TWI404941B - 用於量測高頻電壓與電流之同步低取樣技術 - Google Patents

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Description

用於量測高頻電壓與電流之同步低取樣技術
本發明概與一種功率源有關，其為來自控制器之驅動信號驅動時可產生信號(射頻或微波)。
在許多應用領域中，均可能需要高頻電壓及電流之可靠且精確之測量。此類應用可包含例如射頻電漿產生及射頻電漿蝕刻。一典型射頻電漿產生器可包含高功率射頻源，以產生一給定頻率(例如13.56MHz)之射頻信號。該等射頻信號可供應至電漿腔。由於射頻功率源與電漿腔間可能存在可觀之阻抗不匹配，故可於其間提供阻抗匹配網路。可提供電壓－電流(VI)感測器或探針，以於射頻信號之電壓及電流進入電漿腔時偵測之，並產生代表所偵測電壓及電流之感測器信號。
需精確且重複取得這些高頻電壓及電流測量之大小及相位。用以擷取來自感測器信號之大小及相位資訊之數位運作(諸如混合及過濾)，一般可利用高取樣技術來執行，亦即依奈奎斯特(Nyquist)準則，以與所欲最高頻率之兩倍相等或更高之頻率對資料取樣。
但高取樣可能無法精確重建所測感測器信號，其中可能包含基頻之多階諧波以及大小與相位雜訊。此外，在微波頻率下，例如在2.4GHz下，可能無法施行高取樣技術，因為在微波頻率下，為滿足奈奎斯特準則，所需取樣頻率至少約為4.8Gsps。目前可得之高速類比對數位(A/D)轉換器之取樣頻率範圍僅為約105至約400Msps。
當取樣來自VI感測器之類比信號時，不論就高取樣或低取樣而言，均可採用固定取樣頻率。這些固定取樣頻率可與時變射頻頻率不同步。但來自射頻源(以及感測器信號)之射頻信號可具時變頻率，因為這些信號可經調整以控制調整阻抗並控制遞送至電漿腔之功率。
若以固定頻率對頻率隨時間改變之信號取樣(亦即非同步取樣)則信號測量會因抖動或共振效應而降低。若在高速閉路控制中採用具抖動或共振效應之測量，則系統效能會大幅降低。
一種裝置，其可包含配置以當一驅動信號驅動時產生信號之功率源。該裝置可進一步包含感測器，其配置以測量由該功率源所產生之信號之電壓及電流，並產生代表所測量電壓及電流之感測器信號。該裝置可進一步包含取樣器，其配置以與該驅動信號同步地低取樣感測器信號。
一種裝置，其可包含配置以當一驅動信號驅動時產生信號之功率源。該裝置可進一步包含感測器，其配置以測量由該功率源所產生之信號所供應之電壓及電流，並產生代表所測量電壓及電流之感測器信號。該裝置可進一步包含取樣器，其配置以與該驅動信號同步地高取樣感測器信號。
一種裝置，其可包含用以響應於驅動信號而產生信號之構件。該裝置可進一步包含感測構件，其用以測量響應於該驅動產生之信號所供應之電壓及電流，並用以產生代表所測量電壓及電流之感測器信號。該裝置可進一步包含取樣構件，其用以與該驅動信號同步地低取樣感測器信號。
一種方法，其可包含測量來自由驅動信號所驅動之功率源之信號所供應之電壓及電流，並產生代表該測量電壓及電流之感測器信號。該方法可進一步包含與驅動功率源之驅動信號同步之感測器信號。
以下描述同步低取樣高頻電壓及電流測量之裝置及方法。
圖1係以同步取樣技術測量感測器信號電壓及電流之裝置100實施例之概略方塊圖。整體而言，裝置100可包含射頻(RF)功率源110、感測器120、取樣器130、控制器140及直接數位合成器(DDS)150。
射頻功率源110可響應於DDS 150所產生之驅動信號而以由可為數位信號處理器(DSP)之控制器140設定之頻率來產生射頻信號。感測器120可偵測射頻信號電壓及電流，並可產生代表所測電壓及電流之類比感測器信號。來自感測器120之輸出可被饋送至取樣器130，其可與驅動射頻功率源110之驅動信號同步低取樣感測器信號(在頻率fs )。詳言之，同步低取樣頻率fs 可為感測器信號基頻之倍數，茲詳細說明如下。雖然圖1說明利用DDS產生驅動信號，在裝置之其他實施例中亦可採用其他類型之驅動信號產生器。
在所示實施例中，裝置100可為射頻產生裝置，並可為遞送射頻信號至電漿腔(未圖示)之射頻電漿系統，例如在諸如電漿蝕刻等應用中使用之電漿腔。為匹配射頻產生裝置與電漿腔間阻抗(其間可能存在可觀之阻抗不匹配)，阻抗匹配網路200可位於射頻產生裝置100與電漿腔間。
