CN110504836B

CN110504836B - 基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器

Info

Publication number: CN110504836B
Application number: CN201910906866.1A
Authority: CN
Inventors: 管乐诗; 陈恒; 王懿杰; 姚婷婷; 王卫; 徐殿国
Original assignee: Harbin Institute of Technology
Current assignee: Harbin Institute of Technology
Priority date: 2019-09-24
Filing date: 2019-09-24
Publication date: 2021-02-02
Anticipated expiration: 2039-09-24
Also published as: CN110504836A

Abstract

本发明的基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器涉及一种降压DC/DC变换器，该的基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器包括谐振Buck电路和STC电路，其中，谐振Buck电路与STC电路的输入侧串联、谐振Buck电路与STC电路的输出侧并联，且谐振Buck电路工作在闭环控制模式，令输出电压闭环控制；STC电路工作在不控模式，令电压变比的增益固定。

Description

基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器

技术领域

本发明涉及一种变换器，具体涉及一种降压DC/DC变换器。

背景技术

随着通信技术，集成电路芯片技术及数据中心供电系统的不断发展，对于降压DC/DC变换器的性能提出了更高要求。以数据中心或通信基站供电系统为例，其往往存在两级或多级母线电压。以48V-5V转换为例，现有的降压电路一般采用两级式结构，两级电路分别完成48V转12V和12V转5V的电压转换。并且能够保证每级电路单独控制，且每级电路的电压传输比均在较合适的调节范围内。上述两级系统的主要缺点是系统能量需要进行两次传输，系统效率较低；且在两级系统中，后级系统往往采用工作在硬开关状态下的Buck电路。为了解决上述问题，单级降压电路被逐步提出。如采用flyback电路、LLC电路可以实现能量的单级传输。

但是flyback电路、LLC电路需采用高匝数比的变压器，导致变压器设计复杂、变压器体积大，不利于提升系统效率和功率密度。同时在输入电压大幅变化的条件下，需要大范围调整占空比或开关管频率，无法保证较高的系统效率。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有单级能量传输降压DC/DC变换器系统效率低的问题，提供了一种基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器。

本发明的基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器，包括谐振Buck电路，且谐振Buck电路工作在闭环控制模式，令输出电压闭环控制；

还包括谐振开关电容STC电路，STC电路包括6个主开关管S_m1～S_m6，6个同步整流开关管S_R1～S_R6，3个谐振电容C_R1、C_R2和C_R3，3个谐振电感L_R1、L_R2和L_R3，以及2个钳位电容C_F1和C_F2；

S_m1的电流输入端与谐振Buck电路的输入侧串联、且S_m1、S_m2、S_m3、S_m4、S_m5和S_m6之间的电流输出端和电流输入端依次电气连接；

S_R1的电流输入端与S_m6的电流输出端电气连接、S_R1的电流输出端与S_R2的电流输入端电气连接、S_R2的电流输出端与电压源的负极电气连接；S_R3的电流输入端与S_m6的电流输出端电气连接、S_R3的电流输出端与S_R4的电流输入端电气连接、S_R4的电流输出端与电压源的负极电气连接；S_R5的电流输入端与S_m6的电流输出端电气连接、S_R5的电流输出端与S_R6的电流输入端电气连接、S_R6的电流输出端与电压源的负极电气连接；

C_R1的一端与S_m1的电流输出端电气连接；C_R2的一端与S_m3的电流输出端电气连接；C_R3的一端与S_m5的电流输出端电气连接；

L_R1的一端与C_R1的另一端电气连接、L_R1的另一端与S_R2的电流输入端电气连接；L_R2的一端与C_R2的另一端电气连接、L_R2的另一端与S_R4的电流输入端电气连接；L_R3的一端与C_R3的另一端电气连接、L_R3的另一端与S_R6的电流输入端电气连接；

C_F1的一端与S_m2的电流输出端电气连接、C_F1的另一端接地；C_F2的一端与S_m4的电流输出端电气连接、C_F2的另一端接地；

S_m6的电流输出端作为STC电路的输出端，且S_m6的电流输出端与谐振Buck电路的输出端电气连接；

S_m1、S_m4、S_m5、S_R1、S_R4和S_R5同步开通或关断，S_m2、S_m3、S_m6、S_R2、S_R3和S_R6同步开通或关断，且S_m1和S_m2互补导通、S_m1和S_m2的占空比各为50％；STC电路工作在不控模式，令电压变比的增益固定。

本发明的有益效果是：采用STC电路与谐振Buck电路构建单级降压DC/DC变换器，利用谐振Buck电路作为独立的闭环单元调整输出电压，STC电路工作在不控模式，提高系统效率，具有如下效果：

