TWI418259B - A power supply device and a microwave generator using the same - Google Patents

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TWI418259B
TWI418259B TW096139686A TW96139686A TWI418259B TW I418259 B TWI418259 B TW I418259B TW 096139686 A TW096139686 A TW 096139686A TW 96139686 A TW96139686 A TW 96139686A TW I418259 B TWI418259 B TW I418259B
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Shigeru Kasai
Yuki Osada
Yuji Obata
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Tokyo Electron Ltd
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Description

電源裝置及使用彼之微波產生裝置
本發明是有關具有進行相移(Phase shift)型的PWM控制的切換動作的切換電路(switching circuit)之電源裝置、及使用該電源裝置的微波產生裝置。
在半導體裝置或液晶顯示裝置的製造工程中，對半導體晶圓或玻璃基板等的被處理基板實施蝕刻處理或成膜處理等的電漿處理。因此，電漿蝕刻裝置或電漿CVD成膜裝置等的電漿處理裝置會被使用。
就電漿處理裝置的電漿產生方法而言，大多使用：在配置有平行平板電極的處理室內供給處理氣體，對平行平板電極供給所定的電力，而藉由平行平板電極間的電容結合來使電漿產生之方式。然而，最近就可實現高電漿密度及低電子温度的電漿而言，利用微波的方式漸受注目。
就利用微波的電漿源而言，一般是使用具備磁電管(magnetron)的微波產生裝置者。磁電管是在作為陰極(cathode)的燈絲(filament)的周圍，將具有空洞共振器的陽極(anode)配置成同軸狀而構成者。在對該等的兩電極間施加直流電場的狀態下，加熱陰極而放出熱電子。藉由調整施加於兩電極間的電場(電壓)來控制流動的電流。同時，藉由在對該電場正交的方向所賦予的磁場來使熱電子產生旋轉運動而振盪。其結果，微波會產生。
將磁電管使用於微波振盪器時，需要大電容的高電壓電源。大電容的直流電源的切換電路，通常是以使用4個電晶體的全橋式電路所構成。此情況，可使施加於構成切換元件的電晶體(FET)的電壓降低，且可依變壓器巻數來自由地設定電壓．電流。
使用如此的切換電路之電源的功率控制，一般式藉由PWM(Pulse Width Modulation)控制來進行。此控制，以往式藉由調整電晶體的開啟．關閉(on/off)的時間(負載週期)來進行。然而，一旦全部的電晶體形成關閉(off)的時間長，則負荷的線的電位會形成不安定，造成切換損失(switching loss)増加。
就迴避如此不良情況的技術而言，有將各電晶體的閘極信號的負載比(duty ratio)設為一定，移動相位(phase)，藉此來控制各電晶體的ON時間之相移型的PWM控制為人所知(例如，電晶體技術2004年6月號228－235頁(非專利文獻1))。藉由進行相移型的PWM控制，可容易形成共振電路，因此可使進行效率佳的切換動作。
在進行使用以上那樣的全橋式電路之相移型的PWM控制時，大多使用切換效率高的MOS型電晶體。但，若關閉時間長，亦即從該電路輸出施加於負荷的電壓信號的負載比小時，電荷不會被充分地積蓄於形成開啟(on)的電晶體的源極．汲極間的寄生電容部份。因此，予以形成關閉後，使串聯於該電晶體的其他電晶體形成開啓時，較大的突入電流會通過形成關閉的電晶體的電容部份來流至開啓狀態的電晶體，該等電晶體會發熱，產生較大的損失。
另一方面，當被施加於負荷的電壓信號的負載比較大時，可求取更大的功率。然而，在通常的相移控制下，有時效率低，且功率無法取得充分。
本發明是有鑑於上述情事而研發者，其目的是在於提供一種藉由相移型的PWM控制來使切換電路動作，而使發熱等的損失的影響少且高效率之電源裝置、及使用該電源裝置的微波產生裝置。
又，本發明的目的是在於提供一種藉由相移型的PWM控制來使切換電路動作，而使兼備高效率及高功率之電源裝置、及使用該電源裝置的微波產生裝置。
又，本發明的目的是在於提供一種用以控制如此的電源裝置的切換電路之電腦程式。
本發明之電源裝置的特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期(on/off cycle)，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制，又，上述控制部係於上述切換元件的開啓．關閉週期中，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機。
若根據本發明，則在上述切換元件的開啓．關閉週期中，藉由插入複數的切換元件會全部形成關閉的時機，可在動作途中例如將切換電晶體的寄生電容予以充分地充電。藉此，例如在切換電晶體中，可防止因充電電荷少所引起之突入電流的發生。因此，可抑止突入電流所造成的損失及電晶體的發熱等。
