路Ｖ（ｉ，ｊ）の昇圧用コンデンサ１０の一端は電源入力端子１２（Ｊ＝１のとき）又は前段（列）の平滑用コンデンサ１８（Ｊ≧２のとき）の他端に接続され、昇圧用コンデンサ１０の他端は接地ライン１４にそれぞれ接続される（充電工程）。

次に第１、第２の電子スイッチ１１、１３を開状態、第３、第４の電子スイッチ１５、１６を閉状態とすると、各基本回路Ｖ（ｉ，ｊ）の昇圧用コンデンサ１０の他端はそれぞれ電源入力端子１２に接続され、昇圧用コンデンサ１０の一端は平滑用コンデンサ１８の他端に接続されるため、電源電圧と昇圧用コンデンサ１０に充電された充電電圧とが加算された昇圧電圧が平滑用コンデンサ１８の他端に発生する。こうして、最終段である第ｎ列目基本回路Ｖ（ｉ，ｎ）の各平滑用コンデンサ１８の他端すなわち各電源出力端子１７（ｉ）に、電源電圧と昇圧用コンデンサ１０に充電された充電電圧とが加算された昇圧電圧が発生する（昇圧工程）。

次に、昇圧回路１２０の制御信号発生回路１３０を、図６を参照して説明する。図において、ＯＲは奇数個のインバータを直列接続し末尾のインバータ出力を先頭のインバータ入力に接続してなるリング発振器、Ｉ（ｋ）は信号生成回路（１≦ｋ≦ｍ×ｎの整数）である。各信号生成回路Ｉ（ｋ）は、２以上の偶数段隔てたインバータ出力を入力とするＡＮＤ回路とＮＯＲ回路を含み、ＡＮＤ回路の出力を制御信号Ａ（ｋ）、ＮＯＲ回路の出力を制御信号Ｂ（ｋ）としている。

こうして、各信号生成回路Ｉ（ｋ）の制御信号Ａ（ｋ）とＢ（ｋ）は、それぞれ互に反転状態で制御され、同時にハイ又はロー状態とならないように時間差が設けられている。また、各制御信号Ａ（ｋ）は、それぞれ位相差が設けられている。同じく各制御信号Ｂ（ｋ）も、それぞれ位相差が設けられている。尚、図示しないが、生成された各制御信号はレベルシフタ等で電圧レベル変換され各基本回路Ｖに供給される。

そして、各基本回路Ｖ（ｉ，ｊ）の第１、第２の各電子スイッチ１１、１３と第３、第４の各電子スイッチ１５、１６とを、図６に示す各信号生成回路Ｉ（ｋ）からの制御信号Ａ（ｋ）、Ｂ（ｋ）により切り換えることにより、上記充電工程と昇圧工程とを順次繰返し、電源出力端子１７（ｉ）に昇圧された電圧を連続して出力している。

この制御方法により、従来の電子スイッチ制御方法及び昇圧回路のように各基本回路内の昇圧用コンデンサが電源入力端子１２に接続され電源電圧まで同時に充電されることがなくなり、電源出力端子１７（ｉ）のリップル問題と共に、電源入力端子１２の電圧降下やリップルが増大するという問題が解消される。従って、昇圧回路の周辺回路等への雑音の影響も低減できる。

また、電子スイッチの開閉タイミングを遅延させる遅延時間はインバータの伝達遅延時間で決定されるため短時間で比較的ばらつきが小さく、昇圧コンデンサを用いた昇圧回路では充電動作と昇圧動作の間の休止時間を最小にできるため、リップルが小さく電源入力端子の１変化あたりの波形変動量の平滑化が図られた昇圧回路を実現できる。本発明者は、３倍昇圧の出力端子電圧が従来例に比して改善されていることを確認している。

尚、図５に示した昇圧回路１２０の各行で構成される１つの昇圧回路は単一出力であるが、各平滑コンデンサの他端には順次昇圧された電圧が現れるため、各平滑用コンデンサ１８の他端から昇圧電圧を取出し可能である。また、図５に示した昇圧回路１２０は各行の基本回路Ｖの列数がｎ個で同一であるが、これに限定されるものではなく、例えば各行の基本回路Ｖの列数が異なっていてもよい。さらに、昇圧回路１２０は各行の電源出力端子１７（ｉ）が独立しているが、この出力端子を任意の数だけまとめてもよい。こうすることでより大きな電流負荷にも対応できる。

本発明の電子スイッチ制御方法及び昇圧回路は、電源入力端子の電圧降下やリップルの小さいことが要求される電子機器における電子スイッチの開閉制御方法として広く適用できる。

