TWI431913B - Current detection circuit and current mode switch regulator - Google Patents

Current detection circuit and current mode switch regulator Download PDF

Info

Publication number
TWI431913B
TWI431913B TW097105396A TW97105396A TWI431913B TW I431913 B TWI431913 B TW I431913B TW 097105396 A TW097105396 A TW 097105396A TW 97105396 A TW97105396 A TW 97105396A TW I431913 B TWI431913 B TW I431913B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
voltage
channel transistor
current
terminal
drain
Prior art date
Application number
TW097105396A
Other languages
English (en)
Other versions
TW200843306A (en
Inventor
Osamu Uehara
Original Assignee
Seiko Instr Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Instr Inc filed Critical Seiko Instr Inc
Publication of TW200843306A publication Critical patent/TW200843306A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI431913B publication Critical patent/TWI431913B/zh

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/24—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the field-effect type only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

電流檢測電路及電流模式型開關調整器
本發明是關於使用直流的輸入電源，依據輸出電壓及輸出電流的檢測值，來控制輸出電壓的電流模式型開關調整器及使用於它的電流檢測電路。
作為電流模式降壓型開關調整器，使用著表示於第5圖的構成的電路(例如，參照專利文獻1)。
在該電路中，藉由導通開關107，則電流從電源流到線圈108，而輸入電壓Vi作為電能(亦即電荷)而被儲存在線圈108，同時被儲存在輸出電容器112。又，藉由斷開開關107，則被儲存於輸出電容器112的電能經由負荷被放電。
因此，第5圖的電流模式降壓型開關調整器，是被儲存於線圈108的電能，藉由輸出電容器112被平均化(積分)的電壓被供應於負荷。
誤差放大器101是對於倒相輸入端子，使用電阻110及電阻111輸入有將輸出電壓予以分壓的檢測電壓，而對於非倒相輸入端子，輸入有從基準電壓源100所輸出的基準電壓Vref，而放大上述檢測電壓與基準電壓Vref的差距，將被放大的結果作為檢測放大電壓輸出至比較器105的倒相輸入端子。
I/V電路121是檢測流在線圈108的電流，而生成對應 於該電流的電壓，輸出至加法器103的輸入端子。
I/V電路122是檢測流在負荷的電流，而生成對應於該電流的電壓，輸出至加法器103的另一方的輸入端子。
加法器103是相加從一方的輸入端子及另一方的輸入端子分別輸入的電壓，將相加雙方的結果作為補償電壓，輸出至比較器105的非倒相輸入端子。
亦即，上述補償電壓是使用串聯地連接於負荷或線圈108的檢測器，檢測流在各元件的電流，將比例於流在負荷或線圈108的電流的電流值的數值變換成電壓值，藉由加法器103進行相加者。
比較器105是在倒相輸入端子輸入有上述檢測放大電壓，而在非倒相輸入端子輸入有補償電壓，比較檢測放大電壓及補償電壓，而將比較結果作為控制訊號，輸出至SR-閂鎖106的復置端子R。所以，隨著輸出電壓變高，則誤差放大器101所輸出的檢測放大電壓上昇，比較器105是檢測放大電壓超過補償電壓時，則將控制訊號從H位準變化成L位準。又，比較器105是檢測放大電壓比補償電壓還低時，則將控制訊號從L位準變化成H位準。
因此，SR-閂鎖106是從振盪器104有一定周期的時鐘訊號被輸入至定位端子，當被定位則將開關訊號作成H位準，而當H位準的控制訊號被輸入則復置輸出，將開關訊號作成L位準。開關107是被輸入的開關訊號在H位準的狀態下作成導通，而在L位準的狀態作成斷開。
[專利文獻1]：日本特開2002-281742號公報
如上述地，電流模式降壓型開關調整器，是藉由輸出電壓與輸出電流的雙方的反饋資訊，生成輸出電壓之故，因而將控制開關107的導通/斷開狀態的開關訊號的任務予以控制。
然而，在習知例中，檢測被輸入於加法器103的的電流資訊的電流檢測電路，從微少電流生成微少電壓之故，因而在雙極性或雙CMOS(雙極性與CMOS的混在)所形成，因此製程變成煩雜，且有無法縮小的缺點。