1、构建基于层叠式结构的单级降压电路，采用STC电路与谐振Buck电路相结合的结构，两电路的输入侧串联，输出侧并联。其中STC电路工作在不控模式，实现固定增益的电压变比；谐振Buck电路工作在闭环控制模式，实现输出电压的闭环控制；

2、采用谐振Buck电路，使开关管能够工作在软开关状态下，同时所采用的谐振Buck电路通过串联电容和耦合电感，能够在非极端占空比条件下实现高降压特性。

附图说明

图1为本发明的降压变换器的电路原理图；

图2为本发明的降压变换器的输出电压波形；

图3为本发明的降压变换器的输入电压波形；

图4为本发明的降压变换器的谐振Buck电路和STC电路的输出电流波形；其中，i_o1为谐振Buck电路的输出电流波形，i_o2为STC电路的输出电流波形；

图5为本发明的降压变换器的闭环控制单元控制示意图。

具体实施方式

具体实施方式一，本实施方式的基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器，包括谐振Buck电路1，且谐振Buck电路1工作在闭环控制模式，令输出电压闭环控制；

还包括STC电路2，STC电路2包括6个主开关管S_m1～S_m6，6个同步整流开关管S_R1～S_R6，3个谐振电容C_R1、C_R2和C_R3，3个谐振电感L_R1、L_R2和L_R3，以及2个钳位电容C_F1和C_F2；

S_m1的电流输入端与谐振Buck电路1的输入侧串联、且S_m1、S_m2、S_m3、S_m4、S_m5和S_m6之间的电流输出端和电流输入端依次电气连接；

S_m6的电流输出端作为STC电路2的电压输出端；

S_m1、S_m4、S_m5、S_R1、S_R4和S_R5同步开通或关断，S_m2、S_m3、S_m6、S_R2、S_R3和S_R6同步开通或关断，且S_m1和S_m2互补导通、S_m1和S_m2的占空比各为50％；STC电路2工作在不控模式，令电压变比的增益固定。

具体地，本实施方式的基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器由谐振Buck电路1和STC电路2两部分组成。这两个变换器的输入侧采用串联结构，输出侧采用并联结构。STC电路2工作在不控模式下，根据电流的方向可以将STC电路2所有的开关器件分为两类。其中，S_m1～S_m6为主开关管，S_R1～S_R6为同步整流开关管，C_R1、C_R2、C_R3和L_R1、L_R2、L_R3一一对应分别构成三组谐振网络，C_F1和C_F2为钳位电容。并且谐振STC电路2的工作频率固定，具有更小的电压应力和良好的软开关特性，这样可以保证STC电路2的高效率和高功率密度。

最佳实施例，本实施例是对实施方式一的进一步说明，本实施例中，6个主开关管S_m1～S_m6和6个同步整流开关管S_R1～S_R6的开关频率为1MHz。

最佳实施例，本实施例是对实施方式一的进一步说明，本实施例中，C_R1和L_R1构成第一谐振网络、C_R2和L_R2构成第二谐振网络、C_R3和L_R3构成第三谐振网络，且第一谐振网络、第二谐振网络和第三谐振网络的谐振频率等于开关频率。

具体地，不控模式的STC电路2参数设计

针对STC电路2，如图1所示，本发明设定开关频率为1MHz，谐振频率为开关频率。根据之前的原理分析以及输入输出指标，STC电路2的相关设计参数如下表1所示：

表1 STC电路参数

元件	参数
		谐振电容C<sub>R1</sub>、C<sub>R2</sub>、C<sub>R3</sub>	3.5μF
谐振电感L<sub>R1</sub>、L<sub>R2</sub>、L<sub>R3</sub>	7.2nH
		钳位电容C<sub>F1</sub>和C<sub>F2</sub>	60uF
滤波电容C<sub>o2</sub>	350uF

最佳实施例，本实施例是对实施方式一的进一步说明，本实施例中，谐振Buck电路1包括开关管S₁，开关管S₂，开关管S₃，谐振电容C_r1以及变压器；

S₁的电流输入端与电压源的正极电气连接；

S₂的电流输入端与S₁的电流输出端电气连接，且S₂的电流输出端与S_m1的电流输入端电气连接；

C_r1的一端与S₁的电流输出端电气连接；

变压器的原边绕组的异名端与副边绕组的同名端串联；变压器的漏感等效为电感L_r1，变压器的励磁电感等效为电感L_m1，L_r1的一端与谐振电容C_r1的另一端串联构成谐振腔，L_r1的另一端与L_m1的一端串联，L_m1与变压器的原边绕组并联；

