CN112398350A - 一种双y源高升压比dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明的一种双Y源高升压比DC‑DC变换器涉及一种直流变换器，目的是为了克服现有Y源升压变换器有输入电流不连续、启动电流过大以及升压比无法满足需求的问题，包括第一Y源变换子电路和第二Y源变换子电路第一Y源变换子电路和第二Y源变换子电路的工作模式均包括直通工作模式和非直通工作模式。

Description

一种双Y源高升压比DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及一种直流变换器，具体涉及一种Y源直流变换器。
背景技术
阻抗源变换器自提出以来，由于其结构简单，具有单级升压、减小变换器系统的功率变换级数、提高系统性能等优势，在电力电子变换器拓扑构造方面受到广泛关注。Y源变换器是由3个紧密耦合的绕组组成，具有较高的电压增益。然而，Y源变换器仍存在一些问题，如具有不连续的输入电流、启动电流过大以及升压比无法满足需求等。
发明内容
本发明的目的是为了克服现有Y源升压变换器有输入电流不连续、启动电流过大以及升压比无法满足需求的问题，提供了一种双Y源高升压比DC-DC变换器。
本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器，包括第一Y源变换子电路和第二Y源变换子电路；
第一Y源变换子电路包括第一Y型耦合电感、输入电感Lin_U、电容C1_U、电容C2_U、电容C3_U、二极管D1_U、二极管D2_U和开关管S2_U；
第一Y型耦合电感包括绕组N1_U、绕组N2_U和绕组N3_U；
输入电感Lin_U的一端与电源的正极电气连接、另一端同时与二极管D1_U的正极和电容C2_U的负极电气连接；
二极管D1_U的负极与绕组N1_U的一端电气连接，绕组N1_U的另一端同时与绕组N2_U的一端和绕组N3_U的一端电气连接；
绕组N2_U的另一端与电容C1_U的正极电气连接，电容C1_U的负极与电源的负极电气连接；
绕组N3_U的另一端同时与电容C2_U的正极、开关管S2_U的集电极和二极管D2_U的正极电气连接；
开关管S2_U的基极悬空、发射极与电源的负极电气连接；
二极管D2_U的负极与电容C3_U的正极电气连接，电容C3_U的负极与电源的负极电气连接；
第二Y源变换子电路包括第二Y型耦合电感、输入电感Lin_B、电容C1_B、电容C2_B、电容C3_B、二极管D1_B、二极管D2_B和开关管S2_B；
第二Y型耦合电感包括绕组N1_B、绕组N2_B和绕组N3_B；
输入电感Lin_B的一端与电源的负极电气连接、另一端同时与二极管D1_B的负极和电容C2_B的负极电气连接；
二极管D1_B的正极与绕组N1_B的一端电气连接，绕组N1_B的另一端同时与绕组N2_B的一端和绕组N3_B的一端电气连接；
绕组N2_B的另一端与电容C1_B的负极电气连接，电容C1_B的正极与电源的正极电气连接；
绕组N3_B的另一端同时与电容C2_B的正极、开关管S2_B的发射极和二极管D2_B的负极电气连接；
开关管S2_B的基极悬空、集电极与电源的正极电气连接；
二极管D2_B的正极与电容C3_B的负极电气连接，电容C3_B的正极与电源的正极电气连接；
二极管D2_U的负极和二极管D2_B的正极还分别与负载电阻R的两端电气连接。
进一步地，绕组N1_U的另一端分别与绕组N2_U的一端和绕组N3_U的一端互为异名端；
绕组N1_B的另一端分别与绕组N2_B的一端和绕组N3_B的一端互为异名端。
进一步地，第一Y源变换子电路和第二Y源变换子电路的工作模式均包括直通工作模式和非直通工作模式；
当第一Y源变换子电路工作在直通工作模式下时，开关管S2_U闭合，二极管D1_U和二极管D2_U截止；
当第一Y源变换子电路工作在非直通工作模式下时，开关管S2_U断开，二极管D1_U和二极管D2_U导通；
当第二Y源变换子电路工作在直通工作模式下时，开关管S2_B闭合，二极管D1_B和二极管D2_B截止；
当第二Y源变换子电路工作在非直通工作模式下时，开关管S2_B断开，二极管D1_B和二极管D2_B导通。
进一步地，开关管S2_U和开关管S2_B交错导通，直通占空比相等。
进一步地，第一Y型耦合电感和第二Y型耦合电感的匝数比相等。
本发明的有益效果是：
本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器，不仅具有平缓启动和平滑的输入电流，而且具有远高于已有Y源变换器的升压比。
该变换器相比于传统的Y源变换器，不仅具有较小的输入电流纹波，而且具有远高于已有Y源变换器的升压比。
附图说明
图1为本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器的电路拓扑结构示意图；
