TWI403081B - 交換調整器控制電路及交換調整器 - Google Patents

Description

交換調整器控制電路及交換調整器

本發明，係有關於交換調整器，特別是有關於在具備有旁路開關之交換調整器中，能將從旁路狀態至通常狀態之過渡安定地進行的電路方式。

由於相較於串聯式調整器，降壓式調整器之損失係為較少，因此係被使用在各種之機器中。近年，特別是在行動電話等之攜帶式機器中，係多被採用。

特別是用以驅動行動電話之RF送訊用放大器的電源，在通訊時與非通訊時，又或是在聲音通訊與資料通訊時。R送訊放大器所需之電力係大為不同。因此，若是使電源成為能隨時對RF送訊用放大器供給其所需要之最大電力的狀態，則在並不需要最大電力時，其電源供給能力係成為過剩，而會成為增加電源之損失。由於行動電話係為以電池驅動，因此電源損失之增加，係和市場上所要求之電池壽命的增長背道而馳。

故而，作為用以驅動行動電話之RF送訊用放大器的電源，係有必要能對可供給之電力作切換。作為可對電力作切換之電源，係周知有利用有截波型降壓交換調整器(以後，稱為降壓交換調整器)的電源(參考非專利文獻1)。

圖3，係為先前之降壓交換調整器的方塊圖。降壓交換調整器之供給電力的切換，係藉由使輸出電壓Vout成為可變的方式而進行。當所要求之電力量大時，則將輸出電壓Vout調高，當所要求之電力量小時，則將輸出電壓Vout降低。

在先前之降壓交換調整器中，係設置有作為使由MOS電晶體100與電感102所成之串聯電阻短路的旁路開關之旁路電晶體104，並藉由以切換比較電路108來控制第1的基準電壓電路109的電壓，當被要求大電力量時。則經由使旁路電晶體104成為導通狀態，而使Vin與Vout短路，而使輸出電壓Vout成為可變。

此時，藉由將旁路電晶體104之導通電阻，相較於MOS電晶體100之導通電阻而設為大幅變小，來抑制電力的損失。

〔非專利文獻1〕LINEAR TECHNOLOGY公司LTC3408資料表

然而，在圖3所示之先前的降壓交換調整器中，當基準電壓109的變化速度快時，會如圖4所示，在Vout端子之輸出電壓，產生上衝(overshoot)或是下衝(unbershoot)，而有輸出電壓不安定的課題。本發明，係可解決上述課題，而提供一種可得到安定之輸出電壓的降壓交換調整器。

本發明之降壓交換調整器，係設置有產生較第1的基準電壓電路更高的基準電壓之第2的基準電壓電路；和將輸入至誤差放大器之基準電壓作切換的選擇電路，而在旁路模式中，將第2的基準電壓輸入至誤差放大器中。進而，當在選擇電路中從第2的基準電壓切換至第1的基準電壓時，係以較長的時間(數百μ s)來進行，而解決了上述課題。

若藉由以上所說明之本發明的交換調整器電路，則當在旁路模式與通常模式間的過渡中，在輸出端子所產生之上衝或下衝係被抑制，而成為能得到安定的輸出電壓。

〔實施例〕

圖1，係為展示本發明之降壓交換調整器的其中一實施例之電路圖。

此降壓交換調整器，係為由：將交換調整器之輸出端子VOUT的電壓作分壓之分洩電阻R1以及R2；和將分壓電壓與基準電壓作比較之誤差放大器107；和從誤差放大器107之輸出與三角波產生電路106之輸出而輸出PWM訊號的控制電路105；和經由PWM訊號而被作切換之輸出電晶體100以及101；和構成輸出平滑電路之電感102與電容103；和作為將輸出端子與電源電壓作旁路之旁路開關的旁路電晶體104所構成。

本發明之降壓交換調整器，係設置有將輸入至誤差放大器107之基準電壓，以通常之基準電壓而輸出之第1的基準電壓電路109，和將輸入至誤差放大器107之基準電壓，以較第1的基準電壓更高的基準電壓而輸出之第2的基準電壓電路200，並構成為可同步於旁路電晶體104之控制訊號而作切換。