S₃的电流输入端接入变压器的原边绕组与副边绕组之间、S₃的电流输出端接地；

变压器的副边绕组的异名端作为谐振Buck电路1的输出端；S₂和S₃同时开通或关断，S₁与S₂互补导通。

具体地，在谐振Buck单元中，L_r1和L_m1分别为变压器的漏感和励磁电感。并且L_r1与C_r1组成谐振网络。而谐振Buck变换器可以在比较宽的输入电压范围内通过闭环控制实现输出电压稳定。

对于谐振Buck电路1，开关管S₂和S₃同时开通或关断，而S₁与其互补导通。并留有一定的死区时间。(由于功率器件都存在一定的结电容，所以会造成器件导通关断的延迟现象。一般在设计电路时已尽量降低该影响，比如尽量提高控制极驱动电压电流，设置结电容释放回路等。为了使器件工作可靠，避免由于关断延迟效应造成互不导通的开关管直通，有必要设置死区时间，也就是开关管关断时间。死区时间可有效地避免延迟效应所造成的一个开关管未完全关断，而另一个开关管又处于导通状态，避免直通毁坏电路。

死区时间大，电路工作更加可靠，但会带来输出波形的失真及降低输出效率。死区时间小，输出波形要好一些，只是会降低可靠性。一般来说死区时间是不可以改变的，只取决于功率元件制作工艺。死区时间当然越小越好。但是所以设置死区时间，是为了安全。因此又不可没有。最佳的设置是：在保证安全的前提下，越小越好。以不毁坏开关管、输出不短路为目的。)

由于加在C_r1两端电压的直流分量要远大于其交流分量，因此在简化分析条件下，C_r1两端电压可以看做是常量。同时对电感L₁和L_m1应用伏秒平衡原理。可得到稳态情况下谐振Buck电路1的直流电压增益表达式如式(1)所示。

其中V_in1为谐振Buck变换器的输入电压，V_o为降压变换器输出电压，N₁为变压器匝数比，D为开关管S₁的导通占空比。

而当L_r1<<L_m1时，(1)式可简化为：

进而得到：

如图1所示，STC电路2由3个STC基本模块组合起来，而每一个STC基本模块都可以被看做是一个变比为1的理想直流变压器。开关S_m1、S_m4、S_m5、S_R1、S_R4和S_R5以及开关S_m2、S_m3、S_m6、S_R2、S_R3和S_R6互补导通且占空比都固定为50％，并留有一定的死区时间。谐振腔的谐振频率为开关频率。当STC电路2工作在谐振频率点时，其输入与输出电压关系如式(4)所示。

V_in2＝(n+1)V_o (4)

也就意味着V_in2每经过一个STC基本模块，都会降低V_o。其中V_in2为不控STC电路输入电压，V_o为降压变换器输出电压，

由于STC电路2与谐振Buck电路1的输入侧串联，因此流过这两个电路的输入

电流相同，因此这两个电路的输入功率之比等于输入电压之比，P_in1为谐振Buck电路1的输入功率，P_in2为STC电路的输入功率。如式(5)所示。

由以上关系式可得系统的总效率表达式如下。

其中η₁和η₂分别为谐振Buck电路1与STC电路2的效率。

最佳实施例，本实施例是对实施方式一的进一步说明，本实施例中，S₁、S₂和S₃的工作频率为2MHz，且S₁的导通占空比为36％。

最佳实施例，本实施例是对实施方式一的进一步说明，本实施例中，变压器的原边绕组与副边绕组的匝数之比为1:1。

具体地，谐振Buck电路1参数设计如下

对于谐振Buck电路1，如图1所示，本发明根据电压增益与占空比之间的关系，确定在额定工作状态下开关管S₁、S₂和S₃的工作频率为2MHz，S₁的导通占空比为36％，S₂或S₃分别与S₁互补导通。具体的参数设计值如表2所示：

表2 谐振Buck电路参数

元件	参数
		谐振电容C<sub>r1</sub>	190nF
谐振电感L<sub>r1</sub>	30nH
		励磁电感L<sub>m1</sub>	250nH
滤波电容C<sub>o1</sub>	100uF

结合上述实施方式以及实施例，对本发明进行说明如下：

具体地，结合上述实施方式、实施例以及具体说明，本发明可实现48V/5V的降压输出，额定输出功率为50W。STC电路2中的基本模块数为3，谐振Buck电路1中的变压器匝数比为1:1。同时确定在额定工作条件下谐振Buck电路1的开关管S₁的导通占空比为36％。于是有：