图2为本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器的直通模式等效电路拓扑结构示意图；
图3为本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器的非直通模式等效电路拓扑结构示意图；
图4为本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器中第一Y源变换子电路在直通模式下的等效电路拓扑结构示意图；
图5为本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器中第一Y源变换子电路在非直通模式下的等效电路拓扑结构示意图；
图6为现有Y源DC-DC变换器的输出电压仿真波形；
图7为本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器的输出电压仿真波形；
图8为现有Y源DC-DC变换器的输入电流波形图；
图9为本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器的输入电流波形图；
图10为现有Y源DC-DC变换器与本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器的电压增益随直通占空比的变化曲线；其中，圆点曲线图为本发明的一种双Y源高升压比DC-DC变换器的电压增益随直通占空比的变化曲线；方点曲线图为现有Y源DC-DC变换器的电压增益随直通占空比的变化曲线。
具体实施方式
具体实施方式一，本实施方式的一种双Y源高升压比DC-DC变换器，如图1所示，其核心组成部分为两个不同模式的Y型耦合电感和由电容C2(电容C2_U和电容C2_B)和二极管D1(二极管D1_U和二极管D1_B)构成的电压钳位电路。
本装置工作时分为直通模式和非直通模式，等效电路如图2～图3所示。在直通模式下，如图2所示，开关管闭合，二极管截止。对于电路上半部分，电流流经输入电感Lin_U对电容C2_U充电；耦合电感中的绕组N2_U、N3_U电压被电容C1_U所钳位。
而在非直通状态下，如图3所示，开关管断开，二极管导通。对于电路上半部分，电流流经电感Lin_U和线圈N1_U对电容C1_U充电；电流流经电感Lin_U对电容C2_U和电容C3_U充电；耦合电感中绕组N1_U、N3_U电压被电容C2_U所钳位。下半部分电路工作状态与上半部分相同。电容C3_U、C3_B、负载电阻R和输入电压Vin组成回路，电容C3_U和C3_B对电阻R放电。从等效电路中可以看出，第一Y源变换子电路和第二Y源变换子电路是对称的，因此，下面针对第一Y源变换子电路进行电压分析。
图4和图5为第一Y源变换子电路在直通状态和非直通状态下的工作模式。为了便于分析，在图中绘制了代表Y型耦合电感的等效励磁电感LM_U。假设电容C1_U、C2_U、C3_U和电感Lin_U、LM_U足够大，电容电压和电感电流在每个开关周期内几乎不会改变。在直通状态下，开关管导通，二极管D1_U截止，这一状态下的等效电路如图4所示。此时的耦合电感中绕组N2_U和N3_U电压被电容C1_U所钳位，而输入电感Lin_U则被电源Vin和电容C2_U钳位，相关的电压表达式为：
Figure BDA0002768666920000041
vLin_U＝Vin+VC2_U (2)
同时，可以观察到流入电容C2_U的电流受电感Lin_U的限制，流过电容C1_U的电流等于i2_U，相关表达式为：
Figure BDA0002768666920000042
iC2_U＝-Iin_U (4)
当电路中的开关管关断后，电路进入到了如图5所示的非直通状态。在这一状态下，耦合电感中绕组N1_U和N3_U电压被电容C2_U所钳位。这些电感上的电压为：
Figure BDA0002768666920000043
Figure BDA0002768666920000044
同时可以推导出以下电流表达式：
iC1_U＝Iin-IO_U (7)
Figure BDA0002768666920000045
对励磁电感LM_U和输入电感Lin_U列写伏秒平衡方程可得：
Figure BDA0002768666920000046
其中，d是直通状态的占空比，Lx代表Lin_U和LM_U。
对电容C1_U和C2_U列写安秒平衡方程可得：
Figure BDA0002768666920000051
其中，Cx代表C1_U和C2_U。
求解式(9)可得到电容C1_U和C2_U上的电压为：
VC1_U＝(1-d)gUVin (11)
VC2_U＝dKUgUVin (12)
其中，
Figure BDA0002768666920000052
是升压比，
Figure BDA0002768666920000053
是绕组系数。
由上述方程可得第一Y源变换子电路的输出电压Vo_U为：
Vo_U＝gUVin (13)
因为第一Y源变换子电路和第二Y源变换子电路是完全对称的，因此两耦合电感的绕组系数相同。相似的可以得到第二Y源变换子电路的输出电压Vo_B。