雖然圖1說明在射頻電漿系統內文中之射頻信號產生與取樣，理當瞭解下述同步低取樣技術可用於需要在高頻下之精確且可靠電壓與電流測量之任何其他應用中。此外，雖然圖1說明射頻信號產生與取樣，在其他實施例中，亦可利用下述技術產生與低取樣微波頻率信號。
射頻功率源100可為配置以產生在調整頻率下之射頻信號之可調整功率源。射頻功率源100可包含直流電源112及射頻功率放大器114。在所示實施例中，感測器120可為電壓－電流(VI)感測器或採針。如圖1所示，感測器輸出122與124可分別代表射頻線電壓與射頻線電流。感測器120可位於電漿腔之功率輸入端，以隨著射頻信號進入電漿腔而偵測射頻信號電壓及電流。可能需精確測量電壓及電流而與電漿腔盡可能靠近，以獲得電漿品質之較佳指標，因而較佳控制，例如被蝕刻之諸如晶圓等項之電漿蝕刻特性。
取樣器130可包含類比對數位(A/D)轉換器132及取樣時鐘134。A/D轉換器可接收類比電壓信號122及類比電流信號124，並數位化由取樣頻率fs 之類比信號取樣之信號122與124。取樣時鐘134藉由以一時鐘頻率供應取樣脈衝至A/D轉換器，可提供A/D轉換器計時參考。換言之，A/D轉換器可依取樣時鐘134提供之計時參考控制取樣時序。來自A/D轉換器132之輸出顯示如數位電壓(V)信號123及數位電流(I)信號125。
取樣器130可施行同步低取樣，其中感測器120輸出之取樣與驅動射頻功率源110之驅動信號152(由DDS 150產生)同步。驅動信號152控制射頻功率放大器114之切換頻率。取樣時鐘134之時鐘頻率可為控制射頻功率放大器114之切換頻率之信號頻率之整數倍，亦即驅動信號152頻率之整數倍。在圖1所示實施例中，DDS亦可產生信號154，其設定取樣時鐘頻率為fs ＝(Ns a m p /Nc y c l e s )×f其中Ns a m p 表示在Nc y c l e s 個週期期間之取樣數，且Ns a m p 及Nc y c l e s 兩者均為整數。，控制器140可接收低取樣感測器信號，並輸出一或多個控制信號，其追蹤射頻功率源所產生之射頻信號之經調整頻率。控制器140可產生及傳輸頻率指令信號142至DDS，響應於此，DDS可於頻率指令信號所指定之頻率下產生驅動信號154。頻率指令信號142可為數值指令，例如f＝13.56MHz，其告知DDS 150該射頻放大器114之切換頻率應為13.56MHz。
控制器140亦可產生電容指令信號146，並傳輸電容指令信號146至阻抗匹配網路200，以調整匹配網路200中之並聯電容。以此方式為之，控制器140可施行頻率調整以改善阻抗匹配。控制器140亦可產生指定功率位準之功率指令信號144。控制器140可傳輸功率指令信號144至電源112，藉以調整射頻功率源110所產生之射頻信號所遞送之功率。
裝置100可進一步包含場可程式化閘極陣列(FPGA)160，其降低A/D轉換器132之取樣率至由DSP控制器140可管理之速率，使得大小及相位資訊能從來自取樣器130之低取樣信號擷取出來。如圖1中所示，可將取樣器130輸出之數位電壓(V)及電流(I)信號連接至FPGA 160，其可包含施行數位混合之數位混合器162，以及施行過濾及整數倍降低取樣率(decimation)之串疊積分器梳狀(CIC)濾波器164。FPGA 160可進一步包含閘極驅動器166，其響應於控制器140之頻率指令信號，以DDS所產生之驅動信號所判定之頻率驅動FPGA。
來自取樣器130之低取樣信號可被饋送至數位混合器162，該數位混合器將DDS所產生之數位混頻信號與經取樣的資料進行捲繞(convolve)。如圖1所示，可將經取樣資料與負正弦信號及餘弦信號進行捲繞。接著可將經捲繞的資料饋送至CIC濾波器164，以擷取低取樣信號之大小及相位。可由CIC濾波器達成整數倍降低取樣率，亦即可由CIC濾波器降低取樣率至由取樣率除以整數倍降低取樣率因子所給定之資料率。隨著整數倍降低取樣率因子之增加，資料率可按比例降低。在所示實施例中，可以128作為整數倍降低取樣率因子，但其他實施例可採用不同的整數倍降低取樣率因子。