即STC电路2输入电压为20V，谐振Buck电路1输入电压为28V，仿真结果如图2～图4所示。

从图2和图3可以看出降压变换器输出电压为5V，输入分压比接近1.39。与理论分析基本一致。根据图4计算得出STC电路2的平均输出电流约为1.02A，谐振Buck电路1的平均输出电流约为5.75A。

最佳实施例，本实施例是对实施方式一的进一步说明，本实施例中，还包括闭环控制单元3；该闭环控制单元3包括采样电路4、A/D转换电路5和PID控制电路6；

采样电路4，用于采集降压变换器的输出电压，并输出反馈电压信号V_fdb；

A/D转换电路5，用于对反馈电压信号V_fdb进行模数转换；

PID控制电路6，用于根据模数转换后的反馈电压信号V_fdb以及参考信号V_ref计算得到PWM控制信号；

PWM控制信号，用于控制S₁、S₂和S₃的导通和关断。

具体地，由于实际输入电压是波动的，本发明针对谐振Buck电路1采用独立的闭环控制单元3调节谐振Buck电路1中开关管的导通占空比，使得输出电压稳定。该闭环控制单元3图5所示。

实际输出电压信号作为采样电路的输入，输出为一反馈电压信号V_fdb，DSP(包括A/D转换电路5和PID控制电路6)对V_fdb采样滤波后送入PID控制环节。经过计算后输出相应的PWM信号控制开关管的通断。从而使得输出电压能够跟踪给定参考信号V_ref。

Claims

1.基于STC电路与谐振Buck电路的降压变换器，包括谐振Buck电路(1)，且所述谐振Buck电路(1)工作在闭环控制模式，令输出电压闭环控制；

其特征在于，还包括谐振开关电容STC电路(2)，所述STC电路(2)包括6个主开关管S_m1～S_m6，6个同步整流开关管S_R1～S_R6，3个谐振电容C_R1、C_R2和C_R3，3个谐振电感L_R1、L_R2和L_R3，以及2个钳位电容C_F1和C_F2；

S_m1的电流输入端与谐振Buck电路(1)的输入侧串联、且S_m1、S_m2、S_m3、S_m4、S_m5和S_m6之间的电流输出端和电流输入端依次电气连接；

S_m6的电流输出端作为STC电路(2)的输出端，且S_m6的电流输出端与谐振Buck电路(1)的输出端电气连接；

S_m1、S_m4、S_m5、S_R1、S_R4和S_R5同步开通或关断，S_m2、S_m3、S_m6、S_R2、S_R3和S_R6同步开通或关断，且S_m1和S_m2互补导通、S_m1和S_m2的占空比各为50％；所述STC电路(2)工作在不控模式，令电压变比的增益固定；

所述谐振Buck电路(1)包括开关管S₁，开关管S₂，开关管S₃，谐振电容C_r1以及变压器；

S₁的电流输入端与电压源的正极电气连接；

C_r1的一端与S₁的电流输出端电气连接；

变压器的副边绕组的异名端作为谐振Buck电路(1)的输出端；S₂和S₃同时开通或关断，S₁与S₂互补导通；

还包括闭环控制单元(3)；该闭环控制单元(3)包括采样电路(4)、A/D转换电路(5)和PID控制电路(6)；

所述采样电路(4)，用于采集所述降压变换器的输出电压，并输出反馈电压信号V_fdb；

所述A/D转换电路(5)，用于对所述反馈电压信号V_fdb进行模数转换；

所述PID控制电路(6)，用于根据模数转换后的反馈电压信号V_fdb以及参考信号V_ref计算得到PWM控制信号；

所述PWM控制信号，用于控制S₁、S₂和S₃的导通和关断；

从而使得输出电压能够跟踪给定参考信号V_ref；

6个主开关管S_m1～S_m6和6个同步整流开关管S_R1～S_R6的开关频率为1MHz；

C_R1和L_R1构成第一谐振网络、C_R2和L_R2构成第二谐振网络、C_R3和L_R3构成第三谐振网络，且第一谐振网络、第二谐振网络和第三谐振网络的谐振频率等于开关频率；

S₁、S₂和S₃的工作频率为2MHz，且S₁的导通占空比为36％；

变压器的原边绕组与副边绕组的匝数之比为1:1；

因此这两个电路的输入功率之比等于输入电压之比，

其中，P_in1为谐振Buck电路1的输入功率，P_in2为STC电路的输入功率，N₁为变压器匝数比，D为开关管S₁的导通占空比，n为STC电路中STC基本模块的数量；V_in1为谐振Buck变换器的输入电压；V_in2为STC电路输入电压。