又，本發明之電源裝置的特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制，又，上述控制部係於從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，在上述切換元件的開啓．關閉週期中，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，另一方面，在上述負載比為上述所定值以上時，不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機。
若根據本發明，則從切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，在上述切換元件的開啟．關閉週期中，藉由插入複數的切換元件會全部形成關閉的時機，可在動作途中例如將切換電晶體的寄生電容予以充分地充電。另一方面，當負載比為上述所定值以上時，不插入複數的切換元件會全部形成關閉的時機。藉此，高負載比領域的切換損失會被低減，可進行效率更高的控制。
又，本發明之電源裝置的特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制，又，上述控制部係於從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，相對地提高上述各切換元件的開啓．關閉週期的頻率，另一方面，在上述負載比為上述所定值以上時，相對地降低上述開啓．關閉週期的頻率。
若根據本發明，則從切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，上述各切換元件的開啓．關閉週期的頻率會被相對地提高，上述負載比為上述所定值以上時，上述開啓．關閉週期的頻率會被相對地降低。藉此，在低功率模式中可達成良好的功率控制性能，且在高功率模式中可取得高效率。
此情況，上述控制部係於上述負載比為上述所定值以上時，可控制成若上述負載比更大則上述開啓．關閉週期的頻率會更低。又，上述控制部係於上述負載比比所定值更小時，亦可控制成若上述負載比更大則上述開啓．關閉週期的頻率會更低。
又，本發明之電源裝置的特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制，又，上述控制部係於從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，在上述切換元件的開啓．關閉週期中，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，另一方面，在上述負載比為上述所定值以上時，不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，且使上述開啓．關閉週期的頻率形成比上述負載比會比上述所定值更小時的頻率更低。
若根據本發明，則可進行更細的控制，可使效率及功率控制性高水準兼備。
此情況，上述控制部係於上述負載比為上述所定值以上時，可控制成若上述負載比更大則上述開啓．關閉週期的頻率會更低。又，上述控制部係於上述負載比比所定值更小時，亦可控制成若上述負載比更大則上述開啓．關閉週期的頻率會更低。
又，本發明之電源裝置的特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制，又，上述控制部係於從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比第1值更小時，在上述切換元件的開啓．關閉週期中，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，另一方面，在上述負載比為上述第1值以上且比大於該第1值的第2值小時，不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，在上述負載比為上述第2值以上時，使上述開啓．關閉週期的頻率形成比上述負載比會比上述第2值更小時的頻率更低。
若根據本發明，則可進行更細的控制，可使效率及功率控制性高水準兼備。
此情況，上述控制部係於上述負載比為上述第2值以上時，可控制成若上述負載比更大則上述開啓．關閉週期的頻率會更低。又，上述控制部係於上述負載比為上述第1值以上且比上述第2值更小時，亦可控制成若上述負載比更大則上述開啓．關閉週期的頻率會更低。又，上述控制部係於上述負載比比上述第1值更小時，亦可控制成若上述負載比更大則上述開啓．關閉週期的頻率會更低。
在以上的各發明中，最好上述切換電路具有4個的切換元件，該等係構成全橋式電路。而且，最好該等4個的切換元件的開啓．關閉週期的負載比為同一。
又，例如，上述切換元件為MOSFET或IGBT。更設置：使從上述切換電路輸出的電壓昇壓之昇壓變壓器。
又，本發明之微波產生裝置的特徵係具備：具有以上任何特徵的電源裝置；及微波振盪部，其係從上述電源裝置給電而使微波振盪。
最好上述微波振盪部係具備磁電管，其係具有：處理室，其係內部保持真空；燈絲，其係配置於上述處理室內，具有作為使熱電子放出的陰極之機能；陽極，其係於上述處理室內與上述燈絲對向配置，從上述電源裝置給電而在與上述燈絲之間形成電場；及磁場發生手段，其係於上述處理室的外側形成與上述電場正交的磁場。