本發明是鑑於此些情形而創作者，其目的是在於提供均以CMOS (Complemetary Metal Oxide Semiconductor)生成電流檢測電路，而與習知例相比較，可簡化製程，並可縮小晶片尺寸的電流檢測電路。
本發明的電流檢測電路(實施形態的電流感測電路)，屬於檢測流在被測定對象(實施形態的線圈L)的電流，而將對應於該電流的電壓輸出作為檢測結果的電流檢測電路(在實施形態中，在電流模式型開關調整器，為將因應於流在線圈的線圈電流的電流值的感測電壓予以生成的電流檢測電路，該感測電壓為藉由補償燈波形的電壓被斜率補償而被使用於電壓控制)，其特徵為：具有：將驅動源極被連接於電源、而閘極被接地的被測定對象的電晶體的1/N的電流予以流動的第1P通道電晶體(實施形態的P通道電晶體M11)；及在該第1P通道電晶體的汲極連接有源 極的第2P通道電晶體(實施形態的P通道電晶體M12)；及被連接於將電流流在線圈的電晶體(實施形態的P通道電晶體M1)的汲極的第3P通道電晶體(實施形態的P通道電晶體M9)；及一方的端子被連接於上述第2P通道電晶體的汲極，而另一方的端子被連接於上述第3P通道電晶體的汲極，將上述端子與另一方的端子的電壓作成相同的電壓鏡電路(本實施形態的電壓鏡(Voltage mirror)電路20)；及在上述第1P通道電晶體的汲極連接有汲極，而源極經由感測電阻被接地，在飽和領域進行動作的電壓被施加於閘極的第1N通道電晶體(本實施形態的N通道電晶體M5)，上述第1N通道電晶體為將源極電壓輸出作為上述感測電壓。
本發明的電流檢測電路為上述第2P通道電晶體與第3P通道電晶體是以相同尺寸所形成，為其特徵者。
本發明的電流檢測電路為檢測上述被測定對象的電流的期間(在本實施形態中，將電流流在線圈的P通道電晶體M1為導通的期間)，在第2及第3P通道電晶體的閘極，施加將此些第2及第3P通道電晶體作成導通狀態的電壓，為其特徵者。
本發明的電流檢測電路為上述電壓鏡電路是具有：汲極被連接於上述一方的端子的第2N通道電晶體(本實施形態的N通道電晶體M3)；及在該第2N通道電晶體的源極連接有汲極的第3N通道電晶體(本實施形態的N通道電晶體M4)及汲極被連接於上述另一方的端子，而閘極被連 接於上述第2N通道電晶體的閘極的第4N通道電晶體(本實施形態N通道電晶體M8)；及汲極被連接於上述第4N通道電晶體的源極，而閘極被連接於上述第3N通道電晶體的閘極的第5N通道電晶體(本實施形態的N通道電晶體M6)；及在上述一方的端子連接有非倒相輸入端子，而在上述另一方的端子連接有倒相輸入端子，輸出端子被連接於第2及第4N通道電晶體的閘極的運算放大器，在上述第3及第5N通道電晶體的閘極施加有基準電壓，為其特徵者。
本發明的電流檢測電路為上述第1N通道電晶體的閘極被連接於上述第3N通道電晶體的汲極，為其特徵者。
本發明的電流模式型開關調整器，其特徵為：具有：輸出斜率補償的補償燈波形的斜率補償電路；及測定流在被使用於電壓變換的線圈的電流，而生成對應於該電流的感測電壓的電流檢測電路；及相加上述補償燈波形的電壓與感測電壓而生成經校正的補償感測電壓的加法器；及藉由該校正的補償感測電壓，進行輸出電壓的控制之輸出電壓控制電路，作為上述電流檢測電路，使用上述任一所述的電流檢測電路，而作為檢測結果得到上述感測電壓。
藉由採用以上所說明的構成，依照本發明，在第1P通道電晶體及驅動使用於電壓變換的線圈的電晶體，及電壓鏡電路的端子間，分別插入第2P通道電晶體，第3P通道電晶體作為檢測所用的開閞之故，因而可將第1P通道電晶體與驅動線圈的電晶體的汲極-源極間電壓作成同樣值，而 對於感測電阻，流著對應於電晶體比的電流之故，因而不必如以往地以雙極性或雙CMOS所構成，而作為CMOS構成可形成全電晶體，而可簡化電流模式型開關調整器半導體裝置的製程，可縮小晶片尺寸，而可降低製造成本。
藉由此，依照本發明，藉由使用上述電流感測電路，成為可生成對應於流在線圈的電流的正確的感測電壓，而低成本地可構成將對應於負荷的輸出電壓予以高速且高精度的可輸出的電流模式型開關調整器。
以下，參照圖式說明使用依本發明的一實施形態的電流檢測電路5的電流模式降壓型開關調整器用半導體裝置1。第1圖是表示依同實施形態的降壓型開關調整器的構成例的方塊圖。本案發明的最有特徵性的構成，為以高精度測定使用於為了控制從輸出端子Pout所輸出的輸出電壓Vout的流在線圈L或P通道電晶體M1的電流的以CMOS所形成的電流感測電路5，針對於詳細如下所詳述。
在該第1圖中，本實施形態的電流模式降壓型開關調整器，是由電流模式降壓型開關調整器用半導體裝置1，及使用於電壓變換(在本實施形態為降壓)的線圈L，及將從該線圈L所輸出的電壓予以平滑的平滑用電容器C2所構成，藉由P通道型MOS電晶體(以下，簡稱為P通道電晶體)M1作成導通，N通道型MOS電晶體(以下，簡稱為N通道電晶體)M2作成斷開，經由端子Pin而從電源D1經由 輸出端子(CONT端子)使得電流流在線圈L，而電流D1的電壓的輸出電壓Vin，作為電能(亦即，電荷)被儲存在線圈L。又，藉由P通道電晶體M1斷開，而N通道電晶體M2導通，被儲存在線圈L的電能被放電。在電源D1的輸出端子與接地點之間連接有電容器C1。
P通道電晶體M1是源極被連接於端子Pin，亦即經由端子Pin，源極被連接於電源D1，而N通道電晶體M2是源極被連接於端子Ps，亦即經由端子Ps被接地。其他的過電壓保護電路13、誤差放大器3、斜率補償電路4、電流感測電路5、PWM比較器6、加法器7、振盪器8、PWM控制電路9及或電路12的各電路，是經由端子Pin與電源D1連接，而經由端子Ps與接地點連接。