CIC濾波器164之每一者可分別產生下列輸出信號：同相(in－phase)電壓(VI)信號126、反相(out－of－phase)電壓(VQ)信號127、同相電流(II)信號128及反相電流(IQ)信號129。換言之，針對數位電壓(V)信號123及數位電流(I)信號125之每一者，以出自A/D轉換器132且輸入至FPGA 160之同相(I)及反相九十度相位差(Q)信號表示CIC濾波器164之輸出，見圖1。
控制數位混合器162及CIC濾波器164之時鐘亦控制A/D轉換器取樣，其與感測器信號基頻同步。以此方式達成同步低取樣。隨著控制器140之改變功率源110所產生之射頻信號頻率，例如控制匹配網路200阻抗，與感測器信號基頻同步之取樣頻率fs 亦隨之改變。如上述，控制器140藉由頻率指令信號142控制射頻信號頻率，該頻率指令信號142係控制器140對DDS 150之輸入，進而產生控制射頻放大器114切換頻率之驅動信號。
藉由低取樣一般可能包含多重諧波及大小與相位雜訊之感測器信號，可精確重建VI感測器信號波形。換言之，高取樣技術無法精確重建所測量之具諧波信號，如圖2A－2E及圖3A－3E所示。
圖2A、2B、2C、2D及2E說明在所給定之感測器信號基頻f為13.56MHz且給定之取樣頻率fs 為65之情形下，高取樣來自VI感測器之電壓信號。圖2A－2E說明在65MHz取樣率下之非同步取樣。圖2A說明基頻分量為13.56MHz且具第2及3階諧波之感測器信號。圖2B提供13.56MHz信號之放大圖，圖2C則提供實際相位角之放大圖。
圖2D說明13.56MHz信號與65MHz取樣頻率之高取樣非同步。圖2D顯示樣本在各週期內固定相位偏移處未重複。僅於0.185 μ s及0.554 μ s偵測負峰值；且僅於0 μ s及0.369 μ s偵測正峰值。圖2E說明高取樣相位角。當比較圖2E與圖2C時，顯示採用高取樣時之即時相位不精確。
圖3A、3B、3C、3D及3E說明高取樣來自VI感測器之電壓信號之一特定實例，其中取樣頻率為所欲頻率之整數倍，亦即：
在所示實施例中，fs a m p ＝65Msps且f＝13MHz，亦即n＝5。如圖2A－2C，圖3A說明一感測器電壓信號，其具有在f＝13MHz之基頻分量，以及第2及3階諧波。圖3B提供13MHz信號之放大圖，圖3C則提供實際相位角之放大圖。
在所示實例中，若第一取樣發生於任意θ1 ＝(2 π f)t，則後續取樣將於θ1 ＋2 π/5、θ1 ＋4 π/5、θ1 ＋6 π/5、θ1 ＋8 π/5及θ1 ＋2 π處重複。詳言之，若θ1 ＝0，則因f＝13MHz的信號之峰值係發生於π/4及3 π/4，然而對各週期而言，係於0、2 π/5、4 π/5、6 π/5、8 π/5及2 π取樣信號，故無法偵測到該等峰值。如圖3D所示，以65MHz取樣頻率高取樣13MHz信號，當以所欲頻率之整數倍處高取樣信號時從未偵測到負峰值，但在各週期中偵測到正峰值。與圖2D相異處在於係在各週期內之固定偏移處重複取樣。如圖2D所示，未捕捉到諧波。圖3E說明高取樣相位角。與圖3C相較可見，即時相位亦不精確。
如前述，可能無法以微波頻率f＝2.4GHz(＝2400MHz)施行高取樣技術，因為為了滿足以尼奎斯特準則為基礎之高取樣，取樣頻率應至少為4.8Gsps(＝4800Msps)。但目前可得之高速類比對數位轉換器之取樣頻率範圍在105(AD6645：14位元)至400Msps(AD1240：12位元)。
當採用固定取樣頻率時，如圖2A－2E及3A－3E，取樣頻率與時變射頻頻率不同步，諸如圖1所示裝置100中採用者。當以固定頻率取樣頻率隨時間改變之信號時，可能因抖動或共振導致信號測量不佳。若於高速閉路控制中採用具抖動或共振效應之測量，則系統性能可能大幅降低。
如前述，圖1所示裝置100施行感測器信號之同步高取樣，亦即以射頻信號產生頻率同步調整取樣率。採用同步取樣可確保在即使射頻信號產生頻率改變下，取樣器130仍可於相同點拾取取樣，並且至DSP 140之輸入大體上與頻率無關。同步取樣可避免因非同步取樣造成之不穩定及不精確現象，例如當面臨多極點時。