又，本發明之電腦程式，係使電腦具有控制電源裝置的機能，該電源裝置係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；及切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓，其特徵係使以下的機能實現於電腦：進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制的機能；及在上述切換元件的開啓．關閉週期中，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機之機能。
又，本發明之電腦程式，係使電腦具有控制電源裝置的機能，該電源裝置係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；及切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓，其特徵係使以下的機能實現於電腦：進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制的機能；及從上述切換電路輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，在上述切換元件的開啓．關閉週期中，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，另一方面，上述負載比為上述所定值以上時，不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機之機能。
又，本發明之電腦程式，係使電腦具有控制電源裝置的機能，該電源裝置係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；及切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓，其特徵係使以下的機能實現於電腦：進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制的機能；及從上述切換電路輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，相對地提高上述各切換元件的開啓．關閉週期的頻率，上述負載比為上述所定值以上時，相對地降低上述開啓．關閉週期的頻率之機能。
又，本發明之電腦程式，係使電腦具有控制電源裝置的機能，該電源裝置係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；及切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啓．關閉週期，根據該等各切換元件的開啓．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓，其特徵係使以下的機能實現於電腦：進行藉由使上述各切換元件的開啓．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制的機能；及從上述切換電路輸出的脈衝狀電壓的負載比比第1值更小時，在上述切換元件的開啓．關閉週期中，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，上述負載比為第1值以上且比大於上述第1值的第2值小時，不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，上述負載比為上述第2值以上時，使上述開啓．關閉週期的頻率形成比上述負載比會比上述第2值更小時的頻率更低之機能。
以下，參照圖面來說明有關本發明之－實施形態。圖1是表示包含搭載本發明之－實施形態的高電壓電源(電源裝置)的微波產生裝置之微波電漿處理裝置的方塊圖。圖2是用以說明其內部構成的概略圖。
如圖1所示，微波電漿處理裝置100是具備：微波產生裝置1、微波傳送部2、電漿處理部3、及控制該等各部的上位控制部之全體控制部4。
微波產生裝置1是具備高電壓電源11及微波振盪部12。高電壓電源11，如圖2所示，是用以將3相200V的交流電壓變換成直流電壓，昇壓後將所定的直流電壓供應給微波振盪部12者，具有安全電路13、AC/DC變換部14、切換電路15、高耐壓昇壓變壓器16、整流電路17、及主要控制切換電路15的高電壓電源控制器18。AC/DC變換部14具有整流電路21及平滑電路22。然後，在AC/DC變換部14所被變換的280V的直流電壓會根據來自高電壓電源控制器18的指令，藉由切換電路15來切換(開啓．關閉)。然後，該直流電壓會在高耐壓昇壓變壓器16被昇壓成所望的電壓，經由整流電路17來供應給微波振盪部12。被供給至微波振盪部12之高壓直流的電壓．電流是以電壓．電流監視器20來監視，其資訊會被送至高電壓電源控制器18。
微波振盪部12，如圖2所示，具有使微波振盪的磁電管23、對磁電管23的燈絲供給電壓的燈絲電源24、及微波振盪部控制器25。
磁電管23是在保持於真空的容器內具有作為陰極(cathode)的燈絲26及陽極(anode)27。一旦電壓被施加於燈絲26，則熱電子會被放出。在兩電極間從高電壓電源11施加所定的電壓，藉此控制流動的電流。並且，對於此時產生的電場，在正交的方向施加磁場，藉此於熱電子產生旋轉運動，而振盪。其結果，磁電管23會例如產生2.45GHz的微波。