因此，電流模式降壓型開關調整器，是在對於線圈L儲存電能的期間與放電的期間，調整從輸出端子Pout對於負荷所輸出的輸出電壓Vout，而藉由線圈L與電容器C2被平均化(積分)的輸出電壓Vout供應於電荷。
P通道電晶體M1是汲極以N通道電晶體M2的汲極，及端子CONT被連接(串聯連接)，而線圈L的一端被連接於該端子CONT，另一端被連接於負荷(亦即輸出端子Pout)。又P通道電晶體M1是閘極被連接於PWM控制電路9的端子QB，而N通道電晶體M2是閘極被連接於PWM控制電路9的端子Q。
誤差放大器3是在倒相端子輸入有電容器C2與線圈L的連接點的輸出端子的電壓，亦即輸入有藉由電阻R1及電 阻R2(串聯連接的分壓電路)予以分壓輸出電壓Vout的分壓電壓，而在非倒相端子輸入有基準電源D2所輸出的基準電壓Vref，放大上述分壓電壓與基準電壓Vref的差距，將被放大的結果作為檢測電壓而輸出至PWM比較器6的倒相輸入端子。又，在輸入有輸出電壓Vout的端子FD，及電阻R1與電阻R2的連接點之間，將輸出電壓的變化對於電阻R1及電阻R2的連接點插入有相位控制用的電容器C3。
在此，在開關調整器所輸出的輸出電壓Vout，供應於負荷的電壓的目標值的目標電壓，是設定作為被連接於誤差放大器3的基準電壓源D2的基準電壓Vref。亦即，在本實施形態中，目標電壓的定義是表示設定作為對於輸出電壓的負荷所給與的控制目標的電壓。在誤差放大器3中，基準電壓是如上所述地，與輸出電壓藉由分壓電路被分壓的分壓電壓相比較的電壓，設定為輸出電壓與目標電壓一致時的分壓電壓。因此在該分壓電路，若分壓輸出電壓的分壓電壓超過上述基準電壓時，則作為輸出電壓超過目標電壓。
斜率補償電路4是同步於振盪器8所振盪的時脈訊號的頻率的周期T，發生鋸齒狀的補償燈波(藉由以下所說明的傾斜m依次變化成線形的電壓波)，輸出至加法器7的輸入端子a。
電流感測電路5是檢測流在線圈L的電流值，亦即檢測對應於負荷容量的變動的電流變動，生成感測電壓(對應 於流在線圈的電流值)S1，而輸出至加法器7的輸出端子b。該感測電壓是藉由上述斜率補償電路4所輸出的補償燈波的電壓成為被斜率補償(校正)。
在此，對應於流在線圈L的電流的變化，而變化輸出電壓Vout之故，因而對於斜率補償的補償燈波的電壓值，求出對應於流在線圈L的電流的電流變化的感測電壓，如下述地，藉由對於補償燈波施以反饋，進行高精度的控制。
亦即，對應於流在線圈L的電流，進行調整導通P通道電晶體M1的期間。因此，對應於流在線圈L的電流的感測電壓，藉由補償燈波的電壓被斜率補償，而藉由流在線圈L的電流(1次資訊)來決定輸出電壓之故，因而成為對於負荷變動的控制的應答速度。
如上述地，加法器7是藉由相加斜率補償電路4所輸出的補償燈波的電壓值(被輸入至輸入端子a)，及從電流感測電路5所輸出的感測電壓(被輸入至輸入端子b)，將對應於流在線圈L的電流的感測電壓，藉由補償燈波進行斜率補償而被輸出至PWM比較器6的非倒相輸入端子。
PWM比較器6是比較從誤差放大器3所輸出的檢測電壓，及從加法器7所輸入的經上述斜率補償的感測電壓的電壓值，如第2圖所示地，若補償燈波的電壓值過檢測電壓時，則將PWM控制訊號輸出作為H位準的脈衝。
振盪器8是藉由被事先設定的周期T，周期性地輸出時脈訊號(H位準的脈衝)。
如第2圖所示地，PWM控制電路9是同步於時脈訊號的上昇邊緣，將L位準的電壓經由輸出端子QB施加於P通道電晶體M1的閘極作成導通狀態，而將L位準的電壓經由輸出端子Q施加於N通道電晶體M2的閘極作成斷開狀態。
又，PWM控制電路9是同步於PWM控制訊號(H位準的脈衝)的上昇邊緣，將H位準的電壓經由輸出端子QB施加P通道電晶體M1的閘極作成斷開狀態，而將H位準的電壓經由輸出端子Q施加於N通道電晶體M2的閘極作成導通狀態。
過電壓保護電路2是在非倒相輸入端子輸入有分壓電壓，而在倒相輸入端子輸入有基準電壓Vref，若輸出電壓超過事先所設的電壓，亦即對應於該輸出電壓的分壓電壓超過基準電壓Vref時，則導通N通道電晶體M13，而為了保護負荷保護及半導體元件1俾降輸出電壓Vout。
上述的斜率補償是在電流模式型開關調整器中，流在線圈的電流在連續模式以連續50%以上的任務循環進行動作時，則以開關頻率的整數倍的周期產生振盪，亦即眾知產生次諧波振盪的情形。在此，流在線圈的電流的上昇斜率，是以輸入電壓Vin與線圈L的電感值所決定，又，流在線圈的電流的下降斜率是藉由被連接於輸出端子的負荷的能量消耗所決定。
在同一周期中，P通道電晶體M1與N通道電晶體M2的開關的導通/斷開的任務大都有參差不齊，如第3圖所示，流在線圈的電流IL從偏離ΔIo的點才開始，則在下一周 期是成為ΔIo1<ΔIo2，開始的電流值徐徐地增加，而在第幾周期才進安定的動作之故，因而成為產生次諧波振盪。
相反地，將偏離的電流控制成為ΔIo1>ΔIo2時，亦即徐徐地開始的電流Io控制成變小時，則變化徐徐地收斂，而成為安定動作。
所以，產生次諧波振盪的線圈電流在連續50%以上的任務循環也安定地進行動作般地，為了減少下一周期的開始電流，上述的斜率補償成為需要。
為了進行安定動作，斜率補償的上昇線的傾斜m是成為Δio1>Δio2般地，一般在電流模式降壓型開關調整器的情形，必須作成以下述的式所表示的傾斜m。
m≧(m2-m1)/2=(2Vout-Vin)/2L
在此，m2是線圈電流的下降斜率的傾斜，亦即為電流減少率，以m2=(Vout-Vin)/L所表示。
又，m1是線圈電流的上昇斜率的傾斜，亦即為電流增加率，以m1=Vin/L所表示。
