TWI426727B - 結合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器結合裝置及方法 - Google Patents

結合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器結合裝置及方法 Download PDF

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Description

結合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器結合裝置及方法 相關申請案之交互參照
本案係有關共同審查中且共同擁有的美國專利申請案案號：10/682,381，申請日2003年10月8日名稱「高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線發射器波束形成裝置及方法」(代理人檔號073169/0293448)。前述申請案以引用方式併入此處。
發明領域
本發明係有關無線通訊。特別，本發明係有關一種高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線發射器波束形成裝置及方法。
 發明背景
無線通訊系統使用天線來通訊信號。無線區域網路(WLAN)屬於一型介於一指定區的各個節點間通訊資訊之無線通訊系統。
信號類型
窄頻信號與寬頻信號
目前大部分無線通訊系統為窄頻信號系統。窄頻信號之信號頻寬由數十千赫茲(kHz)(例如50kHz)至數百千赫茲(500kHz)。相反地，寬頻或寬頻信號具有頻寬大於1MHz。
802.11與802.11a
一型寬頻信號為使用電氣及電子工程師協會 (IEEE)802.11標準用於WLANs之信號。IEEE 802.11標準(802.11)摘述WLANs之媒體存取控制(MAC)規格及實體層(PHY)規格。
IEEE 802.11a標準(802.11a)屬於802.11之一部分，且定址於高資料率寬頻封包化無線通訊系統之通訊，涵蓋5GHz至6GHz之操作頻率。802.11a使用正交分頻多工(OFDM)調變，其允許透過寬廣頻率範圍之複數個頻率差發射資料，來以極高資料率通訊。全部此處適用於802.11a之討論也適用於IEEE 802.11g。IEEE 802.11g OFDM標準係與802.11a相同，但係於2.4GHz頻帶操作。802.11考慮成功及未成功發射封包。802.11a無線通訊系統及其它無線通訊系統於發射信號與接收信號期間可能出現多項問題。
電路受損
例如，無線通訊系統於接收器電路可能遭遇電路受損問題。特別接收器電路可能出現下列電路損害：(1)頻率偏移；(2)直流(DC)偏移；(3)載波相位偏移，及(4)時序偏移。
典型先前技術接收器電路100顯示於第1A圖。接收器電路100包括一天線110、一類比前端120、及一基頻系統130，其邏輯互連情況顯示於第1A圖。類比前端120包括一局部振盪器122、一低雜訊放大器(LNA)123、一混合器124、類比放大器125、及類比濾波器126。基頻系統130包括一類比/數位轉換器(A/D)132以及一數位信號處理器(DSP)134。類比前端及基頻系統之各組成元件之不夠理想，例如局部振盪器122、混合器124、濾波器126、A/D 132及DSP 134之不 夠理想，造成電路損害可能出現於接收器電路，例如接收器電路100。
先前技術接收器電路試圖以電路損害抵銷電路來修正電路受損。例如於第1B圖，先前技術接收器電路140包括一修改後之基頻系統150邏輯耦合至類比前端120。修改後之基頻系統150包括一電路損害抵銷單元152其係邏輯互連於A/D 132與DSP 134間。電路損害抵銷單元152由A/D 132之數位輸出信號估計電路損害。然後電路損害抵銷單元152於得自A/D 132之信號抵銷該電路損害。
通道效應-衰減通訊通道及多路徑通訊通道
例如無線通訊系統可能遭遇通道效應，例如跨衰減通訊通道發射信號。通訊通道的衰減可能由於多路徑及傳播耗損所造成。
以多路徑通道為例，介於發射天線與接收天線間發射之RF能由於RF能採用多重路徑，於至接收天線之途中有多重延遲，故出現破壞性干涉及建設性干涉。此種多路徑干涉調變跨全部由一無線通訊網路所使用之頻率及載波間之信號相位，且衰減信號振幅。於WLAN，此種多路徑干涉將造成接收器錯誤接收一封包或完全遺漏一封包。
先前技術接收器電路嘗試以通道修正電路來修正通道效應，例如衰減通道及多路徑干涉。例如於第1C圖，先前技術接收器電路160包括一經修改之基頻系統170邏輯互連類比前端120及解碼器176。經修改之基頻系統170包括一通道修正單元172邏輯互連於A/D 132與解碼器176間。通道修 正單元172對窄頻信號於A/D 132之輸出信號進行通道等化。
天線分集
先前技術接收器電路嘗試以天線分集來修正通道效應，例如衰減通道及多路徑干涉。於一帶有天線分集之無線通訊系統，有個多天線接收器。使用帶有多天線之接收器，故當由於一根天線的衰減通道造成信號接收不良時，無衰減的良好通道可能存在於另一根天線。例如於第1D圖，先前技術多天線接收器180包括多天線181、182、接收鏈183以及分集交換器189，其邏輯互連情況係如圖所示。接收鏈183包括一類比前端185以及一基頻系統187。類比前端185可類似類比前端120及基頻系統187類似基頻系統130。當一特定通訊通道衰減時，分集交換器189由一根天線交換至另一根天線，來獲得未衰減的通訊通道。不幸，分集交換器189造成接收信號的交換耗損。此外由於於接收器之使用選定天線信號，故交換分集提供有限分集增益。而得自天線之信號之理想組合將獲得較大分集增益。
快速天線交換分集
先前技術快速天線分集技術已經用來管理多根天線。例如於有兩根天線之快速天線分集通訊系統，當一封包到達時，第一天線用來接收該信號。於接收該信號經歷一段足夠判定接收品質的時間後，通訊系統交換至第二天線。然後第二天線用來接收信號，直到接收品質經過判定為止。最後，系統交換至有最佳接收的天線。某些情況下， 於快速天線分集通訊系統使用多於兩根天線。
使用快速天線分集嘗試與測試多根天線，典型係於接收封包之前言、標頭、或訓練部分期間進行。前言經過檢驗，而非資料接收檢驗，故於測試不同天線期間不會有資料耗損。
使用快速天線分集及802.11a之問題
快速天線分集不適合802.11a信號以及其它高資料率無線通訊信號，理由有數項。
通道品質估計不良
首先，802.11a信號及其它高資料率無線通訊信號之封包長度導致使用快速天線分集技術對通道品質之估計不良。例如802.11a信號之封包前言相當短，總計時間約8微秒。短的前言為任何高資料率通訊系統所需，俾維持通訊系統效率高。隨著資料率的增高，封包持續時間傾向於縮短。
通訊效能低劣
此外，快速天線分集造成802.11a及其它高資料率無線通訊系統之效能低劣。耗用在切換與測定來自不同天線之信號的時間，減少可供執行其它功能的時間，執行其它功能通常為802.11a信號及其它高資料率無線通訊信號之封包前言期間進行。此等功能包括(1)正確設定於一接收鏈之放大器增益；(2)提取一接收得之信號之頻率偏移；以及(3)找出適當符號邊界來測定符號時序。當前言短時，若耗時間來選擇最佳天線，則頻率偏移、增益設定或符號時序等品 質受損。因此迫使天線選擇前言時間，將造成高資料率無線通訊系統例如802.11a系統總體效能低劣。
天線間之差異檢測困難
此外，封包前言期間之快速天線分集交換，對寬頻信號如802.11a OFDM信號等造成額外挑戰。前言不具有頻率解析度來識別接收得之信號之窄頻凹谷。因此，前言無法用來感測窄頻帶的多個窄凹谷，窄頻凹谷可能由於與寬頻信號之多通道干涉所造成。只基於前言功率做交換決定，可能造成交換至一個有頻率領域凹谷的天線，因而漏失該封包。
於某些寬頻信號，特別802.11a OFDM信號，於封包前言期間檢測通道差異之另一項挑戰為短訓練符號序列與長訓練符號序列之組合時間極短，特別短訓練符號序列的持續時間極有限。於如此短之時間，該期間必須決定多根不同天線中之何者最適合使用之所需時間，無法使用需要較長時間來做決定的習知技術。
組合信號
組合天線信號是另一種分集方法。天線信號必須首先為同相位，然後組合，來達成同調組合增益。當信號為窄頻時，此項任務簡單，而寬頻信號之此項任務有較高挑戰性。
組合窄頻信號
於窄頻信號無線通訊系統，兩個或兩個以上得自兩根或兩根以上天線接收之信號通常跨頻帶並未顯示顯著變化 (亦即信號有相對平坦回應)。如此，二或二以上窄頻信號可使用天線分集組合技術，相當容易地同調組合，極少有下列風險：(1)由於偏離真正信號而喪失資訊或(2)接收得之信號彼此抵銷。通常，窄頻信號之振幅回應及相位回應跨頻帶的變化不如寬頻信號如802.11a信號之振幅及相位回應的顯著。如此，窄頻信號之組合權值不具有頻率相依性，來自不同天線的窄頻信號容易經過相位修正與組合。
使用組合寬頻信號之問題
與窄頻信號相反，透過傳統組合方法或習知窄頻分集技術來組合寬頻無線信號遠更複雜，由於跨寬頻頻寬的信號相位及振幅變化大，若欲選擇性克服頻率困難。
天線分集組合
有數種習知天線分集組合技術。其中多項技術係基於檢驗得自二或二以上天線的信號的組合。
一種組合方法為最大比值組合(MRC)，此處來自兩根或兩根以上天線之信號調整為同相位，且與其噪訊比(SNRs)成比例加權，且加總來形成加權組合信號。MRC可獲得最佳SNR改良，此處組合信號SNR係等於各天線信號之SNR總和。
另一種組合方法為等增益組合(EGC)。於等增益組合，對全部信號使用有相同振幅及不同相位之權值。參照第1E圖，先前技術等增益組合器190包括類比前端191、192、基頻單元194、195、相位修正單元196、197及加法器198，其邏輯互連係如圖所示。但EGC效能並非最佳，組合SNR典 型高於個別天線SNR，但小於SNR總和。
此等先前技術天線分集組合技術用於窄頻之效果良好，此處相位及權值並非頻率相依性。但習知技術用於寬頻信號之效果不佳，寬頻信號接收自相位及功率於接收得之信號頻寬並非恆定，且為頻率相依性，例如802.11a信號。因此，習知天線分集組合技術不適用於寬頻信號無線通訊信號，例如802.11a信號。
因此需要有一種具有成本效益且有效之多天線接收器天線組合技術，其適合用於面對高資料率寬頻封包化無線通訊信號如802.11a信號所帶來的挑戰，且該技術於組合此等信號時可實作頻率相依性加權。如此，本發明提供一種有效且低成本之組合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器之系統及方法。
 發明概要
本發明提供一種組合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器之裝置及方法。