燈絲電源24具有：使從200V的3相交流取出的200V的交流降壓之高耐壓降壓變壓器28、AC/DC變換電路29、及切換電路30。在高耐壓降壓變壓器28及AC/DC變換電路29所形成的7V的直流電壓會根據來自微波振盪部控制器25的指令，以切換電路30控制，而形成0~7V的範圍的所定電壓，施加於磁電管23的燈絲26。另外，被供給至燈絲26之直流的電壓．電流是以電壓．電流監視器31來監視，其資訊會被送至微波振盪部控制器25。
微波傳送部2是用以將微波產生裝置1所產生的微波引導至電漿處理部3者，具有引導在微波產生裝置1所產生的微波(μ波)之導波管32、用以分離反射微波的分離器(isolator)33、檢測出微波的功率之功率感測器34、進行阻抗(impedance)調整的諧調器35、用以將傳送的微波放射至電漿處理部3之天線36、及控制微波傳送部2的各構成部之傳送部控制器37。在天線36中形成有用以放射微波的細縫。在功率感測器34所被檢測出的微波功率是藉由功率監視器38來監視，其信號會被傳送至高電壓電源控制器18。
電漿處理部3具有：氣密構成的處理室39、在處理室39內載置被施以電漿處理的被處理基板S的載置台40、用以使自天線36放射的微波透過至處理室39內之由介電體材料所構成的頂板41、供給處理氣體至處理室39內的氣體供給部42、將來自氣體供給部42的氣體導入至處理室39內的氣體導入構件43、及設於處理室39的底部的排氣口44、經由排氣口44來將處理室39內予以排氣的排氣部45、及控制電漿處理部3的各構成部的處理部控制器46。藉由在處理室39的被處理基板S的上方空間放射微波，而使處理氣體的電漿形成於該空間。藉由該電漿，對被處理基板S施以氧化處理或蝕刻等的所定電漿處理。
全體控制部4具有：由高電壓電源控制器18、微波振盪部控制器25、傳送部控制器37、控制處理部控制器46的微處理器(電腦)所構成的上位控制器47、及儲存有控制所必要的各種程式或處理條件亦即所謂的處方(recipe)等之記憶部48、及具有進行高電壓電源的功率等的各種設定的設定部或顯示狀態及警報等的顯示部等之外部介面49。上述處方是例如被儲存於CD－ROM、硬碟、軟碟、非揮發性記憶體等可讀取的記憶媒體。以全體控制部4、高電壓電源控制器18、微波振盪部控制器25、傳送部控制器37、處理部控制器46來構成控制部。
其次，詳細説明有關高電壓電源11。
圖3A及圖3B是詳細表示高電壓電源11的電路圖。如圖3A所示，200V的3相交流會首先經由安全電路13來到AC/DC變換部14。安全電路13是具有斷路器(breaker)50、雜訊過濾器(noise filter)51、及磁導體52。經此的交流電流會藉由整流電路21來變換成直流，該直流電流會藉由具有電容器22a的平滑電路22來平滑化，成為280V的直流。
如圖3B所示，在切換電路15，4個切換電晶體Q1、Q2、Q3、Q4會構成全橋式電路(亦稱為H橋)，可藉由高電壓電源控制器18來實施相移型的PWM控制。在切換電晶體Q1、Q2、Q3、Q4中，可從高電壓電源控制器18分別輸入相位(phase)被控制之負載比50%的閘極驅動信號Vg1、Vg2、Vg3、Vg4。該等會被合成，而從切換電路15輸出脈衝狀電壓。此脈衝狀電壓會作為變壓器一次側電壓取出。
在切換電晶體Q1~Q4中，電晶體Q1、Q4為正輸出，電晶體Q2、Q3為負輸出。由效率的觀點來看，可使用場效型電晶體作為切換電晶體，較理想是MOS型，功率MOSFET為最適。又，亦可使用相較於MOSFET，為高耐壓且適於高功率用的IGBT(絕緣閘極型雙極電晶體)。
並且，切換電路15的負荷亦即昇壓變壓器16是被連接至分別從串聯的電晶體Q1與Q2之間及電晶體Q3與Q4之間延伸的配線。而且，與各切換電晶體Q1~Q4並列插入共振電容器Cr/2，從電晶體Q1與Q2之間到昇壓變壓器16的配線中插入共振電感器Lr。在此，共振電容器Cr/2是電晶體的寄生電容與並聯於電晶體的追加電容器之合成電容，共振電感器Lr是變壓器16的漏電感與串聯於變壓器的追加電感器之合成電感。在昇壓變壓器16，280V會被昇壓至－8000V。亦即，0~－8000V之間的電壓的直流電流會在整流電路17被整流而供給至磁電管23。
其次，參照圖4來説明微波振盪部12的主構成部的磁電管23。
就此磁電管23而言，在被保持於真空之例如金屬製的外殼61內，配置有作為陰極的燈絲26、及可對向配置的陽極27。實際上，燈絲26是形成圓筒狀，以能夠圍繞其周圍的方式，使陽極27成為同軸圓筒狀，在圖4中磁電管23的構造為模式記載。在陽極27對向於燈絲26的面，設有複數的空洞共振器62。
外殼61的側面(圖中的上下面)66是以非磁性材料所形成，在其外側配置有永久磁石67。藉此，可在作為陰極的燈絲26與陽極27之間的空間中，以能夠與該等兩電極的對向方向正交之方式形成強力的磁場。並且，對於燈絲26，從燈絲電源24來施加電壓，藉此放出熱電子。而且，在具有作為陰極機能的燈絲26與陽極27之間，從高電壓電源11來施加所定的電壓，藉此控制電流。對於此時產生的電場而言，上述磁場會作用於與該電場正交的方向，因此藉由該正交電磁場，在從燈絲26放出的熱電子會產生旋轉運動，當熱電子通過空洞共振器62時會產生振盪，其結果例如產生2.45GHz的微波。
在陽極27隔著絕緣材63來連接貫通外殼61的天線導線64。在該天線導線64的前端部連接天線65，所產生的微波可從該天線65來傳至導波管32內。