藉由實例，當介於射頻功率源110之射頻信號與取樣時鐘134間之拍頻率(beat frequency)化入(alias)ADC 132之輸出頻寬中時，測量將失真，繼而嚴重損害閉路控制性能。若在頻帶內(in－band)拍頻率隨時間改變，則此問題可能進一步惡化，此在射頻信號頻率隨時間改變而取樣頻率固定時將發生。同步化可確保取樣時鐘及控制射頻切換之信號同時改變。此舉可能消除時變拍頻率及相關失真。
在一實施例中，可選擇取樣頻率fs 為基頻f之倍數。詳言之，可選擇同步低取樣頻率使之與感測器信號頻率成比例，但對於相繼取樣滑動相位以確保諧波拾取。滑動效應可藉由確保下式而達成：Ns a m p ≠Nc y c l e s ，及在圖1所示實施例中，藉由確保下式Ns a m p <Nc y c l e s ，詳言之，在圖1所示實施例中，所選取樣頻率為：fs a m p ＝(Ns a m p /Nc y c l e s )×f 方程式(1)及Ns a m p <Nc y c l e s ，其中f係VI感測器基頻，Ns a m p 表示在Nc y c l e s 個週期期間之取樣數，且Ns a m p 及Nc y c l e s 兩者均為整數。取樣頻率fs a m p 可小於65Msps，此係市售類比對數位轉換器中最快者之一。
取樣數Ns a m p 及週期數Nc y c l e s 可滿足下列方程式：Ns a m p ＝2p ，Nc y c l e s ＝(2p )q ＋1 方程式(2)其中p與q為整數。對射頻頻率而言，p可擇為6，且q可擇為1。對微波頻率而言，p可擇為6，且q可擇為6。
在一產生及取樣射頻信號之裝置100之特定實施例中，可選擇下列數值組作為參數f、fs a m p 、Ns a m p 及Nc y c l e s ：f＝13.56MHz；Ns a m p ＝64；Nc y c l e s ＝65；及fs a m p ＝13.351。在另一產生及取樣微波頻率信號之特定實施例中，可選擇下列數值組作為參數f、fs a m p 、Ns a m p 及Nc y c l e s ：f＝2400MHz；Ns a m p ＝64；Nc y c l e s ＝4097；及fs a m p ＝37.4908。在其他實施例中可採用不同參數值。
在運作中，裝置100使用者可控制在一給定週期中之感測器信號取樣點，同時保持同步取樣。在一特定實例中，採用射頻信號頻率f＝13.56MHz，可採用取樣時鐘fs a m p ＝(64/65)×13.56MHz，以於θ＝2 π k(65/64)時取樣VI感測器信號，其中k＝[0,64]。在此實例中，可於第零週期中，亦即(k＝0)在θ＝0°時取得第零個取樣。在第一週期中，可於θ＝365.625°時取得第一個取樣。在第二週期中，可於θ＝731.25°時取得第二個取樣，以此類推。
由於信號屬週期性信號，故使用者可仰賴此因素，在一週期中取出2 π k/64個取樣，與在65個週期中取出1個取樣/週期相同。換言之，使用者可假設在θ＝5.625°時之信號與θ＝360＋5.625°時相同。低取樣方法與64×13.56MHz取樣率等效，例外處在於需要65個週期之信號來建立一週期代表。其假設在該等週期期間(65/13.56MHz＝4.79 μ s)信號波形及大小之改變不致超出特定限度。
圖4A－4E、5A－5E、6A－6C及7A－7C說明上述同步低取樣技術之強健度與精確度。在該等圖式中，以下列電壓與電流信號為輸入，其中具有3個諧波，每一諧波具有不同之相位偏移，且在基頻下具有大小雜訊與相位雜訊： 在以上給定之電壓及電流信號中，Vo ＝2 方程式(5)且Io ＝1 方程式(6)
所給定之雜訊分量範圍如下：ψ noise [－2,2]取樣，
假設64個取樣代表360°(一完整週期)，±2取樣之相位雜訊對應於＋11.25°(＝2/64x360)。此外，在基頻處之電壓與電流相位差為45°。
圖4A、4B、4C、4D及4E說明同步低取樣來自VI感測器之電壓信號，其基頻f為13.56MHz且給定之取樣頻率fs a m p 為13.3514Msps。如圖2A－2C所示，圖4A說明一感測器信號，其具有在f＝13.56MHz處之基頻分量，以及第2及第3階諧波。圖4B提供13.56MHz信號之放大圖，圖2C則提供實際相位角之放大圖。