斜率補償電路4是同步於振盪器8所輸出的時脈訊號輸出具有上述的m的傾斜的鋸波形狀的斜率補償的補償燈波。
以下，使用第4圖，詳述依本發明的實施形態的電流感測電路5。第4圖是表示依本實施形態的電流感測電路5的構成電路例的概念圖。
電流感測電路5是由P通道電晶體M9、M10、M11、M12、及N通道電晶體M3、M4、M5、M6、M7、M8、及運算放大器OP、及感測電阻Rs所構成。
P通道電晶體M9是源極被連接於P通道電晶體M1(輸出緩衝器)的汲極，亦即，一端被連接於負荷所連接的線圈L的另一端(連接點W)，而閘極被連接於PWM控制電路9的輸出端子QB。
P通道電晶體M10是源被連接於依電源D1的電源電壓(Vin)的電源線，閘極被連接於PWM控制電路9的輸出端子Q，汲極被連接在P通道電晶體M9的汲極與連接點Y。在此，各電流感測電路5的其他各電晶體也同樣地，經由端子Pin被連接於電源D1的電源線而供應有電源電壓Vin。
P通道電晶體M11是源極被連接於電源電壓的電源線，閘極被連接於PWM控制電路9的輸出端子QB。
P通道電晶體M12是源極被連接於P通道電晶體M11的汲極，亦即被連接於連接點X，而閘極被連接於PWM控制電路9的輸出端子QB。
藉由上述N通道電晶體M3、M4、M5、M6、M7、M8、及運算放大器OP，構成著電壓鏡電路20，電壓鏡電路20是動作成把連接點X及連接點Y的電壓作成相同。
又，若P通道電晶體M9與P通道電晶體M12，是電晶體 尺寸(通道長度及通道寬度)不相同，則在互相的汲極、源極間電壓產生誤差之故，因而作成相同尺寸，且以相同的臨界值電壓所形成為了防止製程的參差不齊，成為接近所配置的佈置設計。
在此，N通道電晶體M3是汲極與連接點X相連接，而源極與N通道電晶體M4的汲極相連接。該N通道電晶體M4是源極被接地。
N通道電晶體M8是汲極與連接點Y相連接，而源極與N通道電晶體M6的汲極相連接。該N通道電晶體M6是源極被接地。
運算放大器OP是非倒相輸入端子與連接點X相連接，倒相輸入端子與連接點Y相連接，輸出端子被連接於N通道電晶體M3及M8的閘極。
N通道電晶體M7是汲極與閘極為經由定電流源100被連接於電源電壓的配線，源極被接地，而定電流I由定電流源100流動。
N通道電晶體M4及M6的閘極被連接於N通道電晶體M7的閘極及汲極，被偏流，而在N通道電晶體M4及M6流著上述定電流I。
N通道電晶體M5是對於P通道電晶體M11的汲極與P通道電晶體M12的源極的連接點P連接著汲極，而閘極被連接於N通道電晶體M3的源極與N通道電晶體M4的汲極的連接點Z，源極經由感測電阻Rs被接地。該N通道電晶體M5的源極與感測電阻Rs的連接點F的電壓作為感測電壓S1被 輸出到加法器7的一方的輸入端子。在此，N通道電晶體M3與N通道電晶體M5是被達令吞(Darlington)連接，而N通道電晶體M3及M5是在飽和領域進行動作般地設定有閘極電壓。
上述P通道電晶體M11是以P通道電晶體M1的電晶體尺寸的1/N所形成。亦即，形成能流著P通道電晶體M1的1/N的電流。
上述定電流I是把電壓鏡電路20予以動作，僅為了把連接點X及Y作成相同電壓而流著微少電流(例如1μA)。又運算放大器OP是以CMOS所形成的一般性的電路構成。
因此，感測電壓S1是作為對應於流在線圈L的電流的1/N的電流的電壓值，輸出作為感測電阻Rs間的電位差。該感測電阻Rs是在P通道電晶體M11的汲極-源極間電壓不會產生誤差之故，因而如以下所示地被設定成低電阻值(例如，數十Ω至數百Ω)。
運算放大器OP的輸出端子的電壓是藉由N通道電晶體M3的Vgs(閘極-源極間電壓)，及N通道電晶體M5的Vgs，與VA所決定。在此，VA是相乘Rsense(Rs的電阻值)，及流在N通道電晶體的電流值ID(汲極電流)者。因此，運算放大器OP的輸出端子的電壓，是成為Vgs (M3)+Vgs (M5)+Rsense×ID。所以，把事先設定運算放大器OP的輸出電壓的振幅範圍的上限，設定電阻值Rsense成為不會超過Vgs (M3)+Vgs (M5)+Rsense×ID。
例如，Vgs (M3)=0.6V，Vgs (M5)=0.6V，將ID作為1mA，而將放大器的輸出電壓的振幅範圍的上限作為2.8V，則設定成Rsense=1600Ω。
藉由上述的構成，依本實施形態的電流檢測電路，是藉由CMOS構成可實現從流在線圈L的大電流容易地生成校正補償燈波形的電壓的微少電壓的感測電壓S1的構成。藉由此，本實施形態是如習知地不必使用雙極性或雙CMOS，而以通常的CMOS製程就可容易地製作之故，因而可混載於邏輯電路，也可成為微細化，而與習知例相比較可降低晶片的製造成本。
使用第2圖，包含依本實施形態的電流感測電路5的動作，將表示於第1圖的電流模式型降壓開關調整器的動作說明如下。
在時刻t1，當振盪器8將時脈訊號輸出作為H位準的脈衝訊號，則PWM控制電路9是將輸出端子QB從H位準轉移至L位準，同時將輸出端子Q從H位準轉移至L位準。
藉由此，P通道電晶體M1成為導通狀態，而N通道電晶體M2成為斷閉狀態，藉由驅動電流從電源D1流在線圈L，把電能儲存於線圈L。
這時候，斜率補償電路4是同步於上述時脈訊號，開始以傾斜m線形地變化的(在本實施形態以傾斜m進行上昇)補償燈波的輸出。
又，P通道電晶體M12及P通道電晶體M9，是L位準的控制訊號被輸入至閘極而成為導通狀態。
亦即，該P通道電晶體M12及P通道電晶體M9是在電流流在線圈L的期間，電流感測電路5動作作為生成對應於流在線圈L的電流的感測電壓S1所用的開關。