其次，說明有關以上那樣構成的微波電漿處理裝置的處理動作。
首先，在外部介面49的設定部中，進行高電壓電源的功率等的各種設定。然後，在電漿處理部3的處理室39內，從未圖示的搬入出口來搬入被處理基板S。然後，從氣體供給部42經由氣體導入構件43來導入所定的處理氣體至處理室39內，藉由微波產生裝置1來產生微波，經由微波傳送部2來將微波放射至處理室39內。藉此，可在處理室39內使處理氣體電漿化，藉由該微波電漿來執行所定的電漿處理。
此時，所產生的微波控制是利用微波產生裝置1的高電壓電源11的切換電路15，藉由高電壓電源控制器18來進行。具體而言，高電壓電源控制器18是根據來自外部介面49的設定信號，控制切換電路15的各切換電晶體的切換頻率及相位(phase)等，如上述那樣，按照相移型的PWM控制來使進行切換動作。此時，來自電流．電壓監視器20的電流及電壓的信號、以及被功率監視器38所監視之微波傳送部2的功率感測器34所檢測出的功率的信號會被回饋，控制切換電路15的各切換電晶體，而使能夠供給按照設定的功率。
在通常的相移型的PWM控制之切換動作下，切換電晶體Q1、Q2、Q3、Q4的閘極信號會例如被固定於負載比50%，而該等的相位(phase)會被移動。然後，藉由適當的失效時間(dead time)插入，將昇壓變壓器16一次側的電壓波形控制成所望。亦即，若被施加於變壓器16的一次側的電壓波形的負載比小，則輸出會變小，若該負載比大，則輸出會變大。圖5是表示各切換電晶體的閘極信號及變壓器一次側電壓波形例的模式圖。並且，圖6是表示圖5時之1週期的切換動作的模式圖。(在圖6中，為了簡略化，而僅將切換電晶體Q1~Q4描繪成開閉開關，變壓器為顯示箱狀)。圖5的(1)~(8)的部份是分別對應於圖6的(1)~(8)的狀態。在此，所謂的失效時間是圖5的(2)(4)(6)(8)的狀態。在相移型的PWM控制中，亦可省略該等。但，在省略該等時，例如從圖6的(1)至(3)，電晶體會切換。此情況，電晶體是在OFF時要比ON時更花時間。因此，有可能瞬間地通過Q3及Q4而流動短路電流。所以，最好設置失效時間。
又，圖7是表示有關實際使各切換電晶體Q1~Q4相移而令變壓器一次側電壓的負載比變化時的實波形。圖7是顯示負載比20%、50%、90%的實波形。在圖7中，Q1及Q4皆成ON的時間、及Q2及Q3皆成ON的時間為斜線部所示。
在如此的相移型的PWM控制中，若使用MOS型電晶體作為切換電晶體，則當關閉時間長時，亦即從此電路輸出施加於變壓器16的電壓(輸出電壓)的負載比小時，電荷不會被充分地積蓄於形成開啓的電晶體的源極．汲極間的寄生電容部份。例如圖6的情況，在狀態(1)~(3)下切換電晶體Q2為開啓狀態，但負載比小時，在Q2的寄生電容部份幾乎不會有電荷被積蓄。予以形成關閉後，使串聯於該切換電晶體Q2的切換電晶體Q1形成開啓時(狀態(5))，較大的突入電流會通過形成關閉的電晶體Q2的電容部份來流至電晶體Q1，該等電晶體會發熱，產生較大的損失。同様的情況在狀態(1)時也會發生。此情況，較大的突入電流會通過形成關閉的電晶體Q1的電容部份來流至電晶體Q2，產生較大的損失。亦即，當來自切換電路15的輸出電壓的負載比小時，較大的電流會流至切換電晶體Q1及Q2，而發熱產生較大的損失。
於是，本實施形態，如圖8所示，在狀態(4)及(8)中，設有全部的切換電晶體會形成關閉的全關閉時間。以能夠設置如此的狀態之方式，藉由高電壓電源控制器18來控制切換電路。亦即，在狀態(4)，將切換電晶體Q2，Q4暫時性地關閉，而使全部的切換電晶體形成關閉，藉此電荷會積存於切換電晶體Q2的寄生電容。因此，在狀態(5)，突入電流不會流至電晶體Q1。並且，在狀態(8)，將切換電晶體Q1，Q3暫時性地關閉，而使全部的切換電晶體形成關閉，藉此電荷會積存於切換電晶體Q1的寄生電容。因此，在狀態(1)，突入電流不會流至電晶體Q2。以上，可解決在切換電晶體Q1，Q2的突入電流之損失。另外，在圖8中是省略相當於圖6的(4)、(8)的期間，而減少電晶體的切換次數。若電晶體切換，則必定在電晶體、切換電路中發生損失，因此較理想是1週期(相當於圖8的(1)~(8))中的切換次數極力減少。由此觀點來看，最好全部的電晶體為OFF的期間是設於使電流流至負荷的期間(1)、(5)之前。
在此，針對無全關閉時間的圖6時、及設有全關閉時間的圖8時，實際使電晶體動作來進行比較實驗。在實驗中，來自切換電路15的輸出電壓的負載比會被變化。並且，被安裝於散熱片(heat sink)之電晶體的金屬外殼的温度會被測定，一旦温度超過100℃，則電晶體會故障，因此在該温度的附近終了實驗。將結果顯示於以下的表1。
如表1所示，藉由設置全關閉時間，可抑止隨著切換之電晶體的發熱。
其次，說明有關其他的實施形態。
在上述的實施形態中是設有使全部的切換電晶體全都形成關閉的全關閉時間。此情況，每1週期的切換動作會増加2次。因此，在增大輸出電壓的負載比來供給大電力時，因切換損失，反而有可能總計的損失會變大。
於是，在本實施形態中，預先調查切換電晶體Q1、Q2的切換動作的效率特性。然後，按照負荷的狀況等，藉由高電壓電源控制器18，如圖9所示，切換2類型的相移型控制。亦即，在輸出電壓的負載比小的領域中，如上述般形成使全部的切換電晶體關閉的時機(timing)之模式的相移型PWM控制會被進行，一旦達到所定的負載比，則進行通常的相移型PWM控制(圖6)。藉由如此的切換控制，可進行損失更少的電源控制。
其次，說明有關另外其他的實施形態。