圖4D說明以13.3514Msps取樣頻率同步低取樣之f＝13.56MHz信號。如圖4D所示，同步低取樣允許產生擷取波形，並允許捕捉基頻之諧波。圖4E說明低取樣相位角。如圖4E所示，當同步低取樣感測器信號時，所測週期內之即時相位精確。圖4D與4E中所示曲線係在A/D轉換器132輸出處顯現之波形。
圖5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G及5H說明存在大小與相位雜訊與諧波下之同步低取樣射頻電壓及電流感測器信號之時間響應。圖5A說明未處理的(raw)射頻電壓信號，其包含基頻諧波及大小與相位雜訊。圖5B說明未處理的射頻電流信號，其包含基頻諧波及大小與相位雜訊。圖5C與5D分別說明同步取樣電壓及電流信號。如圖5C及5D所示，利用同步低取樣可精確重建電壓及電流信號波形。
圖5E與5F分別說明以數位混合器162混合負正弦(－sin)及餘弦信號後，電壓信號與電流信號之實數及虛數部分。圖5G說明在低取樣信號已經過CIC濾波器後之電壓與電流之整數倍降低取樣率之大小。自圖5G可觀察到|V|＝V° ＝2且|I|＝I° ＝1，與以上所示方程式(5)及(6)相符。圖5H說明在低取樣信號已經過CIC濾波器後之整數倍降低取樣率之相位差。自圖5H可觀察到相位差估計值約為45度，與上文中預測相符。如圖5E－5H可見，在以上所示方程式(3)及(4)中給定之電壓及電流信號之同步低取樣，精確估計電壓及電流之大小及相位。
圖6A、6B及6C說明存在顯著旁帶(sideband)之同步低取樣射頻電壓及電流信號之頻率響應。圖6A－6C呈現模擬結果，其中由f±500kHz之諧波供應基頻f＝13.56MHz。圖6A說明以13.3514MHz取樣率取樣之13.56MHz信號之頻率響應。圖6B說明與餘弦信號混合後之信號。圖6C說明經過整數倍降低取樣率因子為128之CIC濾波器之信號。同步低取樣精確估計電壓及電流大小與相位測量，見於圖6A－6C，其中說明存在顯著旁帶之同步低取樣技術有效性。
圖6A－6C顯示上列方程式(2)之Ns a m p 及Nc y c l e s 數值，可適當選擇使得任何已知之旁帶頻率均被濾除。特別言之，圖6A－6C顯示若在f±500kHz處發生基頻f為13.56MHz之信號之旁帶，則選擇p＝6、q＝1用於上列方程式(2)，以確保濾除這些旁帶。
圖7A、7B、7C、7D、7E、7F、7G及7H說明存在大小與相位雜訊與諧波下之同步低取樣微波頻率電壓及電流信號。圖7A及7B分別說明在微波頻率下之純微波電壓及電流信號。信號中包含諧波及大小雜訊與相位雜訊。圖7C與7D分別說明同步低取樣電壓與電流信號，於4097個週期中取出64個取樣。藉由比較圖7A與7B可見，同步低取樣電壓與電流信號精確重建純電壓及電流信號波形。
圖7E與7F分別說明以數位混合器162混合負正弦及餘弦信號後，電壓信號與電流信號之實數及虛數部分。圖7G說明在低取樣信號已經過CIC濾波器後之電壓與電流之整數倍降低取樣率之大小。圖7H說明在低取樣信號已經過CIC濾波器後之整數倍降低取樣率之相位差。圖7A－7H證實如上述圖5A－5H於4097個週期中取出64個取樣之相同結果。
圖8A、8B、8C、8D、8E、8F、8G及8H說明實驗資料。圖8A及8B分別說明純電壓及電流信號之實驗資料，其中包含諧波及大小雜訊與相位雜訊。圖8C與8D分別說明同步低取樣電壓與電流信號之實驗資料。在圖8C與8D中，於65個週期中取出64個取樣。
圖8E與8F分別說明以數位混合器162混合負正弦及餘弦信號後，電壓信號與電流信號之實數及虛數部分。圖8G說明在低取樣信號已經過CIC濾波器後之電壓與電流之整數倍降低取樣率之大小。圖8H說明在低取樣信號已經過CIC濾波器後之整數倍降低取樣率之相位差。如圖8A－8H可見，實驗資料證實存在雜訊與諧波下之同步低取樣技術之強健度與精確度。
圖9說明每一週期取樣一次之同步低取樣實例。為比較之故，圖10說明每一週期取樣四次之同步高取樣實例。詳言之，圖10顯示同步高取樣，其歷經fs a m p <65Msps，且。