因連接點X及Y成為相同電壓，因此P通道電晶體M12及P通道電晶體M9的源極-汲極電壓成為相同，亦即，藉由與線圈L的另一端與P通道電晶體M9的汲極被連接點W成為相同電壓，對於流在線圈L的電流，1/N的電流值的電流，成為從連接點P對N通道電晶體M5正確地流動。
藉由此，電流感測電路5是將感測電阻Rs端子間的壓降輸出作為感測電壓，亦即輸出作為感測電壓S1。在此，感測電阻Rs的電阻值，如上述地未適當地調整時，若感測電壓S1變大，則運算放大器OP的輸出電壓會飽和而無法進行正常的動作，使得P通道電晶體M11及M1的閘極-源極電壓不相同，而成為無法得到正確的電流值。
這時候，若連接點X的電壓Vx為對於連接點Y的電壓Vy降低時，亦即線圈電流增加時，則運算放大器OP的輸出電壓成為降低的情形，而N通道電晶體M3的源極電壓，亦即連接點Z的電壓Vz也降低，而對應於該電壓Vz的降低，N通道電晶體M5的源極電壓，亦即感測電壓S1也成為降低的情形。結果，形成有N通道電晶體M3的汲極電流降低而電壓Vx上昇的反饋迴路。
亦即，運算放大器OP藉由N通道電晶體M3的源極電壓的變化，倒相從輸出端子所輸出的電壓極性，而形成負反饋迴路，成為Vx=Vy般地進行電壓調整。
加法器7是對於被輸入於一方的輸入端子a的補償燈波的電壓值，相加從輸入端子b所輸入的上述感測電壓S1，藉由補償燈波的電壓將斜率補償的感測電壓S1輸出至PWM比較器6的倒相輸入端子。
藉由此，PWM比較器6是成為將從誤差放大器3所輸入的檢測電壓，與使用補償燈波進行斜率補償對應於流在線圈L的電流的感測電壓S1的電壓相比較，俾將流在線圈L的電流值即時地予以反饋，而可輸出控制P通道電晶體M1的導通時間的PWM控制訊號。
在時刻t2，PWM比較器6是當檢測以傾斜m線形成地上昇的補償燈波的電壓超過誤差放大器3的輸出電壓時，則將所輸出的PWM控制訊號的電壓從L位準轉移至H位準。
又，PWM控制電路9是藉由從PWM比較器6所輸入的PWM控制訊號的電壓從L位準變化成H位準，而將從輸出端子QB所輸出的電壓從L位準轉移至H位準，並將從輸出端子Q所輸出的電壓從L位準轉移至H位準。
藉由此，把P通道電晶體M1作成斷開，並把N通道電晶體M2作成導通，而放電被儲存於線圈L的電能。
這時候，藉由P通道電晶體M12及P通道電晶體M9的閘極電壓，從L位準變化成H位準，使得P通道電晶體M12及P通道電晶體M9成為斷開狀態。
在此，連接點Y成為浮動而成為不穩定的電壓狀態時，則把電流感測電路5進行誤動作，為了防止放大雜訊而 輸出感測電壓S1的情形，把P通道電晶體M10的閘極從H位準轉移至L位準，而將連接點作成電源電壓值。
之後，在時刻t3，斜率補償電路4是成為補償燈波形被設定的極大值，而停止補償燈波的輸出。
藉由此，PWM比較器6是當檢測補償燈波的電壓對於誤差放大器3的輸出電壓變低時，則將所輸出的PWM控制訊號的電壓從H位準轉移至L位準。
然後，在時刻t4，振盪器8輸出時脈訊號，開始下一周期，如上述地，重複從時刻t1至時刻t4的動作。
藉由上述的構成，本實施形態的電流模式型開關調整器半導體裝置，是具有已說明的CMOS構成的電流感測電路，亦即具有與P通道電晶體M9相同電晶體尺寸及相同臨界值電壓，藉由使用在佈置上接近地配置的P通道電晶體M12，在P通道電晶體M11與P通道電晶體M1的閘極-源極間電壓不會產生偏移，而可抑制藉由偏移的誤差電流流在N通道電晶體M5的情形，檢測出流在線圈L的1/N的正確電流，而因將對應於該電流的感測電壓S1供應於加法器7，因此藉由流在線圈L電流資訊，可即時地校正斜率補償的補償燈波形的電壓，而對應於流在線圈L的電流可高速地控制P通道電晶體M1的導通期間。
又，在本實施例中，藉由降壓型的電流模式型開關調整器，來說明本發明的電流檢測電路，惟將本發明的電流檢測電路使用於昇壓型的電流模式型開關調整器也可以。
1‧‧‧開關調整器用半導體裝置
2‧‧‧過電壓保護電路
3‧‧‧誤差放大器
4‧‧‧斜率補償電路
5‧‧‧電流感測電路
6‧‧‧PWM比較器
7‧‧‧加法器
8‧‧‧振盪器(OSC)
9‧‧‧PWM控制電路
100‧‧‧定電流源
C1、C2、C3‧‧‧電容器
M1、M9、M10、M11、M12‧‧‧P通道電晶體
M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M13‧‧‧N通道電晶體
R1、R2、R3‧‧‧電阻
第1圖是表示使用依本發明的一實施形態的電流感測電路的電流模式型開關調整器的構成例的概念圖。
第2圖是表示用以說明第1圖的電流模式型開關調整器的動作的波形圖。
第3圖是表示用以說明第1圖的電流模式型開關調整器的斜率補償的動作的波形圖。
第4圖是表示第1圖的電流模式型開關調整器的電流感測電路的構成例的概念圖。
第5圖是表示習知的電流模式型開關調整器的構成例的概念圖。
1‧‧‧開關調整器用半導體裝置
2‧‧‧過電壓保護電路
3‧‧‧誤差放大器
4‧‧‧斜率補償電路
5‧‧‧電流感測電路
6‧‧‧PWM比較器
7‧‧‧加法器
8‧‧‧振盪器(OSC)
9‧‧‧PWM控制電路
13‧‧‧過電壓保護電路
C1、C2、C3‧‧‧電容器
M1‧‧‧P通道電晶體
M2‧‧‧N通道電晶體
R1、R2‧‧‧電阻
a‧‧‧輸出端子
b‧‧‧輸出端子
D1‧‧‧電源
D2‧‧‧基準電壓源
L‧‧‧位準
Q‧‧‧端子
QB‧‧‧端子
FD‧‧‧端子
VOUT‧‧‧輸出電壓
CONT‧‧‧端子
PIN‧‧‧端子
Pout‧‧‧輸出端子
Ps‧‧‧端子
VIN‧‧‧輸入電壓
Vref‧‧‧基準電壓