根据C3_U、C3_B、R及Vin构成的回路易知，输出电压Vo表达式为：
Vo＝Vo_U+Vo_B-Vin (14)
因此可以得出本发明的双Y源高升压比DC-DC变换器的升压比为：
Figure BDA0002768666920000054
为了证明本发明的优越性，在PLECS中搭建相同参数设置的改进型双Y源高升压比DC-DC变换器和Y源DC-DC变换器的仿真模型，并重点观察其输出电压波形。仿真参数的设置如表1所示，得到的输出电压如图6～图7所示，可以看到相同参数设置时，现有的Y源变换器的输出电压为152V(理论值为153.85V)。而本发明的双Y源高升压比DC-DC变换器输出电压值为301V(理论值为320V)。
从图8～图9的波形图中可以看出，本发明的双Y源高升压比DC-DC变换器可以有效的减小输入电流纹波；在开关管S2_U和开关管S2_B两个开关管的控制互补时，输入电流纹波更小。
表1系统参数
Figure BDA0002768666920000061
为了更直观的证明本发明中拓扑在升压比上的优越性，电压增益随直通占空比的变化曲线如图10所示。可以看到，在第一Y型耦合电感和第二Y型耦合电感中的三个绕组匝数比相同，且两个开关管的直通占空比相同时，本发明中的拓扑具有更高的电压增益，采用相同结构耦合电感时，本发明的双Y源高升压比DC-DC变换器以一个更小的直通占空比可以得到与现有的Y源DC-DC变换器相同的输出电压。

Claims (5)

1.一种双Y源高升压比DC-DC变换器，其特征在于，包括第一Y源变换子电路和第二Y源变换子电路；
所述第一Y源变换子电路包括第一Y型耦合电感、输入电感Lin_U、电容C1_U、电容C2_U、电容C3_U、二极管D1_U、二极管D2_U和开关管S2_U；
所述第一Y型耦合电感包括绕组N1_U、绕组N2_U和绕组N3_U；
输入电感Lin_U的一端与电源的正极电气连接、另一端同时与二极管D1_U的正极和电容C2_U的负极电气连接；
二极管D1_U的负极与绕组N1_U的一端电气连接，绕组N1_U的另一端同时与绕组N2_U的一端和绕组N3_U的一端电气连接；
绕组N2_U的另一端与电容C1_U的正极电气连接，电容C1_U的负极与电源的负极电气连接；
绕组N3_U的另一端同时与电容C2_U的正极、开关管S2_U的集电极和二极管D2_U的正极电气连接；
开关管S2_U的基极悬空、发射极与电源的负极电气连接；
二极管D2_U的负极与电容C3_U的正极电气连接，电容C3_U的负极与电源的负极电气连接；
所述第二Y源变换子电路包括第二Y型耦合电感、输入电感Lin_B、电容C1_B、电容C2_B、电容C3_B、二极管D1_B、二极管D2_B和开关管S2_B；
所述第二Y型耦合电感包括绕组N1_B、绕组N2_B和绕组N3_B；
输入电感Lin_B的一端与电源的负极电气连接、另一端同时与二极管D1_B的负极和电容C2_B的负极电气连接；
二极管D1_B的正极与绕组N1_B的一端电气连接，绕组N1_B的另一端同时与绕组N2_B的一端和绕组N3_B的一端电气连接；
绕组N2_B的另一端与电容C1_B的负极电气连接，电容C1_B的正极与电源的正极电气连接；
绕组N3_B的另一端同时与电容C2_B的正极、开关管S2_B的发射极和二极管D2_B的负极电气连接；
开关管S2_B的基极悬空、集电极与电源的正极电气连接；
二极管D2_B的正极与电容C3_B的负极电气连接，电容C3_B的正极与电源的正极电气连接；
二极管D2_U的负极和二极管D2_B的正极还分别与负载电阻R的两端电气连接。
2.根据权利要求1所述的一种双Y源高升压比DC-DC变换器，其特征在于，绕组N1_U的另一端分别与绕组N2_U的一端和绕组N3_U的一端互为异名端；
绕组N1_B的另一端分别与绕组N2_B的一端和绕组N3_B的一端互为异名端。
3.根据权利要求2所述的一种双Y源高升压比DC-DC变换器，其特征在于，第一Y源变换子电路和第二Y源变换子电路的工作模式均包括直通工作模式和非直通工作模式；
当第一Y源变换子电路工作在直通工作模式下时，开关管S2_U闭合，二极管D1_U和二极管D2_U截止；
当第一Y源变换子电路工作在非直通工作模式下时，开关管S2_U断开，二极管D1_U和二极管D2_U导通；
当第二Y源变换子电路工作在直通工作模式下时，开关管S2_B闭合，二极管D1_B和二极管D2_B截止；
当第二Y源变换子电路工作在非直通工作模式下时，开关管S2_B断开，二极管D1_B和二极管D2_B导通。
4.根据权利要求3所述的一种双Y源高升压比DC-DC变换器，其特征在于，开关管S2_U和开关管S2_B交错导通，直通占空比相等。
5.根据权利要求4所述的一种双Y源高升压比DC-DC变换器，其特征在于，第一Y型耦合电感和第二Y型耦合电感的匝数比相等。
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