在上述切換電路15中，應極力維持高效率，如上述般，插入共振電容器Cr/2及共振電感器Lr來構成共振電路。而且，基於使變壓器的銅損降低來減少全體的損失之目的，各切換電晶體的切換頻率(閘極信號的頻率)是例如設定成10~500kHz。然而，在如此高的頻率中，當來自切換電路15的輸出電壓的負載比小時，在電晶體的OFF時，會有產生複數次(高次)的共振之情況。圖10是表示該時的情況。圖10所示的情況，即使閘極電壓為正常，照樣在電晶體的OFF時共振電流會流至變壓器一次側。因此，在變壓器二次側也會有電壓輸出，正常的相移型PWM控制不會被進行。為了防止如此的功率控制性的惡化，必須降低設定共振頻率。由於共振頻率fr為fr＝1/(2π(LrCr)1/2)，因此必須擴大設定Lr，Cr。但，一旦增大Cr，則如已述那樣，較大的突入電流會流至該未被充電時所串聯的電晶體，引起發熱。另一方面，一旦增大Lr，則在來自切換電路15的輸出電壓的負載比大的大電力模式(高功率模式)中，因為串聯於變壓器16的共振電感器的影響，有可能無法取得充分的功率。
在如此的大電力模式時，藉由使切換頻率降低，可使所取得的功率上昇。亦即，因為阻抗會隨頻率而變化，所以只要使頻率降低，便可不易受到共振電感器的影響，取得更大的功率。
於是，在本實施形態中，是在必須重視效率的低負載比、例如未滿50%之低功率模式時，提高頻率，例如50~100kHz程度，另一方面，在必須重視功率的高負載比、例如50%以上之高功率模式時，降低頻率，例如1~50kHz程度，進行控制。藉此，即使在功率控制性成問題的低功率模式中，還是可在不發生共振的情況下動作，在重視功率的高功率模式中，可藉由縮小共振電感器的電感來取得高效率。此情況，如圖11所示，在某負載比以上、例如50%以上、使頻率降低成一定值，或如圖12所示，在功率小的低負載比，固定於高的頻率，在某負載比以上、例如50%以上之高功率模式中，隨著負載比上昇來使頻率降低，或如圖13所示，在比所定的負載比更小的領域中，亦可隨著負載比變大而使頻率降低。藉由如此的形態，可在不使效率降低的情況下取得大的功率。
其次，說明有關別的實施形態。
本實施形態是組合目前為止的實施形態者，例如圖14A及圖14B所示，在負載比比所定值更小的低負載比中，如上述那樣進行設置使全部的切換電晶體形成關閉的時機之控制，在所定的負載比以上，切換成通常的相移型控制，且使頻率降低。具體而言，如圖14A所示，在負載比為所定值以上時，可使頻率降低成一定值，或如圖14B所示，在負載比為所定值以上時，可按照負載比來使頻率變化。並且，在負載比比所定值小時，亦可按照負載比來使頻率變化。
其次，說明有關另外別的實施形態。
本實施形態，如圖15所示，在比第1負載比A更小的低負載比，進行設置使切換電晶體形成關閉的時機之控制，在第1負載比A以上，比第2負載比B小的中負載比，進行通常的相移型控制，在第2負載比B以上的高負載比，加諸比中負載比時更縮小頻率的控制。藉此，可進行更細的控制。本實施形態之第2負載比以上的領域的頻率變化，在圖15的情況時是按照負載比來使頻率變化，但亦可使頻率降低至一定值。並且，在第1負載比以上且比第2負載比更小的領域中，亦可控制成比小於第1負載比的領域的頻率更小的頻率。而且，在第1負載比以上且比第2負載比更小的領域中，亦可隨著負載比變大而使頻率降低。此情況，即使是在比第1負載比小的領域中，亦可隨著負載比變大而使頻率降低。
另外，本發明並非限於上述各實施形態，亦可實施各種的變形。例如，在上述各實施形態中，雖是將本發明使用於微波產生裝置，但並非限於此，亦可適用於需要高電壓的其他用途的電源。並且，在上述各實施形態中，雖是使用搭載4個切換電晶體的全橋式電路來作為切換電路，但並非限於此，例如亦可使用半橋式電路。
本發明適於使用於微波電漿處理裝置的微波產生裝置等被要求大電力的電源。
1．．．微波產生裝置
2．．．微波傳送部
3．．．電漿處理部
4．．．全體控制部
11．．．高電壓電源
12．．．微波振盪部
13．．．安全電路
14．．．AC/DC變換部
15．．．切換電路
16．．．高耐壓昇壓變壓器
17．．．整流電路
18．．．高電壓電源控制器
20．．．電壓．電流監視器
21．．．整流電路
22．．．平滑電路
22a．．．電容器
23．．．磁電管
24．．．燈絲電源
25．．．微波振盪部控制器
26．．．燈絲(陰極)
27．．．陽極
28．．．高耐壓降壓變壓器
29．．．AC/DC變換電路
30．．．切換電路
31．．．電壓．電流監視器
32．．．導波管
33．．．分離器
34．．．功率感測器
35．．．諧調器
36．．．天線
37．．．傳送部控制器
38．．．功率監視器
39．．．處理室
40．．．載置台
41．．．頂板
42．．．氣體供給部
43．．．氣體導入構件
44．．．排氣口
45．．．排氣部
46．．．處理部控制器
47．．．上位控制器
48．．．記憶部
49．．．外部介面
50．．．斷路器
51．．．雜訊過濾器
52．．．磁導體
61．．．外殼
62．．．空洞共振器
63．．．絕緣材
64．．．天線導線
65．．．天線
66．．．外殼的側面
67．．．永久磁石
100．．．微波電漿處理裝置
Q1、Q2、Q3、Q4．．．切換電晶體
Vg1、Vg2、Vg3、Vg4．．．閘極驅動信號
S．．．被處理基板
圖1是表示包含搭載本發明之一實施形態的高電壓電源的微波產生裝置之微波電漿處理裝置的方塊圖。
圖2是用以說明圖1的微波電漿處理裝置的內部構成的概略圖。
圖3A及圖3B是詳細顯示本發明之一實施形態的高電壓電源的電路圖。
圖4是表示圖1的微波電漿處理裝置的微波振盪部的主構成部的磁電管的剖面圖。
圖5是表示通常的相移型PWM控制的各切換電晶體的閘極信號與變壓器一次側電壓波形的關係之一例。
圖6是表示圖5的情況時之1週期的切換動作的模式圖。
圖7是表示在實際的相移型PWM控制中，使變壓器一次側電壓的負載比變化時之負載比20%、50%、90%的實波形。
圖8是表示本發明之一實施形態的高電壓電源的切換電路之1週期的切換動作的模式圖。
圖9是表示本發明的其他實施形態的切換電路的動作狀態模式圖。
圖10是表示在高頻率中，閘極信號的負載比較小時且電晶體的OFF時產生複數次(高次)的共振時之閘極電壓、變壓器一次側電流、變壓器二次側電流的波形。
圖11是表示本發明的另外其他實施形態的切換電路的動作狀態例的模式圖。
圖12是表示本發明的另外其他實施形態的切換電路的動作狀態的其他例的模式圖。
圖13是表示本發明的另外其他實施形態的切換電路的動作狀態的另外其他例的模式圖。
圖14A及圖14B是表示本發明的別的實施形態的切換電路的動作狀態的模式圖。
圖15是表示本發明的另外別的實施形態的切換電路的動作狀態的模式圖。
Q1、Q2、Q3、Q4．．．切換電晶體

Claims (17)

  1. 一種電源裝置，其特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啟．關閉週期，根據該等各切換元件的開啟．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啟.關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制，上述切換電路係具有4個上述切換元件，該等係構成全橋式電路，又，上述控制部係於上述切換元件的開啟．關閉週期中，在即將使電流流至負荷之前，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機。
  2. 一種電源裝置，其特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啟．關閉週期，根據該等各切換元件的開啟．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啟．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制， 上述切換電路係具有4個上述切換元件，該等係構成全橋式電路，又，上述控制部係於從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，在上述切換元件的開啟．關閉週期中，在即將使電流流至負荷之前，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，另一方面，在上述負載比為上述所定值以上時，不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機。
  3. 一種電源裝置，其特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啟．關閉週期，根據該等各切換元件的開啟．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啟．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制，上述切換電路係具有4個上述切換元件，該等係構成全橋式電路，又，上述控制部係於從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，在上述切換元件的開啟．關閉週期中，在即將使電流流至負荷之前，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，另一方面，在上述負載比為上述所定值以上時，不插入上述複數的切換元件會 全部形成關閉的時機，且使上述開啟．關閉週期的頻率形成比上述負載比會比上述所定值更小時的頻率更低。
  4. 如申請專利範圍第3項之電源裝置，其中，上述控制部係於上述負載比為上述所定值以上時，控制成若上述負載比更大則上述開啟．關閉週期的頻率會更低。
  5. 如申請專利範圍第4項之電源裝置，其中，上述控制部係於上述負載比比所定值更小時，亦控制成若上述負載比更大則上述開啟．關閉週期的頻率會更低。
  6. 一種電源裝置，其特徵係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啟．關閉週期，根據該等各切換元件的開啟．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓；及控制部，其係進行藉由使上述各切換元件的開啟．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制，上述切換電路係具有4個上述切換元件，該等係構成全橋式電路，又，上述控制部係於從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的負載比比第1值更小時，在上述切換元件的開啟．關閉週期中，在即將使電流流至負荷之前，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，另一方面，在上述負載比為上述第1值以上且比大於該第1值的第2值小時， 不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，在上述負載比為上述第2值以上時，使上述開啟．關閉週期的頻率形成比上述負載比會比上述第2值更小時的頻率更低。
  7. 如申請專利範圍第6項之電源裝置，其中，上述控制部係於上述負載比為上述第2值以上時，控制成若上述負載比更大則上述開啟．關閉週期的頻率會更低。
  8. 如申請專利範圍第7項之電源裝置，其中，上述控制部係於上述負載比為上述第1值以上且比上述第2值更小時，亦控制成若上述負載比更大則上述開啟．關閉週期的頻率會更低。
  9. 如申請專利範圍第8項之電源裝置，其中，上述控制部係於上述負載比比上述第1值更小時，亦控制成若上述負載比更大則上述開啟．關閉週期的頻率會更低。
  10. 如申請專利範圍第1~9項中任一項的記載之電源裝置，其中，上述4個的切換元件的開啟．關閉週期的負載比為同一。
  11. 如申請專利範圍第1~9項中任一項所記載之電源裝置，其中，上述切換元件為MOS FET或IGBT。
  12. 如申請專利範圍第1~9項中任一項所記載之電源裝置，其中，更具備：使從上述切換電路輸出的電壓昇壓之昇壓變壓器。
  13. 一種微波產生裝置，其特徵係具備：如申請專利範圍第1~12項中任一項所記載之電源裝 置；及微波振盪部，其係從上述電源裝置給電而使微波振盪。
  14. 如申請專利範圍第13項之微波產生裝置，其中，上述微波振盪部係具備磁電管，其係具有：處理室，其係內部保持真空；燈絲，其係配置於上述處理室內，具有作為使熱電子放出的陰極之機能；陽極，其係於上述處理室內與上述燈絲對向配置，從上述電源裝置給電而在與上述燈絲之間形成電場；及磁場發生手段，其係於上述處理室的外側形成與上述電場正交的磁場。
  15. 一種電腦程式製品，係於電源裝置中，使電腦具有控制切換電路的機能，該電源裝置係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；及切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啟．關閉週期，根據該等各切換元件的開啟．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓，上述切換電路係具有4個上述切換元件，該等係構成全橋式電路，其特徵係使以下的機能實現於電腦：進行藉由使上述各切換元件的開啟．關閉週期的相位 變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制的機能；及在上述切換元件的開啟．關閉週期中，在即將使電流流至負荷之前，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機之機能。
  16. 一種電腦程式製品，係於電源裝置中，使電腦具有控制切換電路的機能，該電源裝置係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；及切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啟．關閉週期，根據該等各切換元件的開啟．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓，上述切換電路係具有4個上述切換元件，該等係構成全橋式電路，其特徵係使以下的機能實現於電腦：進行藉由使上述各切換元件的開啟．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制的機能；及從上述切換電路輸出的脈衝狀電壓的負載比比所定值更小時，在上述切換元件的開啟．關閉週期中，在即將使電流流至負荷之前，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，另一方面，上述負載比為上述所定值以上時，不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機之 機能。
  17. 一種電腦程式製品，係於電源裝置中，使電腦具有控制切換電路的機能，該電源裝置係具備：交流/直流變換部，其係將交流電壓變換成直流電壓；及切換電路，其係具有複數的切換元件，在直流電壓被輸入時，於上述各切換元件產生開啟．關閉週期，根據該等各切換元件的開啟．關閉的組合來輸出脈衝狀電壓，上述切換電路係具有4個上述切換元件，該等係構成全橋式電路，其特徵係使以下的機能實現於電腦：進行藉由使上述各切換元件的開啟．關閉週期的相位變化來控制從上述切換電路所輸出的脈衝狀電壓的脈衝寬之相移型PWM控制的機能；及從上述切換電路輸出的脈衝狀電壓的負載比比第1值更小時，在上述切換元件的開啟．關閉週期中，在即將使電流流至負荷之前，插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，上述負載比為第1值以上且比大於上述第1值的第2值小時，不插入上述複數的切換元件會全部形成關閉的時機，上述負載比為上述第2值以上時，使上述開啟．關閉週期的頻率形成比上述負載比會比上述第2值更小時的頻率更低之機能。
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