一具體實施例中，本發明提供一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中M根接收天線各自接收一個M信號，其中各個M信號包括N個頻率倉以及其中M為大於或等於2之整數，以及N為正整數。一較佳具體實施例中，該裝置包括一聯合時序回復單元，其對對應各個M信號之數位資料進行聯合粗糙信號時序估計、聯合精密時序估計及聯合頻 率偏移估計。也包括M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自將對該一個M信號之數位資料轉換成頻率領域資訊，係呈對該一個M信號之各個N頻率倉之副載波資料形式。該裝置進一步包括一組合器，其加權且組合M個FFT單元之頻率領域資訊，藉此產生有較少電路損害及通道效應之組合輸出信號。
一具體實施例中，該聯合時序回復單元包括一聯合粗糙信號時序估計單元，其使用各個M信號來進行聯合粗糙信號時序估計。一具體實施例中，天線數目M為1，該種情況下，於聯合粗糙時序估計單元之加法器將具有單一輸出端。
一具體實施例中，聯合時序回復單元包括一聯合頻率偏移估計單元，其對全部信號執行聯合頻率偏移估計。
另一具體例中，系統組配有發射器及接收器二者，其各自有多根天線。一特定具體例中，使用緩慢天線交換技術來由多根不同發射天線中選出一根，而使用快速天線交換技術來由多根不同接收天線中選定一根天線。
本發明也提供一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M信號」)來形成一組合輸出信號之方法，其中M根接收天線各自接收一個M信號，其中各個M信號包括N個頻率倉，及其中M為大於或等於2之整數，以及N為正整數。該方法包括下列步驟：對對應各個M信號之數位資料，進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；將各個M信號之數位資料轉換成頻率領域資訊，係呈 對各個M信號之各個N頻率倉之副載波資料形式，且輸出各M信號之頻率領域資訊；以及加權且組合該頻率領域資訊，因而產生具有較少電路損害及通道效應之組合輸出信號。
圖式簡單說明
第1A圖為先前技術接收器電路之略圖。
第1B圖為先前技術接收器電路帶有電路損害抵銷電路之略圖。
第1C圖為先前技術接收器電路帶有通道修正電路之略圖。
第1D圖為先前技術多天線接收器之略圖。
第1E圖為先前技術等增益組合器之略圖。
第2圖為根據本發明之一具體實施例，一多天線接收器組合器之方塊圖。
第3A-1及3A-2圖顯示根據本發明，一聯合粗糙信號時序估計系統之具體例。
第3B-1及3B-2圖顯示根據本發明，一聯合頻率偏移估計系統之具體例。
第4圖為根據本發明之一具體實施例，一組合器之方塊圖。
 較佳實施例之詳細說明
本發明提供一種組合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器之系統及方法。一具體實施例中，高資 料率寬頻無線通訊信號為封包化OFDM信號，且可為行動式，例如於車輛中有驅動器或移動式，例如可於一建築物的侷限範圍內移動。此處討論之行動性係表示行動式，但須了解也適用於移動式。參照第2圖，一具體實施例中，本發明提供一種多天線接收器組合器215，其包括一聯合時序回復單元216、M個FFTs 220、222及一組合器224，其邏輯互連係如圖所示，此處M為大於等於2之整數。一具體實施例中，高資料率寬頻封包化無線通訊信號為802.11a信號。一具體實施例中，M等於2。
另一具體實施例中，M等於4。
多天線接收器組合器215如第2圖所示係與M根天線202、204、M個接收鏈205、207自動增益控制單元(「AGC」)214及解碼器226邏輯互連，來形成一多天線接收器200。如第2圖所示，接收鏈205包括一RF前端206與一基頻單元210邏輯互連，接收鏈207包括一RF前端208與一基頻單元212邏輯互連。
多天線RF前端包括M個獨立RF鏈，包括M個合成器而有一個共通晶體。共通晶體將確保多鏈間之共通時序。雖然獨立RF前端有獨立相位雜訊，但本發明提供之組合方法及組合系統可忍受獨立相位雜訊。
另一具體例中，多天線RF前端包括M個獨立RF鏈，以及K個合成器有一共通晶體，此處K為小於或等於M之整數。本具體例中，一個合成器為二或二以上鏈所共通。
AGC 214跨全部載波及頻率調整由多天線發射器200 接收之信號增益，讓多天線發射器200之後期階段可檢測信號。共同審查中之美國專利申請案第09/849,442號，名稱「對自動增益校準系統之同頻帶及不同頻帶信號檢測」，申請日2001年5月4日；及第10/367,049號，名稱「利用中封包增益變化最大化接收器效能之方法及裝置」，申請日2003年2月14日，說明範例AGC，例如AGC 214，前述二案以引用方式併入此處。
操作
多天線接收器組合器215進行接收天線分集組合，讓接收於天線202、204之高資料率寬頻封包化無線通訊信號以每一副載波為基準組合。因此對頻率選擇通道，一根天線的無效將由相同副載波於另一根天線的貢獻補償。如此減輕通道之多路徑效應。此外，因多天線接收器組合器215無需分集交換器例如分集交換器189，故交換耗損減少。此外，使用多天線接收器組合器215，由於當接收到封包時自動執行各個接收天線202、204的「最佳」使用，故無需基於交換之分集。如此減輕衰減對無線通道的影響。最後，於多天線接收器組合器215輸出端之平均SNR係等於各鏈205、207之SNR的總和。如此，多天線接收器組合器215有助於緩和通道效應，同時提供功率及SNR增益。
如第2圖所示，各天線202、204直接連結至其本身之接收鏈205、207。RF前端206、208將天線202、204接收之信號解調成為基頻信號。基頻單元210、212將基頻信號轉換成數位信號。AGC 214最佳化設定接收鏈205、207之增益。 AGC 214取樣基頻單元210、212之輸出信號，且據此設定RF前端206-208之類比增益。然後，聯合時序回復單元216聯合(1)執行粗糙信號時序估計及(2)精密信號時序估計，以及(3)聯合頻率偏移估計。基頻單元210-212之輸出信號亦即全時間領域信號，包括用於通道估計之長期訓練符號，饋送至FFTs 220、222。組合器224對各個接收得之頻率，以每個副載波為基準，加權及組合FFTs 220、222之輸出信號，來獲得聯合信號。最後，解碼器226解碼組合器224之聯合信號輸出。一具體實施例中，解碼器226為維特比解碼器。
時序回復
如第2圖所示，聯合時序回復單元216經由執行數項工作，而於該時間領域處理基頻單元210、212之基頻輸出信號。特別聯合時序回復單元216對基頻單元210、212之輸出信號執行(1)聯合粗糙信號時序估計，(2)聯合頻率偏移估計，及(3)聯合精密時序估計。
聯合粗糙信號時序估計
聯合時序回復單元216對基頻單元210、212之輸出信號執行聯合粗糙信號時序估計。如此，聯合時序回復單元216指示AGC 214，何時資料開始出現於基頻單元210、212輸出之信號。聯合粗糙信號時序估計包括對多天線發射器200之全部接收鏈205、207，聯合估計粗糙信號時序。如此，聯合粗糙信號時序估計經由識別對應短訓練符號結束時間，長訓練符號之開始時間，決定由多天線發射器200接收 之各信號之開始時間。
其次參照第3A-1圖，一具體實施例中，藉聯合粗糙信號時序估計系統300，對基頻單元210、212之輸出信號進行聯合粗糙信號時序估計。聯合粗糙信號時序估計系統300包括M個交互關聯單元310、312、M個自我關聯單元311、313、M個加權單元318、319、一加法器320、一規度化單元330、以及一粗糙時序估計單元350，邏輯互連如第3A-1圖所示。
另一具體例中，聯合粗糙信號時序估計系統300包括M個交互關聯單元310、312、M個加權單元315、317、一加法器320、一規度化單元330、以及一粗糙時序估計單元350，邏輯互連如第3A-2圖所示。
使用交互關聯及自我關聯的組合操作聯合粗糙信號時序估計
第3A-1圖所示之聯合粗糙信號時序估計系統300經由找出變遷時間來執行粗糙信號時序估計，該變遷時間係由自我關聯功率相對於接收自基頻單元210輸出信號之信號功率的下降來指示。
交互關聯單元310由接收自基頻單元210之輸出之接收得的封包之封包標頭，獲得P個短序列304；交互關聯單元312由接收自基頻單元212之輸出之接收得的封包之封包標頭，獲得P個短序列306，此處P為正整數。各個短序列為有自我關聯性質之訓練符號。當接收得之短序列為交互關聯時，接收得之短序列與另一個已知短序列(無雜訊)，獲得更強信號同時雜訊降低。一具體實施例中，P小於或等於10，10為802.11a封包之短序列數目。
交互關聯單元310、312分別交互關聯接收得的短序列304、306與一已知短序列。結果交互關聯單元310、312輸出M個交互關聯信號314、316，其為接收得之短序列304、306與已知短序列的交互關聯。
自我關聯單元311、313分別自我關聯交互關聯單元310-312之輸出信號。結果，自我關聯單元311、313輸出M個同相位關聯信號315、317其可被同調組合。
加權單元318、319基於信號強度，加權自我關聯輸出信號。因此較強信號對組合自我關聯有較大貢獻。
加法器320加總信號321、322，藉此允許信號321、322之雜訊減少。其次，規度化單元330藉信號功率規度化加法器320之輸出信號。
隨後，粗糙時序估計單元350經由輸出信號344功率相對於信號功率之下降與一臨限值做比較，得之短訓練符號之結束時間。臨限值係依據硬體實作決定，但臨限值設定來最小化錯誤檢測及檢測錯誤機率。共同審查中之美國專利申請案第09/963,115號，名稱「精密頻率偏移估計及計算及用來改良通訊系統效能」，申請日2001年9月24日，說明範例粗糙時序估計單元，例如粗糙時序估計單元340，以引用方式併入此處。
只使用自我關聯來操作聯合粗糙信號時序估計
如第3A-2圖所示，聯合粗糙信號時序估計系統300經由找出變遷時間來執行粗糙信號時序估計，該變遷時間係由自我關聯功率相對於接收自基頻單元210輸出信號之信號 功率的下降來指示。
交互關聯單元310由接收自基頻單元210之輸出之接收得的封包之封包標頭，獲得P個短序列304；交互關聯單元312由接收自基頻單元212之輸出之接收得的封包之封包標頭，獲得P個短序列306，此處P為正整數。各個短序列為有自我關聯性質之訓練符號。當短序列為自我關聯時，該短序列係自我關聯。一具體實施例中，P等於10，10為802.11a封包之短序列數目。
自我關聯單元310、312分別自我關聯接收得之短序列304、306。
加權單元315、317基於信號強度，加權自我關聯輸出信號。因此較強信號對組合自我關聯有較大貢獻。