本発明の第1の実施例を示す昇圧回路図。 本発明の第1の実施例に用いられる電子スイッチ制御方法による制御信号Ａ、Ｂの波形を示す波形図。 本発明及び従来の制御方法を用いた昇圧回路の電源の入力端子波形図。 第１の実施例の接続を変更した他の昇圧回路図。 本発明の第２の実施例を示す昇圧回路図。 本発明の第２の実施例に用いられる制御信号Ａ、Ｂの信号生成回路図。 電子スイッチを用いた昇圧回路２００の一例を示す回路図。 図７に示す回路の電子スイッチを開閉制御する制御信号Φ１、Φ２の波形を示す波形図。

符号の説明

１０ 昇圧コンデンサ
１１、１３、１５、１６ 電子スイッチ
１２ 電源入力端子
１４ 接地ライン
１７ 電源出力端子
１８ 平滑用コンデンサ
Ａ、Ｂ 制御信号
Ｉ 信号生成回路
Ｕ、Ｖ 基本回路
Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３ 基本回路
１３０ 制御信号発生回路
１００、１１０、１２０、２００ 昇圧回路

Claims (7)

1. 二組の対をなす電子スイッチ対と、二個のコンデンサとを含む基本回路を複数個接続してなる昇圧回路の電子スイッチ制御方法において、
   前記各基本回路の一方の電子スイッチ対の制御信号と他方の電子スイッチ対の制御信号とはそれぞれ互に反転状態で制御され、同時に、前記各基本回路の回路毎に一方の電子スイッチ対の各制御信号の位相が分散されて制御された
   ことを特徴とする電子スイッチ制御方法。
2. 前記基本回路が、
   昇圧用コンデンサとしての前記二個のコンデンサのうち一方のコンデンサと、
   一端が接地された平滑用コンデンサとしての他方のコンデンサと、
   一端が前記一方のコンデンサの一端に接続され、他端が選択的に電源入力端子又はこれと同等以上の電圧を有する端子に接続される第１の電子スイッチと、
   前記第１の電子スイッチと同じ開閉状態で制御され、前記一方のコンデンサの他端を接地する第２の電子スイッチとで構成される前記一方の電子スイッチ対と、
   前記第１、第２の電子スイッチとは反転状態て開閉制御され、前記一方のコンデンサの他端を前記電源入力端子又はこれと同等以上の電圧を有する端子に接続する第３の電子スイッチと、
   一端が前記一方のコンデンサの一端と前記第１の電子スイッチの一端との接続部に、他端が前記他方のコンデンサの他端に接続される第４の電子スイッチとで構成される前記他方の電子スイッチ対と
   を含んでなり、請求項１に記載の電子スイッチ制御方法で制御されることを特徴とする昇圧回路。
3. 前記基本回路が複数直列的に多段接続されてなる請求項２に記載の昇圧回路であって、
   初段の基本回路の前記第１の電子スイッチの他端が前記電源入力端子に接続され、次段以降の基本回路の前記第１の電子スイッチの他端が１つ前の段の基本回路の前記他方のコンデンサの他端に接続され、
   各基本回路の前記各第３の電子スイッチの他端が前記電源入力端子に接続されてなることを特徴とする昇圧回路。
4. 前記基本回路が複数直列的に多段接続されてなる請求項２に記載の昇圧回路であって、
   初段の基本回路の前記第３の電子スイッチの他端が前記電源入力端子に接続され、次段以降の基本回路の前記第３の電子スイッチの他端が１つ前の段の基本回路の前記他方のコンデンサの他端に接続され、
   各基本回路の前記各第１の電子スイッチの他端が前記電源入力端子に接続されてなることを特徴とする昇圧回路。
5. 請求項３又は請求項４記載の前記昇圧回路が２以上含んでなる昇圧回路であって、
   前記電源入力端子と接地間に複数並列接続されてなることを特徴とする多出力の昇圧回路。
6. 請求項３と請求項４とに記載の前記昇圧回路が２以上含んでなる昇圧回路であって、
   前記電源入力端子と接地間に複数並列接続されてなることを特徴とする多出力の昇圧回路。
7. 奇数個のインバータを直列接続し末尾のインバータ出力を先頭のインバータ入力に接続してなるリング発振器により得られる制御信号であって、
   直列接続された多数のインバータの先頭インバータとリング中間に位置するインバータとの間に位置するインバータとその偶数個後方にあるインバータの各出力のそれぞれの論理積出力及び論理和の否定出力を取出して、各々前記各基本回路の一方の電子スイッチ対の制御信号と他方の電子スイッチ対の制御信号とに利用することを特徴とする請求項２〜６に記載の昇圧回路。

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