Claims (6)

  1. 一種電流檢測電路，屬於檢測流在被測定對象的電流，而將對應於該電流的電壓輸出作為檢測結果的電流檢測電路，其特徵為：具有：將驅動源極被連接於電源、閘極被接地的被測定對象的電晶體的1/N的電流予以流動的第1P通道電晶體；及在該第1P通道電晶體的汲極連接有源極的第2P通道電晶體；及被連接於上述被測定對象的第3P通道電晶體；及一方的端子被連接於上述第2P通道電晶體的汲極，而另一方的端子被連接於上述第3P通道電晶體的汲極，將上述端子與另一方的端子的電壓作成相同的電壓鏡(Voltage mirror)電路；及在上述第1P通道電晶體的汲極連接有汲極，而源極經由感測電阻被接地，在飽和領域進行動作的電壓被施加於閘極的第1N通道電晶體，上述第1N通道電晶體為將源極電壓輸出作為上述檢測結果。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的電流檢測電路，其中，上述第2P通道電晶體與第3P通道電晶體是以相同尺寸所形成。
  3. 如申請專利範圍第1項或第2項所述的電流檢測 電路，其中，檢測上述被測定對象的電流的期間，在第2及第3P通道電晶體的閘極，施加將此些第2及第3P通道電晶體作成導通狀態的電壓。
  4. 如申請專利範圍第1項或第2項所述的電流檢測電路，其中，上述電壓鏡(Voltage mirror)電路是具有：汲極被連接於上述一方的端子的第2N通道電晶體；及在該第2N通道電晶體的源極連接有汲極的第3N通道電晶體；及汲極被連接於上述另一方的端子，而閘極被連接於上述第2N通道電晶體的閘極的第4N通道電晶體；及汲極被連接於上述第4N通道電晶體的源極，而閘極被連接於上述第3N通道電晶體的閘極的第5N通道電晶體；及在上述一方的端子連接有非倒相輸入端子，而在上述另一方的端子連接有倒相輸入端子，輸出端子被連接於第2及第4N通道電晶體的閘極的運算放大器，在上述第3及第5N通道電晶體的閘極施加有基準電壓。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的電流檢測電路，其中，上述第1N通道電晶體的閘極被連接於上述第3N通 道電晶體的汲極。
  6. 一種電流模式型開關調整器，其特徵為：具有：輸出斜率補償的補償燈波形的斜率補償電路；及測定流在被使用於電壓變換的線圈的電流，而生成對應於該電流的感測電壓的電流檢測電路；及相加上述補償燈波形的電壓與感測電壓而生成經校正的補償感測電壓的加法器；及藉由該校正的補償感測電壓，進行輸出電壓的控制之輸出電壓控制電路，作為上述電流檢測電路，使用申請專利範圍第1項至第5項中任一項所述的電流檢測電路，而作為檢測結果得到上述感測電壓。
TW097105396A 2007-02-17 2008-02-15 Current detection circuit and current mode switch regulator TWI431913B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007037223A JP4902390B2 (ja) 2007-02-17 2007-02-17 カレント検出回路及び電流モード型スイッチングレギュレータ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW200843306A TW200843306A (en) 2008-11-01
TWI431913B true TWI431913B (zh) 2014-03-21