加法器320加總加權單元之輸出信號314、316，藉此允許信號314、316之雜訊減少。其次，規度化單元330藉信號功率規度化加法器320之輸出信號。
隨後，粗糙時序估計單元350經由輸出信號344功率相對於信號功率之下降與一臨限值做比較，得之短訓練符號之結束時間。臨限值係依據硬體實作決定，但臨限值設定來最小化錯誤檢測及檢測錯誤機率。
聯合頻率偏移估計
此外，聯合時序回復單元216較佳跨有多天線接收器200接收之全部載波及頻率，進行聯合頻率偏移估計。如此，聯合時序回復單元216修正由基頻單元210、212輸出之信號中之頻率偏移。聯合頻率偏移估計包括對全部多天線 發射器200之接收鏈205、207聯合估計頻率偏移。
參照第3B-1圖，一具體實施例中，聯合頻率偏移估計係由聯合頻率偏移估計系統360執行。聯合頻率偏移估計系統360包括M個交互關聯單元361、363、M個自我關聯單元362、364、M個加權單元371、372、加法器370、規度化單元376、角度計算器380及粗糙頻率偏移估計單元390，邏輯互連係如第3B-1圖所示。
參照第3B-2圖，另一具體實施例中，聯合頻率偏移估計係由聯合頻率偏移估計系統360執行。聯合頻率偏移估計系統360包括M個交互關聯單元361、363、M個加權單元371、372、加法器370、規度化單元376、角度計算器380及粗糙頻率偏移估計單元390，邏輯互連係如第3B-2圖所示。
使用交互關聯與自我關聯的組合來操作聯合頻率偏移估計
如第3B-1圖所示，聯合頻率偏移估計系統360於數個階段對接收自基頻單元210、212之信號執行聯合頻率偏移估計。
交互關聯單元361由接收自基頻單元210之輸出信號之接收得之封包的封包標頭，獲得P個短序列304；交互關聯單元363由接收自基頻單元212之輸出信號之接收得之封包的封包標頭，獲得P個短序列306。交互關聯單元361、363分別交互關聯接收得之短序列304、306與一已知短序列。
自我關聯單元362、364可分別自我關聯單元361-363之輸出信號。結果自我關聯單元362、364輸出M個同相位關聯信號366、368，其可被同調組合。
加權單元371、372基於信號強度加權自我關聯輸出信號。因此較強信號對組合自我關聯有較大貢獻。
加法器370加總信號374、375，藉此允許信號374、375之雜訊減少。規度化單元376藉信號功率規度化加法器370之輸出。此規度化階段為非絕對必要，當自我關聯用於計算角度時之規度化階段為選項；因唯有相位資訊用於角度計算。
其次，角度計算器380由規度化單元376之輸出信號提取角度，隨後如已知，粗糙頻率偏移估計單元390獲得該角度之頻率偏移。
只使用自我關聯來操作聯合頻率偏移估計
如第3B-2圖所示，聯合頻率偏移估計系統360於數個階段對接收自基頻單元210、212之信號執行聯合頻率偏移估計。
交互關聯單元361由接收自基頻單元210之輸出信號之接收得之封包的封包標頭，獲得P個短序列304；交互關聯單元363由接收自基頻單元212之輸出信號之接收得之封包的封包標頭，獲得P個短序列306。自我關聯單元361、363分別自我關聯接收得之短序列304、306。
加權單元371、372基於信號強度加權自我關聯輸出信號。因此較強信號對組合自我關聯有較大貢獻。
加法器370同調加總經加權之自我關聯器輸出信號366、368，藉此允許信號366、368之雜訊減少。規度化單元376藉信號功率規度化加法器370之輸出。此規度化階段 為非絕對必要，當自我關聯用於計算角度時之規度化階段為選項；因唯有相位資訊用於角度計算。
其次，角度計算器380由規度化單元376之輸出信號提取角度，隨後如已知，粗糙頻率偏移估計單元390獲得該角度之頻率偏移。
聯合精密時序估計
聯合時序回復單元216也對基頻單元210、212之輸出信號進行聯合精密時序估計。精密時序包含估計跨信號頻帶各個M信號之線性相位傾斜。信號之精密時序偏移係由M個線性相位傾斜估值中聯合提取出。本發明之一具體例中，精密時序偏移為線性相位傾斜估值之加權平均。如已知，相位傾斜通常係使用長訓練序列估計。
快速富立葉轉換
參照第2圖，FFTs 220、222對多天線接收器200接收得之N頻率倉輸出頻率領域資訊。各個FFT 220、222對各個接收得之頻率倉循序輸出頻率領域資訊。如此對第i個接收得之頻率倉fi ，FFT 220及FFT 222皆輸出由振幅i 及相位i 組成之第i個頻率領域資訊。一具體實施例中，N等於64，64為於802.11a之頻率倉數目。另一具體實施例中，N等於128。此乃當過度取樣因數2用於取樣輸入資料流時的頻率倉數目。美國專利第6,507,619號及共同審查中之美國專利申請案第09/816,810號，名稱「數位通訊之解碼系統及方法」，申請日2001年3月23日，該案為美國專利第6,507,619號之連續部分，說明範例FFTs，例如FFTs 220、222。
組合器
對各個由多天線發射器200接收之頻率，組合器224組合FFTs 220、222之輸出。參照第4圖，一具體實施例中，組合器224包括一CEU 146、一權值計算器420、M個權值區塊430、433、一加法器436、一先導追蹤單元414及一通道修正單元440，邏輯連結如圖所示。
對各個接收得之頻率fi ，組合器224(1)使用4個先導序列修正於FFTs 220、222之輸出信號之相位偏移；以及(2)經由調整FFTs 220、222之輸出信號之振幅，來修正DC偏移及因通道效應造成的任何衰減。
組合器之操作
CEU(通道估計單元)
對各個接收得之頻率fi 而言，CEU 416接收FFTs 220、222之輸出信號，且輸出M個通道估計418給權值計算器420。通道估計418包括M個通道估計、...、。對各個接收得之頻率，CEU 416輸出組合通道估計，該值具有如下方程式所得值：
為基於FFT 220之輸出信號，第一通道H1 之通道估計；為基於FFT 222之輸出信號，第M通道HM 之通道估計。W1 為天線1之組合權值，WM 為於頻率fi 天線M之組合權值。權值係於權值計算器乙節所述獲得。
維特比加權
如前述，經估計的組合通道也用來產生解碼器之維特 比權值。美國專利第6,507,619號及共同審查中之美國專利申請案第09/816,810號，名稱「數位通訊之解碼系統及方法」，申請日2001年3月23日，該案為美國專利第6,507,619號之連續部分，說明維特比加權，二案以引用方式併入此處。
至於單天線情況，美國專利第6,507,619號及共同審查中之美國專利申請案第09/816,810號，名稱「數位通訊之解碼系統及方法」，申請日2001年3月23日，該案為美國專利第6,507,619號之連續部分之主題，維特比加權係基於通道估計之振幅回應，而非基於通道估計功率。因此於多天線情況下，各頻率倉之組合通道估計振幅也由維特比解碼器單元用作為加權因數用來解碼於對應頻率倉之位元。
權值計算器
對各個接收得之頻率，權值計算器420接收M個類比增益209、211，此處類比增益209係關聯接收鏈205，而類比增益211係關聯接收鏈207。對各個接收得之頻率fi 而言，權值計算器420(1)接收得自CEU 416之通道估計；以及(2)分別輸出M個權值431、434給權值區塊430、433。
對各個接收得之頻率fi ，權值計算器420輸出第一權值431給第一權值區塊430，第一權值431包括第一加權值乘以第一增益調整。第一權值係經由共軛數通過平滑濾波器獲得；第一增益調整具有(Gmin /G1 )2 值此處Gmin 為M個類比增益G1 (209)、GM (211)之最小值。平滑濾波器為可由估計所得權值去除雜訊之低通濾波器，當通道估計有極高雜訊時， 平滑濾波器為極低SNR操作所需。此外，對各個接收得之頻率fi ，權值計算器420輸出第M個權值434給權值區塊433，權值434包括第M個加權值及第M個增益調整。第M個加權值係經由將共軛數通過平滑濾波器獲得，而第M個增益調整具有(Gmin /GM )2 值。
增益調整方法
權值須考慮多個接收鏈間之增益差。
此等增益包括：1.總類比增益：RF、IF及基頻；2.鏈間雜訊基底差異，係對應於鏈間之增益差；以及3.總數位增益，其包括數位縮放增益。數位縮放增益用來擴大或縮小資料或通道估計來達成於ADC之全解析度。
較佳前述增益乘積係由權值計算區塊之增益因數G表示。
通道/權值估計之決策回授
權值計算器之另一具體例中，決策回授用來提升通道估計，因而提升權值。決策回授資料可使用得自維特比解碼器輸出信號，或得自維特比解碼器輸入信號之硬性決策解碼資料符號。一較佳具體例中，使用於維特比解碼器輸入信號之硬性決策解碼資料符號。於維特比解碼器輸出信號之解碼後資料符號經過錯誤修正，因此較為可靠，但唯有於5-10符號之長期維特比解碼器處理延遲後才可獲得該解碼資料符號。
FFT單元之輸出信號由維特比解碼器輸入信號之硬性編碼資料所劃分，該資料用作為新通道估計。此新估值相位經過修正，新估值與既有通道估計求取平均，結果獲得平均輸出雜訊，結果獲得較佳通道估計可用來計算組合權值。此項處理可使用多個硬性解碼資料符號重複進行。一具體實施例中，使用小於或等於10個硬性決策解碼資料符號。美國專利第6,507,619號及共同審查中之美國專利申請案第09/816,810號，名稱「數位通訊之解碼系統及方法」，申請日2001年3月23日，該案為美國專利第6,507,619號之連續部分，說明決策回授，二案以引用方式併入此處。
權值區塊
一具體實施例中，對各個接收得之頻率fi ，權值區塊430將FFT 220之輸出信號乘以權值431，權值區塊433將FET 222之輸出信號乘以權值434。
加法器(組合器)
對各個接收得之頻率，加法器436加總權值區塊430、433之輸出信號。對各個接收得之頻率fi ，加法器436輸出組合頻率領域資訊，包括組合振幅i 及組合相位i 。此外，對各個接收得之信號，加法器436輸出Q個組合先導信號，此處Q為正整數。
先導追蹤單元
對各個接收得之信號，先導追蹤單元414接收加法器436之輸出信號，且提供相位修正資訊給通道修正單元440。先導追蹤單元估計於先導頻率倉之各個先導信號的相 位，比較該相位與已知先導相位，且使用差來修正全部其它頻率倉之資料信號的相位。先導追蹤單元414進行相位修正，由於先導信號相位為已知，經由使用Q個得自加法器436之組合先導信號來決定相位差，進行相位修正。一具體實施例中，Q等於4，4為802.11a信號之先導信號數目。
一具體實施例中，對各個接收得之頻率，先導追蹤單元414組合Q個組合先導信號，藉此降低Q個組合先導信號之雜訊。
通道修正單元