進而，設置由電阻203與電容204所成之時間定數電路，並成為從第2的基準電壓起耗費特定之時間而切換至第1的基準電壓之構成

旁路電晶體104之控制，係可藉由外部所輸入之數位訊號，又或是亦可藉由如圖3一般之由比較電路108之比較結果所得的訊號。

接下來針對電路的動作作說明。誤差放大器107，係將在非反轉輸入端子與反轉輸入端子之間所產生的電位差作放大。控制電路105，係從誤差放大器107之輸出訊號與三角波產生電路106之三角波，而輸出MOS電晶體100以及101之控制訊號。MOS電晶體100，係以使輸出端子VOUT之電壓值成為所期望之值的方式而作控制，當MOS電晶體100係為導通狀態時，係被供給有能量，當非導通狀態時，則並不進行能量之供給。故而，節點215之電壓波型係成為脈衝狀。

節點215之脈衝波型，係以由電感102與電容103所構成之平滑電路而被平均化，並被輸出於輸出端子VOUT。MOS電晶體101，係當MOS電晶體100為非導通狀態時成為導通，而以使流動於電感102之電流路徑不會被遮斷的方式來動作之元件。

輸出端子VOUT之輸出電壓，係藉由分洩電阻R1以及R2而被分壓，並被輸入至誤差放大器107之反轉輸入端子。被輸入至誤差放大器107之非反轉輸入端子的基準電壓，係經由電晶體201以及202而被切換，該電晶體201以及202，係為以控制旁路電晶體104之旁路訊號所控制的開關手段。

交換調整器，當旁路電晶體104係為非導通狀態之通常狀態下時，電晶體201係為導通狀態，而第1的基準電壓被輸入至誤差放大器107的非反轉端子。故而，係以使將輸出電壓分壓後之電壓成為與第1的基準電壓相同之方式，經由控制電路105而對輸出電壓作控制。

接下來，針對當輸出端子之驅動能力成為必要時的旁路狀態作說明。此時，經由外部之數位訊號，旁路電晶體104係成為導通狀態，而輸出端子VOUT與電源111係被短路。此時，由於電晶體201以及202係與旁路電晶體104被以相同之訊號作控制，因此電晶體201係成為非導通狀態，而電晶體202係成為導通狀態。故而，在誤差放大器107之非反轉端子，係成為被輸入第2的基準電壓。此時，第2的基準電壓之電壓，係被設定為較將電源電壓分壓後之電壓為更高的值，而在旁路狀態中，以使MOS電晶體100成為導通狀態，而MOS電晶體101成為非導通狀態的方式來控制。又，在電容204之兩端的電壓，係被保持為第2的基準電壓。

接下來，針對從旁路狀態回到通常狀態時之動作作說明。經由外部之數位訊號，電晶體104係立即成為非導通狀態。此時，電晶體201亦立即成為非導通狀態，相反地，電晶體202係成為導通狀態。於此，在誤差放大器107之非反轉輸入端子與基準電壓電路之間，由於係被插入有由電阻203與電容204所成之時間定數電路，因此誤差放大器107之非反轉輸入端子的電壓係逐漸下降至成為第1基準電壓為止。

若是假設電阻203不存在，則在電晶體202成為導通狀態的瞬間，電容204之電荷係被放電，而誤差放大器107之非反轉輸入端子的電壓係立即成為與第1的基準電壓同電位。

此時，由於輸出端子VOUT之電壓係成為相近於VDD之電壓，故誤差放大器107係判斷輸出端子VOUT之電壓係成為過剩之高準位，而以使電晶體101成為導通狀態的方式來進行控制。若是電晶體101成為導通狀態，則電流係從輸出端子VOUT而朝向GND流動。此時之電流變化的斜率，若是將電感102之電感值設為L，而將輸出端子之電壓值設為V_{O U T} ，則係成為V_{O U T} /L。若是將此斜率乘上電晶體101之導通時間t[S]，則可計算出在t[S]之間的電感102之電流變化量。一般而言，若是在電感流動有超過容許電流值之電流，則其電感值係會急遽減少。此現象，一般係被稱為磁性飽和。因磁性飽和所致之電感值的急遽減少，由於係在電晶體101導通後經過某時間而產生者，因此當進行從旁路狀態回復至通常狀態的動作時，若是最初電晶體101成為導通狀態，則經由電晶體101，從輸出端子VOUT朝向GND，會流動有大電流，而使儲存在電容103之電荷被一口氣放電。由於從電容103之放電係在短時間內被進行，因此會成為較在通常狀態時之輸出端子VOUT的電壓值VOUT=α×VREF更大幅下降。

故而，經由設置有電阻203，電容204之電荷係被緩慢放電，而成為使誤差放大器107之非反轉輸入端子的電壓緩慢地降低至第1的基準電路為止。由於從進入通常狀態的瞬間起，輸出端子VOUT之電壓值係成為藉由誤差放大器107之控制來決定，因此輸出端子VOUT之電壓值，亦成為由VDD而緩慢地下降至特定之電壓為止。

又，電阻203與電容204，在通常狀態下，由於係作為被插入於誤差放大器107之輸入中的低通濾波器而起作用，因此能抑制第1的基準電壓之急遽的電壓變動，其結果，在使第1的基準電壓之電壓變動時，具備有降低在輸出端子VOUT所產生之震盪(ringing)的效果。

102‧‧‧電感

103‧‧‧電容

104‧‧‧旁路電晶體

105‧‧‧控制電路

106‧‧‧三角波產生電路

107‧‧‧誤差放大器

108‧‧‧比較電路

109‧‧‧第1的基準電壓電路

110‧‧‧基準電壓電路

111‧‧‧電源

200‧‧‧第2的基準電壓電路

〔圖1〕展示本發明之降壓交換調整器的實施例之電 路圖。

〔圖2〕本發明之降壓交換調整器的電壓波形圖。

〔圖3〕先前之降壓交換調整器的電路圖。

〔圖4〕先前之降壓交換調整器的電壓波形圖。

100．．．輸出電晶體

101．．．輸出電晶體

102．．．電感

103．．．電容

104．．．旁路開關

105．．．控制電路

106．．．三角波產生電路

107．．．誤差放大器

109．．．第1的基準電路

111．．．電源

200．．．第2的基準電路

201．．．電晶體

202．．．三角波震盪器

203．．．電阻

204．．．電容

R1．．．分洩電阻

R2．．．分洩電阻

Claims (4)

1. 一種交換調整器控制電路，係由：將輸出電壓分壓之分壓電阻；和將前述分壓電阻所輸出之電壓與基準電壓作比較的誤差放大器；和產生三角波之三角波產生電路；和輸入前述誤差放大器之輸出與前述三角波產生電路之輸出的控制電路；和被前述控制電路之輸出所控制，而串聯連接於電源與GND之間的P型MOS電晶體以及N型MOS電晶體；和被連接於前述電源與輸出端子之間的旁路電晶體(bypass transistor)，所成之交換調整器控制電路，其特徵為：產生前述基準電壓之電路，係由：第1的基準電壓電路：和與前述旁路電晶體反轉同步而將前述第1的基準電壓電路連接於前述誤差放大器之第1的交換手段；和被設置於前述第1的交換手段與前述誤差放大器之間的時間定數電路；和第2的基準電路；和與前述旁路電晶體同步而將前述第2的基準電壓電路連接於前述誤差放大器之第2的交換手段所成。
2. 如申請專利範圍第1項所記載之交換調整器控制電路，其中，前述第1的基準電壓電路之電壓，係較前述第2的基準電壓電路之電壓為更低，當前述第1的交換手段成為導通狀態時，前述誤差放大器之輸入電壓係經由前述時間定數電路而逐漸降低。
3. 如申請專利範圍第1項所記載之交換調整器控制電路，其中，前述旁路電晶體，在導通狀態下，係以使被連接於前述電源之前述P型MOS電晶體成為導通狀態的方式，而設定前述第2的基準電壓電路之電壓。
4. 一種交換調整器，其特徵為，係由：如申請專利範圍第1項所記載之交換調整器控制電路；和被連接於前述P型MOS電晶體與前述N型MOS電晶體之連接點與前述輸出端子之間，而構成輸出平滑電路的電感以及電容所構成。