Family

ID=39740983

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW097105396A TWI431913B (zh) 2007-02-17 2008-02-15 Current detection circuit and current mode switch regulator

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7777472B2 (zh)
JP (1) JP4902390B2 (zh)
KR (1) KR101353646B1 (zh)
CN (1) CN101247087B (zh)
HK (1) HK1124439A1 (zh)
TW (1) TWI431913B (zh)

Families Citing this family (44)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5169333B2 (ja) * 2008-03-07 2013-03-27 株式会社リコー 電流モード制御型スイッチングレギュレータ
JP5151830B2 (ja) * 2008-09-08 2013-02-27 株式会社リコー 電流モード制御型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8085026B2 (en) * 2008-11-24 2011-12-27 Intersil Americas Inc. Current sense cascode amplifier
JP4636461B2 (ja) * 2009-01-13 2011-02-23 セイコーインスツル株式会社 電源電圧監視回路、および該電源電圧監視回路を備える電子回路
GB0912745D0 (en) * 2009-07-22 2009-08-26 Wolfson Microelectronics Plc Improvements relating to DC-DC converters
US9001098B2 (en) * 2009-11-17 2015-04-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Power supply and display apparatus having the same
TWI410033B (zh) * 2010-04-06 2013-09-21 Anpec Electronics Corp 穩定轉換脈波調變模式之電流式降壓轉換器
TWI441434B (zh) 2010-08-31 2014-06-11 Anpec Electronics Corp 穩定轉換脈波調變模式之電流式升壓轉換器
CN102141816B (zh) * 2010-10-19 2013-05-15 启攀微电子（上海）有限公司 一种外接mos的电流模式电流感应部分电路及其方法
TWI411205B (zh) * 2010-12-10 2013-10-01 Richtek Technology Corp 應用在切換式電源供應器的電流感測電路
US8680821B2 (en) * 2010-12-22 2014-03-25 Intel Corporation Load adaptive voltage regulator
CN102323841B (zh) * 2011-05-06 2013-10-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电流滞环控制电路、电流滞环控制方法以及应用其的直流-直流变换器
JP5902401B2 (ja) 2011-05-31 2016-04-13 サイプレス セミコンダクター コーポレーション 電源装置、制御回路、電子機器及び電源の制御方法
KR101946003B1 (ko) * 2011-07-08 2019-02-11 삼성전자주식회사 그래핀을 채용한 고주파 회로 및 그의 구동방법
CN102324846B (zh) * 2011-09-09 2014-09-17 电子科技大学 用于电流模式控制的开关电源的数控分段斜坡补偿电路
CN103095115A (zh) * 2011-10-28 2013-05-08 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 供电电路
ITMI20112268A1 (it) 2011-12-15 2013-06-16 St Microelectronics Des & Appl Circuito di sensing tensione-corrente e relativo convertitore dc-dc
US8866464B2 (en) * 2011-12-15 2014-10-21 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for real time current sense for a switching converter
US9966855B2 (en) 2011-12-15 2018-05-08 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for real-time inductor current simulation for a switching converter
CN103454572B (zh) * 2012-05-30 2017-07-21 富泰华工业（深圳）有限公司 电池模拟电路
TWI519199B (zh) * 2012-06-21 2016-01-21 立錡科技股份有限公司 使用ｐｗｍ信號調光的ｌｅｄ驅動器及驅動方法
JP5632885B2 (ja) * 2012-08-31 2014-11-26 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
CN103091543B (zh) * 2013-01-17 2015-01-21 深圳可立克科技股份有限公司 电流检测电路、恒流电路和电池充放电保护系统
JP6158682B2 (ja) * 2013-10-25 2017-07-05 エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 磁気センサ回路
US9595933B2 (en) * 2013-12-30 2017-03-14 Lansus Technologies Inc. Power amplifier device and circuits
US9325233B2 (en) * 2014-07-01 2016-04-26 Texas Instruments Incorporated DC to DC converter and PWM controller with adaptive compensation circuit
JP6409501B2 (ja) * 2014-10-28 2018-10-24 セイコーエプソン株式会社 回路装置及び電子機器
US9671438B2 (en) * 2014-11-05 2017-06-06 Qualcomm Incorporated High-current sensing scheme using drain-source voltage
CN104617765A (zh) * 2015-02-13 2015-05-13 深圳市励创微电子有限公司 一种直流降压型开关电源芯片及其应用电路
DE102015213971B4 (de) * 2015-07-23 2022-07-28 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Kombinierte hochseitige und tiefseitige Stromerfassung
US10256814B2 (en) * 2015-11-04 2019-04-09 Infineon Technologies Ag Enhanced semiconductor switch
CN205336100U (zh) * 2015-12-14 2016-06-22 乐视致新电子科技（天津）有限公司 一种电源输出电压稳定电路
KR102697926B1 (ko) 2016-08-26 2024-08-22 삼성전자주식회사 스위칭 레귤레이터 및 그것의 제어 회로
US20170201170A1 (en) * 2017-03-26 2017-07-13 Ahmed Fayez Abu-Hajar Method for generating highly efficient harmonics free dc to ac inverters
CN207148199U (zh) * 2017-06-28 2018-03-27 罗伯特·博世有限公司 电流检测电路和集成电路
JP7063651B2 (ja) * 2018-02-19 2022-05-09 エイブリック株式会社 信号検出回路及び信号検出方法
CN110022064B (zh) * 2019-03-29 2020-07-14 成都市易冲半导体有限公司 一种可消除对电流模降压器带载能力影响的斜坡补偿电路
CN110502054B (zh) * 2019-08-29 2024-08-23 乳源东阳光机械有限公司 一种实现任意电压波形稳定输出的电镀电源电路
CN111458554B (zh) * 2020-05-19 2022-07-19 杭州洪芯微电子科技有限公司 一种高精度电流监测电路
CN111817562B (zh) * 2020-07-08 2021-06-22 无锡力芯微电子股份有限公司 降压型直流-直流转换器
US11402456B2 (en) * 2020-08-24 2022-08-02 Monolithic Power Systems, Inc. High voltage current sensing circuit with adaptive calibration
JP7434129B2 (ja) * 2020-09-24 2024-02-20 株式会社東芝 電流検出回路、電流検出システム、および電源回路
CN112398350A (zh) * 2020-11-09 2021-02-23 哈尔滨工业大学 一种双y源高升压比dc-dc变换器
CN113589017B (zh) * 2021-07-02 2024-01-19 江苏云意电气股份有限公司 一种动态调节电压检测电路