簡言之，已描述施行用於高頻電壓與電流測量之同步低取樣(針對射頻與微波頻率信號)及同步高取樣(針對射頻信號)之方法及裝置。藉由低取樣，可精確重建VI感測器信號。利用同步取樣，可避免因抖動或共振造成之不穩定及不精確現象。自高頻電壓與電流測量可精確且重複獲得大小與相位資訊。可改善閉路控制性能，即使在諧波之貢獻顯著時亦然。同步低取樣亦可允許VI感測器於較高頻率使用(例如微波頻率)，並可允許計由調整時鐘頻率而量化諧波及相關失真。
雖然特定實施例已描述用以施行高頻電壓與電流測量之同步取樣技術之方法及裝置，應知這些實施例中所含概念均適用於其他實施例。對本申請案之保護範圍僅限於下列申請專利範圍。
在這些申請專利範圍中，除非特別強調，否則所述單數元件非指”一且僅一”而是”一或多”。本揭示中所述各實施例中，為熟悉此技術者已知或稍後將知之元件之所有結構及功能等效物均係供參考，並係涵蓋申請專利範圍中。
100．．．裝置
110．．．功率源
112．．．直流電源
114．．．射頻功率放大器
120．．．感測器
122,124．．．感測器輸出
123．．．數位電壓信號
125．．．數位電流信號
126．．．同相電壓信號
127．．．反相電壓信號
128．．．同相電流信號
129．．．反相電流信號
130．．．取樣器
132．．．類比對數位轉換器
134．．．取樣時鐘
140．．．控制器
142．．．頻率指令信號
144．．．功率指令信號
146．．．電容指令信號
150．．．直接數位合成器
152,154．．．驅動信號
160．．．場可程式化閘極陣列
162．．．數位混合器
164．．．串疊積分器梳狀濾波器
166．．．閘極驅動器
200．．．匹配網路
圖1係以同步取樣技術測量感測器信號電壓及電流之裝置實施例之概略方塊圖；圖2A、2B、2C、2D及2E說明高取樣來自VI感測器之電壓信號；圖3A、3B、3C、3D及3E說明高取樣來自VI感測器之電壓信號之另一實例，其取樣頻率為基頻之整數倍；圖4A、4B、4C、4D及4E說明同步低取樣來自VI感測器之電壓信號；圖5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G及5H說明存在大小與相位雜訊與諧波的情形下之同步低取樣射頻電壓及電流感測器信號之時間響應；圖6A、6B及6C說明存在顯著旁帶之同步低取樣射頻電壓及電流信號之頻率響應；圖7A、7B、7C、7D、7E、7F、7G及7H說明存在大小與相位雜訊與諧波的情形下之同步低取樣微波頻率電壓及電流信號；圖8A、8B、8C、8D、8E、8F、8G及8H說明存在雜訊與諧波的情形下，確認同步低取樣技術精確度之實驗資料；圖9說明一同步低取樣實例；及圖10說明一同步高取樣實例。
100．．．裝置
110．．．功率源
112．．．直流電源
114．．．射頻功率放大器
120．．．感測器
122,124．．．感測器輸出
123．．．數位電壓信號
125．．．數位電流信號
126．．．同相電壓信號
127．．．反相電壓信號
128．．．同相電流信號
129．．．反相電流信號
130．．．取樣器
132．．．類比對數位轉換器
134．．．取樣時鐘
140．．．控制器
142．．．頻率指令信號
144．．．功率指令信號
146．．．電容指令信號
150．．．直接數位合成器
152,154．．．驅動信號
160．．．場可程式化閘極陣列
162．．．數位混合器
164．．．串疊積分器梳狀濾波器
166．．．閘極驅動器
200．．．匹配網路

Claims (27)

  1. 一種裝置，其包含：一功率源，其配置以響應一驅動信號而產生信號；一感測器，其配置以測量由該功率源所產生之該等信號之一電壓及一電流，並產生代表該所測量之電壓及電流之感測器信號；及一取樣器，其配置以與驅動該功率源之該驅動信號同步地低取樣該等感測器信號，其中該取樣器係配置以以一取樣頻率fs 低取樣該等感測器信號；其中該等感測器信號之每一者包括一具有一基頻f之分量；其中該取樣頻率fs 係該基頻f之倍數；其中該取樣頻率fs 與該基頻f之關係係如下列方程式：fs =(Nsamp /Ncycles )*f；其中Ncycles 係一整數，表示該取樣器施行取樣的週期之數目；其中Nsamp 係一整數，表示在一取樣週期Ncycles 期間所獲得取樣之數目；及其中Nsamp 異於Ncycles 。
  2. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該功率源包括一射頻(RF)功率源，且其中來自該功率源之該等信號包括RF信號。
  3. 如申請專利範圍第1項之裝置，進一步包括：一控制器，其配置以接收該等經低取樣之感測器信號，並產生一設定一頻率之頻率指令信號；及一驅動信號產生器，其配置以以由該頻率指令信號所設定之該 頻率產生該驅動信號。
  4. 如申請專利範圍第3項之裝置，其中該控制器包括一數位信號處理器(DSP)，且其中該驅動信號產生器包括一直接數位合成器(DDS)。
  5. 如申請專利範圍第4項之裝置，其中該功率源包括一電源及一功率放大器；及其中由該DDS所產生之該驅動信號控制該功率放大器之一切換頻率。
  6. 如申請專利範圍第5項之裝置，其中該控制器進一步配置以產生設定一功率位準之功率指令信號，並傳輸該功率指令信號至該電源，以調整一由該功率源所產生之該等信號所遞送之功率。
  7. 如申請專利範圍第4項之裝置，其中該取樣器包括一類比對數位(A/D)轉換器及一取樣時鐘；其中該A/D轉換器配置以響應於一由該取樣時鐘所提供之計時基準來控制取樣時機；及其中該取樣時鐘之該頻率係由該DDS所產生之該驅動信號之該頻率之倍數。
  8. 如申請專利範圍第7項之裝置，進一步包括：一或多個數位混合器，其配置俾以將自該取樣器取出之該經低取樣的信號與一正弦波信號及一餘弦波信號進行捲繞(convolve)；及一或多個串疊積分器梳狀(CIC)濾波器，其配置以將該等被捲繞之經低取樣的信號整數倍降低取樣率(decimate)，藉以自該等經低取樣的信號擷取與大小及相位相關之資訊。
  9. 如申請專利範圍第8項之裝置，其中該等CIC濾波器之每一者係配置以產生一同相電壓信號、一反相電壓信號、一同相電流信號及一反相電流信號。
  10. 如申請專利範圍第9項之裝置，其中該數位混合器進一步配置以響應由該取樣時鐘所提供之該計時基準來控制該進行捲繞的時機；及其中該CIC濾波器進一步配置以響應由該取樣時鐘所提供之該計時基準來控制該整數倍降低取樣率的時機。
  11. 如申請專利範圍第7項之裝置，其中該取樣時鐘與該基頻f同步。
  12. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該等感測器信號包括一或多個具有一隨時間改變的頻率之信號。
  13. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該等感測器信號之至少部分進一步包括一或多個該基頻f之諧波；其中該取樣器係配置以以一連串取樣點取樣該等感測器信號之每一者；及其中該取樣頻率fs 之選擇使得該等取樣點之每一者相對於一或多個連串取樣點同相延遲一定量，其允許該等諧波之至少部分在取樣期間為該取樣器所拾取。
  14. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中Nsamp 與一整數p之關係如下列公式：Nsamp =2p ；及其中Ncycles 與該整數p及另一整數q之關係如下列公式： Ncycles =(2p )q +1。
  15. 如申請專利範圍第14項之裝置，其中由該功率源所產生之該等信號包括RF信號；其中p=6；及其中q=1。
  16. 如申請專利範圍第14項之裝置，其中由該功率源所產生之該等信號包括微波頻率信號；其中p=6；及其中q=6。
  17. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中Nsamp 與Ncycles 之值係經選擇，使得可自至少部分該等感測器信號過濾掉一或多個旁帶頻率。
  18. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該功率源進一步配置俾於一可調整之頻率範圍內以一調整頻率產生信號。
  19. 如申請專利範圍第8項之裝置，其中該控制器進一步配置以自該FPGA接收該等捲繞且經整數倍降低取樣率之信號，並傳輸該等捲繞且經整數倍降低取樣率之信號至一電漿腔。
  20. 如申請專利範圍第19項之裝置，其中該控制器進一步配置以產生一電容指令信號，並傳輸該電容指令信號至一位於該裝置與一電漿腔間之阻抗匹配網路，俾控制該阻抗匹配網路之阻抗。
  21. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該功率源包括一微波頻率功率源，且其中來自該功率源之該等信號包括微波信號。
  22. 一種裝置，其包含：一功率源，其配置以當一驅動信號驅動時產生信號；一感測器，其配置以測量由該功率源產生之該等信號所供應之一電壓及一電流，並產生代表該所測量之電壓及電流之感測器信號；及一取樣器，其配置以與該驅動信號同步地高取樣該等感測器信號，其中該取樣器係配置以以一取樣頻率fs 低取樣該等感測器信號；其中該等感測器信號之每一者包括一具有一基頻f之分量；其中該取樣頻率fs 係該基頻f之倍數；其中該取樣頻率fs 與該基頻f之關係係如下列方程式：fs =(Nsamp /Ncycles )*f；其中Ncycles 係一整數，表示該取樣器施行取樣的週期之數目；其中Nsamp 係一整數，表示在一取樣週期Ncycles 期間所獲得取樣之數目；及其中Nsamp 異於Ncycles 。
  23. 如申請專利範圍第22項之裝置，其中該功率源包括一射頻(RF)功率源，且其中由該功率源所產生之該等信號包括RF信號。
  24. 一種裝置，其包含：用以響應一驅動信號而產生信號之構件；感測構件，其用以測量響應該驅動信號而產生之該等信號所供應之一電壓及一電流，並用以產生代表該經測量之電壓及電流之 感測器信號；及取樣構件，其用以與該驅動信號同步地低取樣該等感測器信號，其中該取樣器係配置以以一取樣頻率fs 低取樣該等感測器信號；其中該等感測器信號之每一者包括一具有一基頻f之分量；其中該取樣頻率fs 係該基頻f之倍數；其中該取樣頻率fs 與該基頻f之關係係如下列方程式：fs =(Nsamp /Ncycles )*f；其中Ncycles 係一整數，表示該取樣器施行取樣的週期之數目；其中Nsamp 係一整數，表示在一取樣週期Ncycles 期間所獲得取樣之數目；及其中Nsamp 異於Ncycles 。
  25. 一種方法，其包含下列步驟：測量由一驅動信號驅動之一功率源所產生之信號之一電壓及一電流；產生代表該經測量之電壓及電流之感測器信號；及低取樣與驅動該信號產生器之該驅動信號同步之該等感測器信號，其中該等感測器信號包含一具有一基頻f之分量；其中該低取樣該等感測器信號之動作包括以一取樣頻率fs 低取樣該等感測器信號，該取樣頻率fs 係該基頻f之倍數；其中該取樣頻率fs 與該基頻f之關係係如下列方程式：fs =(Nsamp /Ncycles )*f； 其中Ncycles 係一整數，表示該取樣器施行取樣的週期之數目；其中Nsamp 係一整數，表示在一取樣週期Ncycles 期間所獲得取樣之數目；及其中Nsamp 異於Ncycles 。
  26. 如申請專利範圍第25項之方法，其中該等感測器信號進一步包括該基頻f之一或多個諧波；及其中該低取樣該等感測器信號之動作包括於一連串取樣點取樣該等感測器信號，該連串取樣點經選擇以允許在取樣期間拾取至少部分該等諧波。
  27. 一種方法，其包含下列步驟：測量一驅動信號驅動之一功率源之信號所供應之一電壓及一電流；產生代表該經測量之電壓及電流之感測器信號；及與驅動該信號產生器之該驅動信號同步地高取樣該等感測器信號，其中該等感測器信號包含一具有一基頻f之分量；其中該低取樣該等感測器信號之動作包括以一取樣頻率fs 低取樣該等感測器信號，該取樣頻率fs 係該基頻f之倍數；其中該取樣頻率fs 與該基頻f之關係係如下列方程式：fs =(Nsamp /Ncycles )*f；其中Ncycles 係一整數，表示該取樣器施行取樣的週期之數目；其中Nsamp 係一整數，表示在一取樣週期Ncycles 期間所獲得取樣之數目；及其中Nsamp 異於Ncycles 。
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