最後，對各個接收得之頻率，通道修正單元440(1)接收來自權值計算器420之組合權值417，接收加法器436之輸出信號，及接收來自先導追蹤單元414之先導追蹤資訊；以及(2)計算組合加權通道之倒數；以及(3)該組合資料信號輸出乘以組合通道之倒數。一具體實施例中，對各個接收得之頻率fi ，通道修正單元440將組合通道437之加法器436之輸出信號除以組合通道437之平方根，來最小化其輸出信號之動態範圍。
權值解析度
一具體實施例中，權值431、434係以較低解析度表示，取K值之一。一具體實施例中，K為8。以較低解析度權值，權值區塊430、433可以較少硬體及較少空間於電子晶片實作。
於K等於8之情況下，各個權值431、434可有八個數值之一，以及權值區塊430、433為3位元權值區塊。如此，發 明人使用3位元×12位元權值乘法器，該乘法器遠小於權值以12位元值表示時，12位元×12位元乘法器。如此，此種設計經由使用3位元×12位元乘法器，可降低電路複雜度，且最小化多天線發射器200效能的任何下降。
一具體實施例中，權值431、434有全解析度。一具體實施例中，全解析度為8位元。為了降低乘法器的複雜度，只使用乘法器輸出信號的最有效12位元。另一具體實施例中，組合權值431、434之解析度係小於或等於資料解析度之半。如此顯著降低乘法器複雜度。
另一具體實施例中，權值431、434具有1位元解析度。本具體例中，權值幅度為1或0。如此提供最佳加權組合複雜度。若通道振幅大於臨限值，則權值幅度選擇為1，否則權值幅度選擇為0。
此外，組合器224於FFTs 220、222產生輸出信號時，進行序列乘法。經由以循序方式乘以M個FFTs 220、222之輸出信號，組合器224只需要M個乘法器、以及只有一個加法器436，如第4A圖所示。如此，只有兩個FFTs之組合器將只需要兩個乘法器以及一個加法器。因此，該設計可降低電路複雜度，且最小化多天線發射器200效能的任何下降。
與發射器組合
一具體實施例中，多天線接收器組合器200可以多天線發射器組合器封裝於單一電子晶片，來形成多天線接收器/發射器組合器。範例多天線發射器組合器述於共同審查中且共同擁有的美國專利申請案案號：10/682,381，申請日 2003年10月8日名稱「高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線發射器波束形成裝置及方法」(代理人檔號073169/0293448)。前述通道估計單元及權值單元用來對多天線發射器提供通道估計及發射權值，該估值及權值係與接收器組合權值相同，但規度化因數不同。
多天線交換與組合
本發明之一具體實施例包括多天線接收器組合多天線交換之系統及方法。可使用緩慢天線交換及快速天線交換技術二者。
緩慢天線交換用於封包發射期間。共同審查中之美國專利申請案第09/832,029號，名稱「提供天線分集之方法及系統」，申請日2001年4月9日所述緩慢天線交換方法可結合本發明使用。封包由內設天線發射，確認由多天線接收器接收。若K次發射未接收到確認，則發射天線交換至另一發射天線，此處K為整數值。範例K值為2。
快速天線交換用於封包接收期間。共同審查中之美國專利申請案第09/832,029號，名稱「提供天線分集之方法及系統」，申請日2001年4月9日所述快速天線交換方法可結合本發明使用。於前言期間，各個接收器鏈可由多個快速交換天線中選定一者。於第一短前言期，選擇有最大接收功率之天線。一旦各個接收器鏈皆交換至該最佳接收天線，接收得之封包係以類似前述多天線接收器之方式處理。
前文說明之各申請案以引用方式併入此處。
結語
本發明係有關無線通訊。特別本發明係有關組合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器之系統及方法。
已經完成說明本發明之較佳具體例及各種替代例，熟諳技藝人士由此處教示了解可未悖離本發明做出多種替代例及相當例。因此預期本發明非受前文說明所限，反而僅由隨附之申請專利範圍所限。
100‧‧‧接收器電路
110‧‧‧天線
120‧‧‧類比前端
123‧‧‧低雜訊放大器
124‧‧‧混合器
125‧‧‧類比放大器
126‧‧‧類比濾波器
130‧‧‧基頻系統
132‧‧‧A/D，類比/數位轉換器
134‧‧‧DSP，數位信號處理器
140‧‧‧接收器電路
150‧‧‧修改後之基頻系統
152‧‧‧電路受損抵消單元
160‧‧‧接收器電路
170‧‧‧修改後之基頻系統
172‧‧‧通道修正單元
176‧‧‧解碼器
180‧‧‧多天線接收器
181、182‧‧‧天線
183‧‧‧接收鏈
185‧‧‧類比前端
187‧‧‧基頻系統
189‧‧‧分集交換器
190‧‧‧等增益組合器
191、192‧‧‧類比前端
194、195‧‧‧基頻單元
196、197‧‧‧相位修正單元
198‧‧‧加法器
200‧‧‧多天線接收器
202、204‧‧‧天線
205、207‧‧‧接收鏈
206、208‧‧‧RF前端
209、211‧‧‧類比增益
210、212‧‧‧基頻單元
214‧‧‧自動增益控制單元，AGC
215‧‧‧多天線接收器組合器
216‧‧‧聯合時序回復單元
220、222‧‧‧FFT，快速富利葉轉換單元
224‧‧‧組合器
226‧‧‧解碼器
300‧‧‧聯合粗糙信號時序估計系統
304、306‧‧‧短序列
310、312‧‧‧交互關聯單元
311、313‧‧‧自我關聯單元
314、316‧‧‧交互關聯信號
315、317‧‧‧同相位關聯信號，加權單元
318、319‧‧‧加權單元
320‧‧‧加法器
321、322‧‧‧信號
330‧‧‧規度化單元
344‧‧‧輸出信號
350、340‧‧‧粗糙時序估計單元
360‧‧‧聯合頻率偏移估計系統
361、363‧‧‧交互關聯單元
362、364‧‧‧自我關聯單元
366、368‧‧‧同相位修正信號
370‧‧‧加法器
371、372‧‧‧加權單元
374、375‧‧‧信號
376‧‧‧規度化單元
380‧‧‧角度計算器
390‧‧‧粗糙頻率偏移估計單元
414‧‧‧先導追蹤單元
416‧‧‧CEU，通道估計單元
418‧‧‧通道估計
420‧‧‧權值計算器
430、433‧‧‧權值區塊
431、434‧‧‧權值
436‧‧‧加法器
437‧‧‧組合通道
440‧‧‧通道修正單元
第1A圖為先前技術接收器電路之略圖。
第1B圖為先前技術接收器電路帶有電路損害抵銷電路之略圖。
第1C圖為先前技術接收器電路帶有通道修正電路之略圖。
第1D圖為先前技術多天線接收器之略圖。
第1E圖為先前技術等增益組合器之略圖。
第2圖為根據本發明之一具體實施例，一多天線接收器組合器之方塊圖。
第3A-1及3A-2圖顯示根據本發明，一聯合粗糙信號時序估計系統之具體例。
第3B-1及3B-2圖顯示根據本發明，一聯合頻率偏移估計系統之具體例。
第4圖為根據本發明之一具體實施例，一組合器之方塊圖。
200‧‧‧多天線接收器
202、204‧‧‧天線
205、207‧‧‧接收鏈
206、208‧‧‧RF前端
210、212‧‧‧基頻單元
214‧‧‧自動增益控制單元，AGC
215‧‧‧多天線接收器組合器
216‧‧‧聯合時序回復單元
220、222‧‧‧FFT，快速富利葉轉換單元
224‧‧‧組合器
226‧‧‧解碼器

Claims (60)

  1. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號的一個，其中該M個信號之每一者包括N個頻率倉，以及其中M為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該裝置包含：一聯合時序回復單元，其對對應該M個信號的每一個之數位資料，進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自對該M個信號的一個轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號之該者之各個N頻率倉之副載波資料的形式，及其對該M個信號的每一個輸出該頻率領域資訊，該聯合時序回復單元係耦合至該M個FFT單元；以及一組合器，其加權及組合該M個FFT單元之該頻率領域資訊，藉此產生具有較少電路損害及通道效應之該組合輸出信號，其中該進行聯合時序估計之聯合時序回復單元判定於該M個信號內之P個連續短序列之一粗糙結束時間，其中該聯合時序回復單元使用於該M個信號之該等P個連續短序列的若干個自我關聯來判定該粗糙 結束時間，其中該聯合時序回復單元包括一聯合粗糙信號時序估計單元，其對該M個信號的每一個執行該聯合粗糙信號時序估計，該聯合粗糙信號時序估計單元包含：M個自我關聯單元，其中各個自我關聯單元在自動增益控制單元指示該M個信號開始之後，獨立地自我關聯在該M個信號之一者中之該等P個連續短序列的該若干個序列，且對該M個信號的該者輸出一自我關聯信號，該自我關聯信號係該等P個連續短序列之自我關聯，其中P為一正整數；M個加權單元，其係基於該信號強度加權該等自我關聯輸出；一加法器，其加總該M個加權自我關聯信號，來獲得一加權加總自我關聯信號；一規度化單元，其規度化該加權加總自我關聯信號，藉此輸出一經規度化之自我關聯信號；以及一粗糙時序估計單元，其接收該經規度化之自我關聯信號，且藉由比較該經規度化之自我關聯信號功率與一臨限值，針對該M個信號獲得在該M個信號中之該等P個連續短序列之結束時間。
  2. 如申請專利範圍第1項之裝置，其進一步包括：M個射頻前端，其各自有一輸入端耦合至該M根天線之一，且輸出對應該M個信號之每一者之類比資料； M個基頻單元，各個基頻單元有一輸入端耦合至該等M個射頻前端之一者之一輸出端，該輸入端輸入該類比資料，以及具有一輸出端，其輸出對應該M個信號之每一者之該數位資料；以及其中該聯合時序回復單元具有複數個輸入端，各個輸入端耦合至該等M個基頻單元之一之輸出端，來接收對應該M個信號之一者之數位資料。
  3. 如申請專利範圍第2項之裝置，其中該FFT單元將該數位資料轉換成為頻率領域。
  4. 如申請專利範圍第2項之裝置，其進一步包括一自動增益控制單元，以及其中該自動增益控制單元發送一信號給該聯合時序回復單元來指示該M個信號的一起點。
  5. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中P等於10。
  6. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該聯合時序回復單元係使用於該M個信號之每一者之該等P個連續短序列中之若干序列與一已知短序列的交互關聯，接著使用對應交互關聯輸出之自我關聯，來判定該粗糙結束時間。
  7. 如申請專利範圍第6項之裝置，其中P等於10。
  8. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該聯合時序回復單元也進行聯合精密時序估計。
  9. 如申請專利範圍第8項之裝置，其中該聯合精密時序估計係藉一聯合精密時序估計單元進行，該聯合精密 時序估計單元係對該M個信號之每一者之P個連續短序列後方之一長訓練序列操作。
  10. 如申請專利範圍第9項之裝置，其中該聯合精密時序估計單元對該M個信號之每一者估計一線性相位傾斜來決定一精密時序偏移。
  11. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中M個FFT各自循序輸出該頻率領域資訊。
  12. 如申請專利範圍第11項之裝置，其中該頻率領域資訊包含一振幅以及一相位。
  13. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該等信號為封包化802.11g信號。
  14. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該封包化OFDM信號為802.11a信號。
  15. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中由該組合器使用之權值係得自通道估計。
  16. 如申請專利範圍第15項之裝置，其中該等權值係使用決策回授資料更新。
  17. 如申請專利範圍第16項之裝置，其中該決策回授資料係由硬性決策解碼資料符號獲得。
  18. 如申請專利範圍第16項之裝置，其中該決策回授資料係得自一維特比解碼器輸出。
  19. 如申請專利範圍第1項之裝置，其進一步包括一發射波束形成單元。
  20. 如申請專利範圍第1項之裝置，其進一步包括一快速 天線交換單元，其提供M個FFT單元各自交換至該等至少M根天線之一者。
  21. 如申請專利範圍第20項之裝置，其中由該快速天線交換單元選定之一根天線係基於該一天線比較其它天線於第一短前言期間所獲得之最大接收功率。
  22. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號的一個，其中該M個信號之每一者包括N個頻率倉，以及其中M為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該裝置包含：一聯合時序回復單元，其對對應該M個信號之每一者之數位資料，進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自對該M個信號之一者轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號之該者之各個N頻率倉之副載波資料的形式，及其對該M個信號之每一者輸出該頻率領域資訊，該聯合時序回復單元係耦合至該M個FFT單元；以及一組合器，其加權及組合該M個FFT單元之該頻率領域資訊，藉此產生具有較少電路損害及通道效應之該組合輸出信號，其中該進行聯合時序估計之聯合時序回復單元判 定於該M個信號內之P個連續短序列之一粗糙結束時間，其中該聯合時序回復單元係使用於該M個信號之每一者之該等P個連續短序列中之若干序列與一已知短序列交互關聯，接著使用對應交互關聯輸出信號之自我關聯，來判定該粗糙結束時間，其中該聯合時序回復單元包括一聯合粗糙信號時序估計單元，其對該M個信號之每一者執行聯合粗糙信號時序估計，該聯合粗糙信號時序估計單元進一步包含：M個交互關聯單元，其中各個交互關聯單元於該自動增益控制單元指示該M個信號開始後，獨立地將於該M個信號之一者之若干P短序列與一已知短序列交互關聯，以及對該M個信號之每一者輸出一交互關聯信號；M個自我關聯單元，其中各個自我關聯單元係邏輯耦合至M個交互關聯單元中之一個別單元，以及其中各個自我關聯單元獨立地自我關聯該對應交互關聯單元之該輸出信號；M個加權單元，其係基於該信號強度加權該等自我關聯輸出；一加法器，其加總該等M個加權自我關聯信號，來獲得一加權加總自我關聯信號；一規度化單元，其規度化該加權加總自我關聯信 號，藉此輸出一經規度化之自我關聯信號；以及一粗糙時序估計單元，其接收該經規度化之自我關聯信號，且藉由比較該經規度化之自我關聯信號功率與一臨限值，針對該M個信號獲得在該M個信號中之該等P個短序列之結束時間。
  23. 如申請專利範圍第22項之裝置，其中P等於10。
  24. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號的一個，其中該M個信號之每一者包括N個頻率倉，以及其中M為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該裝置包含：一聯合時序回復單元，其對對應該M個信號之每一者之數位資料，進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自對該M個信號之一者轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號之該者之各個N頻率倉之副載波資料的形式，及其對該M個信號之每一者輸出該頻率領域資訊，該聯合時序回復單元係耦合至該M個FFT單元；以及一組合器，其加權及組合該M個FFT單元之該頻率領域資訊，藉此產生具有較少電路損害及通道效應之該組合輸出信號， 其中該聯合時序回復單元判定該M個信號之一加權頻率偏移，其中該聯合時序回復單元包含一聯合頻率偏移估計單元，其對該M個信號進行該聯合頻率偏移估計，該聯合頻率偏移估計單元包含：M個自我關聯單元，其中各個自我關聯單元獨立地自我關聯於該M個信號之每一者之若干P短序列，且輸出一自我關聯信號，該自我關聯信號為該等P個短序列之自我關聯輸出，其中P為一正整數；M個加權單元，其係基於該信號強度加權該等自我關聯輸出；一加法器，其加總該M個加權自我關聯信號，藉此獲得一加總自我關聯信號；一規度化單元，其規度化該加權加總自我關聯信號，藉此輸出一經規度化之自我關聯信號；一角度計算器，其由該經規度化之自我關聯信號提取出一角度；以及一粗糙頻率偏移估計單元，其使用該角度獲得該頻率偏移。
  25. 如申請專利範圍第24項之裝置，其中P等於10。
  26. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號的一個，其中該M個信號之每一者包括N個頻率倉，以及其中M 為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該裝置包含：一聯合時序回復單元，其對對應該M個信號之每一者之數位資料進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自對該M個信號之每一者轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號之該者之各個N頻率倉之副載波資料的形式，及其對該M個信號之每一者輸出該頻率領域資訊，該聯合時序回復單元係耦合至該M個FFT單元；以及一組合器，其加權及組合該M個FFT單元之該頻率領域資訊，藉此產生具有較少電路損害及通道效應之該組合輸出信號，其中該聯合時序回復單元判定該M個信號之一加權頻率偏移，其中該聯合時序回復單元包含一聯合頻率偏移估計單元，其對該M個信號之每一者進行該聯合頻率偏移估計，該聯合頻率偏移估計單元包含：M個交互關聯單元，其中各個交互關聯單元於該自動增益控制單元指示該M個信號之一者開始後，獨立地將於該M個信號之該者之該P個連續短序列之若干個與一已知短序列交互關聯，以及對該M個信號之該者輸出一交互關聯信號； M個自我關聯單元，其中各個自我關聯單元係邏輯耦合至M個交互關聯單元中之一個別單元，以及其中各個自我關聯單元獨立地自我關聯該對應交互關聯單元輸出之該輸出；M個加權單元，其係基於該信號強度加權該等自我關聯輸出；一加法器，其加總該等M個加權自我關聯信號，藉此獲得一加權加總自我關聯信號；一規度化單元，其規度化該加權加總自我關聯信號，藉此輸出一經規度化之自我關聯信號；一角度計算器，其由該經規度化之自我關聯信號提取出一角度；以及一粗糙頻率偏移估計單元，其使用該角度獲得該頻率偏移。
  27. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號之一者，其中該M個信號之每一者包括N個頻率倉，以及其中M為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該裝置包含：一聯合時序回復單元，其對對應各個M個信號之數位資料進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自對該M個信 號之一者轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號之該者之各個N頻率倉之副載波資料的形式，及其對該M個信號之每一者輸出該頻率領域資訊，該聯合時序回復單元係耦合至該M個FFT單元；以及一組合器，其加權及組合該M個FFT單元之該頻率領域資訊，藉此產生具有較少電路損害及通道效應之該組合輸出信號，其中該聯合時序回復單元判定該M個信號之一加權頻率偏移，其中該聯合時序回復單元包含一聯合頻率偏移估計單元，其對該M個信號進行該聯合頻率偏移估計，該聯合頻率偏移估計單元包含：M個自我關聯單元，其中各個自我關聯單元獨立地自我關聯於各個M個信號之若干P短序列，且輸出一自我關聯信號，該自我關聯信號為該等P個短序列之該自我關聯輸出，其中P為一正整數；M個加權單元，其係基於該信號強度加權該等自我關聯輸出；一加法器，其加總該等M個加權自我關聯信號，藉此獲得一加總自我關聯信號；一角度計算器，其由該加權加總自我關聯信號提取一角度；以及一粗糙頻率偏移估計單元，其使用該角度獲得該 頻率偏移。
  28. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號的一個，其中該M個信號之每一者包括N個頻率倉，以及其中M為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該裝置包含：一聯合時序回復單元，其對對應該M個信號之每一者之數位資料進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自對該M個信號的一個轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號之該者之各個N頻率倉之副載波資料的形式，及其對該M個信號之每一者輸出該頻率領域資訊，該聯合時序回復單元係耦合至該M個FFT單元；以及一組合器，其加權及組合該M個FFT單元之該頻率領域資訊，藉此產生具有較少電路損害及通道效應之該組合輸出信號，其中該聯合時序回復單元判定該M個信號之一加權頻率偏移，其中該聯合時序回復單元包含一聯合頻率偏移估計單元，其對該M個信號之每一者進行聯合頻率偏移估計，該聯合頻率偏移估計單元包含： M個交互關聯單元，其中各個交互關聯單元於該自動增益控制單元指示該M個信號之一者開始後，獨立地將於該M個信號之該者之若干P短序列與一已知短序列交互關聯，以及對該M個信號之該者輸出一交互關聯信號；M個自我關聯單元，其中各個自我關聯單元係邏輯耦合至M個交互關聯單元中之一個別單元，以及其中各個自我關聯單元分別自我關聯該對應交互關聯單元之輸出信號；M個加權單元，其係基於該信號強度加權自我關聯輸出信號；一加法器，其加總該M個加權自我關聯信號，來獲得一加權加總自我關聯信號；一角度計算器，其由該加權加總自我關聯信號提取一角度；以及一粗糙頻率偏移估計單元，其使用該角度獲得該頻率偏移。
  29. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號之每一個，其中該M個信號之每一者包括N個頻率倉，以及其中M為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該裝置包含：一聯合時序回復單元，其對對應該M個信號之每一 者之數位資料進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自對該M個信號的一個轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號的該者之各個N頻率倉之副載波資料的形式，及其對該M個信號的每一個輸出該頻率領域資訊，該聯合時序回復單元係耦合至該M個FFT單元；以及一組合器，其加權及組合該M個FFT單元之該頻率領域資訊，藉此產生具有較少電路損害及通道效應之該組合輸出信號，其中該聯合時序回復單元判定該M個信號之一加權頻率偏移，其中該組合器包含：一通道估計單元(CEU)，其對於該M個信號的每一個之各個N頻率倉，接收該M個FFT之輸出，且輸出一通道估計；一權值計算器，其對於該M個信號之中每一個的各個N頻率倉，自該CEU接收該等通道估計之一對應者，接收M個RF增益，提供回授至該CEU，以及輸出一權值；M個權值區塊，其對於該M的信號之每一個的各個N頻率倉，自該權值計算器接收該等權值，對於該M個信號之每一個的各個N頻率倉，接收副載波 資料，以及將對於該M個信號之每一個的各個N頻率倉之該副載波資料乘以一對應權值以對於該M個信號每一個的之各個N頻率倉獲得加權副載波資料；一加法器，其藉由頻率倉加總該加權副載波資料來獲得N個加權副載波資料和；一先導追蹤單元，其對該N個頻率倉的每一個，接收來自一對應先導頻率倉之先導資料也接收來自該加法器之輸出，以及對該N個頻率倉的每一個輸出先導追蹤資訊；以及一通道修正單元，其對該N個頻率倉的每一個，將來自該權值計算器之該等權值、由該加法器輸出之對應加權副載波資料和、以及來自該先導追蹤單元之該先導追蹤資訊轉換成為該組合輸出信號。
  30. 如申請專利範圍第29項之裝置，其中藉由該權值計算器所得之該等權值係使用決策回授資料更新。
  31. 如申請專利範圍第30項之裝置，其中該決策回授資料係由硬性決策解碼資料符號獲得。
  32. 如申請專利範圍第30項之裝置，其中該決策回授資料係得自一維特比解碼器輸出。
  33. 如申請專利範圍第29項之裝置，其中該等M個權值各自為一離散權值。
  34. 如申請專利範圍第33項之裝置，其中該離散權值係以一3位元二進制數目表示。
  35. 如申請專利範圍第29項之裝置，其中該頻率領域信號係以一個12位元二進制數目表示。
  36. 如申請專利範圍第29項之裝置，其中該M個權值區塊各自為12位元×3位元乘法器。
  37. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之裝置，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號的一個，其中該M個信號的一個包括N個頻率倉，以及其中M為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該裝置包含：一聯合時序回復單元，其對對應該M個信號之每一個的數位資料進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；M個快速富立葉轉換(FFT)單元，其各自對該M個信號的每一個轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號之每一個的該N個頻率倉之每一個的副載波資料的形式，及其對該M個信號的每一個輸出該頻率領域資訊，該聯合時序回復單元係耦合至該M個FFT單元；以及一組合器，其包含：一通道估計單元，其用於接收該等M個FFT之該頻率領域資訊及產生通道估計；一權值計算器，其用於使用該等通道估計及M個增益以產生M個權值，該等M個增益係與M個接收 鏈相關聯之類比增益調整；M個權值區塊，其將該M個權值與該M個FFT單元之該頻率領域資訊相乘以產生M個乘積；及一加法器，其將該M個乘積相加以產生該組合輸出信號。
  38. 如申請專利範圍第37項之裝置，其中該權值計算器包含一平滑濾波器，其從該M個權值去除雜訊。
  39. 如申請專利範圍第37項之裝置，其中該M個增益包含RF、IF及基頻增益。
  40. 如申請專利範圍第37項之裝置，其中該M個增益包含在承載該M個信號的鏈之間的一雜訊基底，其中該雜訊基底對應於在該等鏈之間的一增益差。
  41. 如申請專利範圍第37項之裝置，其中該M個增益包含數位縮放增益以擴大或縮小資料該等通道估計，藉此達成在一類比至數位轉換器(ADC)處之全解析度。
  42. 如申請專利範圍第37項之裝置，其中該等M個增益包含一增益因數，其為若干個類比增益、一在承載該M個信號的鏈之間的雜訊基底及數位縮放增益之一乘積。
  43. 如申請專利範圍第37項之裝置，其進一步包含：M個射頻前端，其各自有一輸入端耦合至該M根天線之一，且輸出對應該M個信號每一個的之類比資料；及M個基頻單元，各個基頻單元有一輸入端耦合至該 M個射頻前端之一者之一輸出端，該輸入端輸入該類比資料，以及具有一輸出端，其輸出對應該M個信號之每一個的該數位資料，其中該聯合時序回復單元具有複數個輸入端，各個輸入端耦合至該M個基頻單元之一之輸出端，來接收對應該M個信號之一者之數位資料。
  44. 如申請專利範圍第43項之裝置，其進一步包括一自動增益控制單元，其中該自動增益控制單元發送一信號給該聯合時序回復單元來指示該M個信號的一起點。
  45. 如申請專利範圍第37項之裝置，其中該進行聯合時序估計之聯合時序回復單元判定於該M個信號內之P個連續短序列之一粗糙結束時間。
  46. 如申請專利範圍第45項之裝置，其中該聯合時序回復單元使用於該M個信號內之若干P短序列的自我關聯來判定該粗糙結束時間。
  47. 如申請專利範圍第45項之裝置，其中該聯合時序回復單元係使用於該M個信號之每一個的該等P個短序列中之若干序列與一已知短序列的交互關聯，接著使用對應交互關聯輸出之自我關聯，來判定該粗糙結束時間。
  48. 如申請專利範圍第37項之裝置，其中該聯合時序回復單元包含一聯合精密時序估計單元，其對該M個信號之每一個的P短序列後方之一長訓練序列操作。
  49. 如申請專利範圍第48項之裝置，其中該聯合精密時序 估計單元對該M個信號之每一者估計一線性相位傾斜來決定一精密時序偏移。
  50. 一種組合M個高資料率寬頻封包化OFDM無線通訊信號(「M個信號」)來形成一組合輸出信號之方法，其中至少M根接收天線各自接收該M個信號的一個，其中該M個信號的每一個包括N個頻率倉，以及其中M為一大於或等於2之整數，以及N為一正整數，該方法包含：對對應該M個信號之每一個的數位資料進行聯合粗糙信號時序估計及聯合頻率偏移估計；對該M個信號的每一個轉換該數位資料成為頻率領域資訊，該頻率領域資訊係呈對該M個信號之每一個的各個N頻率倉之副載波資料的形式，及其對該M個信號的每一個輸出該頻率領域資訊；使用該頻率領域資訊產生通道估計；使用該等通道估計及M個增益以產生M個權值，該等M個增益係與M個接收鏈相關聯之類比增益調整；將該等M個權值與該頻率領域資訊相乘以產生M個乘積；及將該等M個乘積相加以產生該組合輸出信號。
  51. 如申請專利範圍第50項之方法，其進一步包含從該M個權值去除雜訊。
  52. 如申請專利範圍第50項之方法，其中該M個增益包含RF、IF及基頻增益。
  53. 如申請專利範圍第50項之方法，其中該M個增益包含在承載該M個信號的鏈之間的一雜訊基底，其中該雜訊基底對應於在該等鏈之間的一增益差。
  54. 如申請專利範圍第50項之方法，其中該M個增益包含數位縮放增益以擴大或縮小資料該等通道估計。
  55. 如申請專利範圍第50項之方法，其中該M個增益包含一增益因數，其為類比增益、一在承載該M個信號的鏈之間的雜訊基底及數位縮放增益之一乘積。
  56. 如申請專利範圍第55項之方法，其進一步包含更新該M個權值之步驟。
  57. 如申請專利範圍第56項之方法，其中更新該M個權值包含使用新獲得之通道估計。
  58. 如申請專利範圍第57項之方法，其中更新該等M個權值進一步包括使用決策回授資料。
  59. 如申請專利範圍第58項之方法，其中該決策回授資料係由硬性決策解碼資料符號所獲得。
  60. 如申請專利範圍第58項之方法，其中該決策回授資料係得自一維特比解碼器輸出。
TW093130568A 2003-10-08 2004-10-08 結合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器結合裝置及方法 TWI426727B (zh)

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US10/682,787 US7366089B2 (en) 2003-10-08 2003-10-08 Apparatus and method of multiple antenna receiver combining of high data rate wideband packetized wireless communication signals

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TW093130568A TWI426727B (zh) 2003-10-08 2004-10-08 結合高資料率寬頻封包化無線通訊信號之多天線接收器結合裝置及方法

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Families Citing this family (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030171834A1 (en) * 2002-03-07 2003-09-11 Silvester Kelan C. Method and apparatus for connecting a portable media player wirelessly to an automobile entertainment system
US8532588B1 (en) 2002-08-13 2013-09-10 The Connectivity Patent Trust Apparatus for signal power loss reduction in RF communication systems
US7212788B2 (en) * 2002-08-13 2007-05-01 Atheros Communications, Inc. Method and apparatus for signal power loss reduction in RF communication systems
JP4090331B2 (ja) 2002-11-20 2008-05-28 三洋電機株式会社 受信方法と装置
US8457264B2 (en) * 2003-02-28 2013-06-04 Vixs Systems, Inc. Radio receiver having a diversity antenna structure
US6980839B2 (en) * 2003-04-30 2005-12-27 Sony Corporation Apparatus, system and method for use in powering on a remote wireless device
JP3952404B2 (ja) * 2003-05-19 2007-08-01 ソニー株式会社 受信装置
US7751520B1 (en) * 2003-09-17 2010-07-06 Atheros Communications, Inc. Packet detection, synchronization, and frequency offset estimation
US8050640B2 (en) * 2003-10-20 2011-11-01 Avaak, Inc. Diverse antenna system
US8306574B2 (en) 2003-10-29 2012-11-06 Robert Warner Method and system for an adaptive wireless communication system optimized for economic benefit
US20050265219A1 (en) * 2004-05-11 2005-12-01 Texas Instruments Incorporated Orthogonal frequency division multiplex (OFDM) packet detect unit, method of detecting an OFDM packet and OFDM receiver employing the same
US8532019B2 (en) * 2004-10-06 2013-09-10 Broadcom Corporation Method and system for implementing a single weight (SW) single channel (SC) MIMO system
EP1911171A1 (en) * 2005-07-29 2008-04-16 The Governors of the University of Alberta Antenna selection apparatus and methods
EP1763146A1 (en) * 2005-09-12 2007-03-14 Sigma Designs, Inc. Ultra wideband baseband chip with intelligent array radio and method of use thereof
KR101005617B1 (ko) * 2005-12-08 2011-01-05 한국전자통신연구원 다중 안테나를 구비한 직교주파수 분할 다중 접속 시스템의수신 장치 및 방법
US8233576B2 (en) * 2005-12-08 2012-07-31 Koninklijke Philips Electronics N.V. System, apparatus, and method for a robust synchronization scheme for digital communication systems
KR100693756B1 (ko) 2005-12-08 2007-03-12 주식회사 에이로직스 Ｕｗｂ 시스템에서의 무선 신호 검출 장치 및 방법
US7912137B2 (en) * 2006-01-11 2011-03-22 Amicus Wireless Technology Ltd. OFDMA device and method of correcting frequency offset in OFDMA signals
US7675983B2 (en) * 2006-04-14 2010-03-09 Freescale Semiconductor, Inc. Mitigation of DC distortion in OFDM receivers
US20070279495A1 (en) * 2006-04-20 2007-12-06 General Instrument Corporation Robust Wireless High-Speed Data Services Across An HFC Infrastructure Using Wired Diversity Techniques
JP4968256B2 (ja) * 2006-04-25 2012-07-04 日本電気株式会社 パイロット信号伝送方法および無線通信装置
US7864884B2 (en) * 2006-04-27 2011-01-04 Nokia Corporation Signal detection in OFDM system
US8045927B2 (en) * 2006-04-27 2011-10-25 Nokia Corporation Signal detection in multicarrier communication system
US8091012B2 (en) * 2006-05-04 2012-01-03 Quantenna Communications Inc. System and method for decreasing decoder complexity
WO2007130578A2 (en) 2006-05-04 2007-11-15 Quantenna Communications, Inc. Multiple antenna receiver system and method
US7583764B2 (en) * 2006-05-26 2009-09-01 Texas Instruments Incorporated Versatile system for interference tolerant packet detection in wireless communication systems
US20080064356A1 (en) * 2006-09-07 2008-03-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method of receiving wideband signal
US8396151B2 (en) * 2006-10-19 2013-03-12 Qualcomm Incorporated Timing tracking in a multiple receive antenna system
KR100837114B1 (ko) * 2006-10-30 2008-06-11 지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드 오버샘플링 아날로그-디지털 변환기를 이용한 다중 복조경로 ｏｆｄｍ 수신회로
US8161093B2 (en) * 2006-12-06 2012-04-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Complex multiplier and twiddle factor generator
US9344897B2 (en) * 2007-03-13 2016-05-17 Qualcomm Incorporated Estimating timing and frequency information for multiple channel wireless communication systems
US8134911B2 (en) * 2007-05-25 2012-03-13 Amicus Wireless Technology Ltd. OFDM-based device and method for performing synchronization in the presence of interference signals
US7646295B1 (en) * 2007-06-04 2010-01-12 Skybitz, Inc. System and method for asset tracking and monitoring using antenna diversity
US7995616B2 (en) * 2008-01-30 2011-08-09 Qualcomm, Incorporated Acquisition of timing information in wireless communication systems
FR2929781B1 (fr) * 2008-04-04 2011-09-02 Thales Sa Station relais a double radio.
US8050369B2 (en) * 2008-04-14 2011-11-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) System and method of receiving and processing multicommunication signals
US8005173B2 (en) * 2008-05-21 2011-08-23 Newport Media, Inc. Coarse frequency offset estimation for digital multimedia broadcasting
US8255714B2 (en) * 2008-07-17 2012-08-28 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for establishing a direct link on the high throughput channel of a multi-rate channel wireless communications network
US8218690B1 (en) 2008-09-29 2012-07-10 Qualcomm Atheros, Inc. Timing offset compensation for high throughput channel estimation
US8335283B1 (en) 2008-11-11 2012-12-18 Qualcomm Atheros, Inc. Weak signal detection in wireless communication systems
US9007968B2 (en) * 2009-06-16 2015-04-14 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for wireless multi-band networks association and maintenance
US8400955B2 (en) * 2009-09-21 2013-03-19 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for power saving by coordinated wake-up in a wireless multi-band network
CN102118825B (zh) 2009-12-31 2013-12-04 华为技术有限公司 实现多点联合传输的方法、终端及系统
EP2360883B1 (en) * 2010-02-16 2013-04-10 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) Detecting a transmitted OFDM signal in a receiver having at least two receiver branches
US20120064841A1 (en) 2010-09-10 2012-03-15 Husted Paul J Configuring antenna arrays of mobile wireless devices using motion sensors
US8548086B2 (en) 2012-02-06 2013-10-01 Neocific, Inc. Multiple receivers in an OFDM/OFDMA communication system
US9031567B2 (en) * 2012-12-28 2015-05-12 Spreadtrum Communications Usa Inc. Method and apparatus for transmitter optimization based on allocated transmission band
US9729190B2 (en) * 2014-01-17 2017-08-08 Qualcomm Incorporated Switchable antenna array
EP3086478B1 (en) * 2015-04-23 2018-09-19 Nxp B.V. Wireless receiver and method
US9520910B1 (en) * 2015-09-24 2016-12-13 Nxp B.V. Receiver component and method for enhancing a detection range of a time-tracking process in a receiver
CN108496310B (zh) * 2016-07-20 2021-01-29 华为技术有限公司 一种信号解码方法、装置及设备
US10790920B2 (en) 2018-12-21 2020-09-29 Kratos Integral Holdings, Llc System and method for processing signals using feed forward carrier and timing recovery
AU2021447893A1 (en) * 2021-05-24 2023-09-28 Kratos Integral Holdings, Llc Systems and methods for post-detect combining of a plurality of downlink signals representative of a communication signal
CN113671249B (zh) * 2021-08-27 2023-06-02 中国科学院云南天文台 实时全方位扫描无线电环境监测系统
DE102022111541A1 (de) * 2022-05-09 2023-11-09 Diehl Metering Systems Gmbh Funkknoten sowie Kommunikationssystem
CN115441881B (zh) * 2022-07-21 2024-01-16 海能达通信股份有限公司 联动天线电路及终端

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030002471A1 (en) * 2001-03-06 2003-01-02 Crawford James A. Method for estimating carrier-to-noise-plus-interference ratio (CNIR) for OFDM waveforms and the use thereof for diversity antenna branch selection
US20030072397A1 (en) * 2001-08-17 2003-04-17 Younggyun Kim Digital front-end for wireless communication system
US6654429B1 (en) * 1998-12-31 2003-11-25 At&T Corp. Pilot-aided channel estimation for OFDM in wireless systems

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US72397A (en) * 1867-12-17 jambs
US5507035A (en) 1993-04-30 1996-04-09 International Business Machines Corporation Diversity transmission strategy in mobile/indoor cellula radio communications
US6128276A (en) 1997-02-24 2000-10-03 Radix Wireless, Inc. Stacked-carrier discrete multiple tone communication technology and combinations with code nulling, interference cancellation, retrodirective communication and adaptive antenna arrays
US6563858B1 (en) 1998-01-16 2003-05-13 Intersil Americas Inc. Method of performing antenna diversity in spread spectrum in wireless local area network
US6654340B1 (en) * 1999-03-31 2003-11-25 Cisco Technology, Inc. Differential OFDM using multiple receiver antennas
JP3699295B2 (ja) * 1999-05-24 2005-09-28 東芝テック株式会社 無線通信システム
KR100335443B1 (ko) 1999-06-15 2002-05-04 윤종용 직교주파수분할다중변조 신호의 심볼 타이밍 및 주파수 동기 장치 및 방법
JP2001028576A (ja) * 1999-07-14 2001-01-30 Sumitomo Electric Ind Ltd 車載受信装置
JP4309537B2 (ja) * 1999-12-08 2009-08-05 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ受信装置
US7099413B2 (en) * 2000-02-07 2006-08-29 At&T Corp. Method for near optimal joint channel estimation and data detection for COFDM systems
JP3691709B2 (ja) * 2000-02-24 2005-09-07 日本電信電話株式会社 ダイバーシチ受信回路
JP2001345780A (ja) * 2000-06-06 2001-12-14 Sony Corp 最大比合成ダイバーシティを用いたｏｆｄｍ受信装置
US7233625B2 (en) 2000-09-01 2007-06-19 Nortel Networks Limited Preamble design for multiple input—multiple output (MIMO), orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system
US6839326B1 (en) * 2000-09-26 2005-01-04 Nokia Corporation Antenna phase estimation algorithm for WCDMA closed loop transmitter antenna diversity system
US7012881B2 (en) 2000-12-29 2006-03-14 Samsung Electronic Co., Ltd. Timing and frequency offset estimation scheme for OFDM systems by using an analytic tone
KR100645427B1 (ko) 2001-02-08 2006-11-14 삼성전자주식회사 채널 특성에 따라 불균등한 빔 폭을 형성하는 오에프디엠수신 장치와 이를 적용한 통신장치 및 방법
US6496535B2 (en) 2001-03-23 2002-12-17 Navini Networks, Inc. Method and system for effective channel estimation in a telecommunication system
US6748650B2 (en) * 2001-06-27 2004-06-15 Visteon Global Technologies, Inc. Method for making a circuit assembly having an integral frame
JP2003046421A (ja) * 2001-07-31 2003-02-14 Sony Corp アダプティブアレーアンテナ、受信方法及びプログラム格納媒体
ES2295211T3 (es) 2001-09-05 2008-04-16 Nokia Corporation Metodo de señalizacion de bucle cerrado para controlar multiples haces de transmision y dispositivo transceptor adaptado de forma correspondiente.
EP1769585A4 (en) 2002-03-01 2009-12-02 Ipr Licensing Inc COMBINED SYSTEM AND METHOD FOR COMPOSITE COMPATIBILITY USING TIME-RATE SIGNAL PROCESSING
US6785520B2 (en) 2002-03-01 2004-08-31 Cognio, Inc. System and method for antenna diversity using equal power joint maximal ratio combining
US6873651B2 (en) 2002-03-01 2005-03-29 Cognio, Inc. System and method for joint maximal ratio combining using time-domain signal processing
US6687492B1 (en) 2002-03-01 2004-02-03 Cognio, Inc. System and method for antenna diversity using joint maximal ratio combining
JP3719427B2 (ja) * 2002-08-07 2005-11-24 日本電信電話株式会社 搬送波周波数誤差推定回路、無線信号受信装置
JP4090331B2 (ja) * 2002-11-20 2008-05-28 三洋電機株式会社 受信方法と装置
KR100511559B1 (ko) * 2002-11-28 2005-08-31 한국전자통신연구원 시변 채널 왜곡 제거 기능을 가지는 주파수 분할 다중시스템에서의 송수신 방법
US7221722B2 (en) * 2003-02-27 2007-05-22 Motorola, Inc. Method and apparatus for reducing interference within a communication system
US7983355B2 (en) * 2003-07-09 2011-07-19 Broadcom Corporation System and method for RF signal combining and adaptive bit loading for data rate maximization in multi-antenna communication systems
US7916803B2 (en) * 2003-04-10 2011-03-29 Qualcomm Incorporated Modified preamble structure for IEEE 802.11a extensions to allow for coexistence and interoperability between 802.11a devices and higher data rate, MIMO or otherwise extended devices
US7099678B2 (en) 2003-04-10 2006-08-29 Ipr Licensing, Inc. System and method for transmit weight computation for vector beamforming radio communication
KR101168439B1 (ko) * 2003-06-30 2012-07-25 에이저 시스템즈 인크 데이터 송신 방법, 데이터 수신 방법, 송신기 및 수신기
US7447261B2 (en) * 2003-07-08 2008-11-04 Conexant Systems, Inc. Adaptive frequency equalizer
JP4129417B2 (ja) * 2003-07-30 2008-08-06 京セラ株式会社 アレイアンテナ制御装置及びアレイアンテナ制御方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6654429B1 (en) * 1998-12-31 2003-11-25 At&T Corp. Pilot-aided channel estimation for OFDM in wireless systems
US20030002471A1 (en) * 2001-03-06 2003-01-02 Crawford James A. Method for estimating carrier-to-noise-plus-interference ratio (CNIR) for OFDM waveforms and the use thereof for diversity antenna branch selection
US20030072397A1 (en) * 2001-08-17 2003-04-17 Younggyun Kim Digital front-end for wireless communication system

Also Published As

Publication number Publication date
TW200525930A (en) 2005-08-01
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JP2007509520A (ja) 2007-04-12
JP4664920B2 (ja) 2011-04-06
US7366089B2 (en) 2008-04-29
US7672220B2 (en) 2010-03-02
US20050078649A1 (en) 2005-04-14

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