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4237122C2 (de) * 1992-11-03 1996-12-12 Texas Instruments Deutschland Schaltungsanordnung zur Überwachung des Drainstromes eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors
EP0749208A2 (en) * 1995-06-15 1996-12-18 AT&T IPM Corp. Field effect transistor protection circuit
US5757174A (en) * 1995-07-19 1998-05-26 Micro Linear Corporation Current sensing technique using MOS transistor scaling with matched current sources
JP2002281742A (ja) 2001-03-22 2002-09-27 Densei Lambda Kk カレントモードｄｃ／ｄｃコンバータ
JP4438507B2 (ja) * 2004-05-12 2010-03-24 セイコーインスツル株式会社 電流モード降圧型スイッチングレギュレータ
US7126318B2 (en) 2004-08-25 2006-10-24 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Higher order slope compensation for fixed frequency current mode switching regulators
JP4667836B2 (ja) * 2004-11-26 2011-04-13 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの出力電圧切換方法
JP4619822B2 (ja) * 2005-03-03 2011-01-26 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びその電圧制御方法
US7378822B2 (en) * 2005-11-17 2008-05-27 Linear Technology Corporation Switching regulator slope compensation generator circuit
JP4031507B2 (ja) * 2005-11-25 2008-01-09 株式会社リコー 同期整流型スイッチングレギュレータ、同期整流型スイッチングレギュレータの制御回路及び同期整流型スイッチングレギュレータの動作制御方法
US7595624B2 (en) * 2005-11-30 2009-09-29 Texas Instruments Incorporated Slope compensation for switching regulator

Also Published As

Publication number Publication date
KR101353646B1 (ko) 2014-01-20
CN101247087B (zh) 2012-12-05
JP4902390B2 (ja) 2012-03-21
KR20080077047A (ko) 2008-08-21
JP2008206238A (ja) 2008-09-04
CN101247087A (zh) 2008-08-20
TW200843306A (en) 2008-11-01
US7777472B2 (en) 2010-08-17
US20080218142A1 (en) 2008-09-11
HK1124439A1 (en) 2009-07-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI431913B (zh) Current detection circuit and current mode switch regulator
US7595620B2 (en) Switching regulator
JP6212225B2 (ja) 電力コンバータソフトスタート回路
KR101014738B1 (ko) 승압/강압형 스위칭 조절기 및 역전류 방지 방법
JP5191671B2 (ja) 加算器及び電流モード型スイッチングレギュレータ
TWI447550B (zh) 電源控制器及其方法
JP5577829B2 (ja) 電源装置、制御回路及び電源装置の制御方法
JP4541358B2 (ja) 電源装置
US7482789B2 (en) Step-up converter
JP2008206239A (ja) 半導体装置
KR20090028498A (ko) 스위칭 레귤레이터 및 그 제어 방법
JP2008072833A (ja) スロープ補償回路およびスイッチングレギュレータ
JP4512632B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
WO2007074866A1 (ja) 発光素子駆動回路
US20150002113A1 (en) Power supply circuit
US8729878B2 (en) Switching regulator control circuit and switching regulator
TW201340571A (zh) 雙重模式升壓調節器
JP4517056B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5287205B2 (ja) 電源回路及びその動作制御方法
TWI766061B (zh) 開關調節器
JP2010259188A (ja) ソフトスタート回路およびスイッチング電源装置
JP4487680B2 (ja) 半導体装置
JP2013062986A (ja) 電流制限回路
US20230421039A1 (en) Control device for a switching voltage regulator having improved control performance and control method
JP4693527B2 (ja) 誘導性負荷電流制御回路

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees