TWI330446B - - Google Patents

Description

1330446 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明是有關於本案發明人的日本國發明專利第 2733817號（美國專利第5495405號）的再發明或其技術旨趣 的利用，特別是有關於一種熱陰極螢光管、冷陰極螢光管 (CCFL ; Cold Cathode Fluorescent Lamp)、夕卜部電極型冷陰 極管（EEFL ; External Electrode Fluorescent Lamp)、霓紅燈 等具有電容性的光源用的電流諧振型放電管用反相器電路

【先前技術】 近年來，面光源的用途廣泛，不只可以用在廣告顯示 以及個人電腦上，也擴大用在液晶電視機等機器上。 於是對用來驅動面光源的反相器電路而言，也就要求 小型並且有高效率。 在此如下所示，將說明近年來冷陰極管用反相器電路 的變遷，以及與日本特許第2733817號發明之間的關係。 冷陰極管用反相器電路是一種普遍使用的一般電路， 也就是如圖24所示的集極證振型電路。該電路也常稱為 Royer電路，但Royer電路的正式定義是指：使變壓器呈飽 和狀態後再進行開關動作的逆轉，也就是利用集極側的諧 振方式來進行逆轉（反相）動作而被稱為集極振盪型電路，或 為與Royer電路做區別，宜稱為集極諧振型Royer電路。 惟，當初的冷陰極管用反相器電路是使用有一種完全 沒有利用二次側電路的諧振機構，而昇壓變壓器是使用洩 5 渴電感少也就是閉路 知所謂閉路型變壓Γ立t 在这時代背景下，業者認 相器電路中的昇壓：：指茂漏電感少的變壓器。又對於反 壞器二次側的輪出=器的漏電感：其認知是指降低變 少。 电 不疋較佳形態，且希望盡可能減 電路動作頻率還古=包路的譜振頻率設定有—遠較反相器 二次側電路中，：二頻率，於是使該時代背景中的變屋器 關，且不對反相頻率是與反相器電路的動作頻率無 容Q是-的動作頻率造成影響。又，穩流電 复進仃官電流穩定化所需的構件。 的形態二=管路還有-種諸如圖峰 號公報，如圖21所7 71"於日本特開平7_211472 該電路中，-A X有私路普及而為人所知，也就是 率的3倍，IS:路幅頻率為-次側電路的譜振頻 昇壓變壓琴0將疋"冉為3倍諧振型電路。此時所使用的 ^疋”漏電感值增加有某—程度者為佳。 i^G MtJ- > JSJ r% * 3次高错波心，而：說明所示’反相器電路的振盈頻率與 口成而產生一梯狀波形。 是呈現圖=:::振型電路的冷陰極管中流動的電流 業者Π所==器的名稱有些'亂。在熟悉此項技術 ，稱呼心= : = :適當，仍_論的空間 構雖然是閉，磁：所以要如何形容磁路結 通量茂漏又很多的狀態是問題所在。這 些用:仍舊存在不屬於上述狀態下的專門技術用語問題。 :際所谓3倍諧振所用的變壓器形狀是如圖 拮m 冓呈閉鎖狀態，但磁通量洩漏較以往 技★還大。也就是具有較大㈣漏f感值。 ::怎樣’該技術思想是指：藉由使昇壓變壓 “感值增大到某程度時，在該茂漏電感與昇屋變壓号二 -人側所構成的電容成分 ° 門構建有一 h振電路（圖20)，設定該 ::頻率為反相器電路動作頻率3倍的頻率，以使得二次 側電路產生3 +古叫tπ Ίηχ 人阿5自波（圖22)，使得管電流波形為梯形（圖 /)。此時穩流電容罘0 ' ° I、、、疋作為穩流，但也可以發揮 做為部分諧振電容器的作用。 藉此如日本特開平7_2 i 1472號公報所揭示，反相器 電路的轉換效率可見到相當改善，而且昇壓變壓器也更小 型化。又肖3倍諧振的技術思想，已成為近年來連同目前 集極諸振型冷陰極管用反㈣電路的基礎，如果說現在普 、，勺集極β白振型反相器電路中，有大半數都利用該技術也 並非言過其實。 ”人成為本發明基礎的曰本專利第2733817號（美國 專二第5495405號）發明所揭示，昇壓變壓器進而更戲劇性 地貫現小型化及高效率彳^該發明是從1996年開始廣泛實 知，對於筆記型電腦中的反相器電路的小型化及高效率化 有向度貝獻這疋使反相器電路的動作頻率及二次側電路 的諧振（振盪）頻率接近一致的發明，並且進一步加大前述3 倍。&振中昇壓邊壓益的洩漏電感值，同時增大二次側電容 1330446 成分予以實現。 該技術是利用以下效果，也就是反相器電路在二次側 电路的諧振頻率附近動作時，使流經昇壓變壓器一次繞組 上的激磁電流減少，於是可提昇由變壓器一次繞組側所得 到的功率，減少昇壓變壓器的銅損。 同％在該發明揭示後，對.於一次側電路的驅動機構除 了木極振型的一般電路外，還使用有如下所示固定頻率 的他激型驅動機構，以及用來檢測一次側繞組的零電流而 予以切換的零電流開關型驅動機構等多數驅動機構。這些 -連串周邊技術每-個皆與本發明有密㈣係，有助於發 明t二次側電路的諧振技術能夠普及。 2從昇壓變壓器的洩漏電感值來看，與這些一連串冷 陰極管用反.相器電路有關的背景技術變遷時，這些也可以 視為是-種歷史（趨勢），如圖25所示，反相器電路的世代 翻新且昇厂《厂壁器㈣漏電感值變大，同時二次側電路的 諧振頻率變低。 又’圖25是一說明圖，用以說明隨著時代變遷，反相 器電路的驅動頻率f〇與二次側杂 人側电路的諧振頻率fr之間

係變遷。 U 又’反相器電路的高效率介芬, 门双手化及小型化是藉由昇壓變壓 益的改良及適當選擇其驅動頻率 j貫現者。對此，本發 月人於日本發明專利申請案公開 A 報特開 2003-168585 號（ 吳國專利6,774,58G B2)中，如圖 广吓不（圖26是一說明用 以改善由驅動機構側所看到 刀丰的况明圖，橫軸為頻率、0 8 川 0446 為昇壓變壓器的一次繞組的 位差。說㈣愈接近零時^ =與電流相位之間的相 圖式-同詳細揭露由_機構_ f能有效改善），與該 恢稱側所看到的高效率。 堪’另一方面，如美國專 f"BS 59·〇3237〇 , 電流獲得的技術是業者之間所極:提倡：：v W而這些技術思想欠缺對昇厚蛾 ,a ^, 變壓裔功率改善的觀點 時，是不正確的。 ^自開關電晶體發熱的減低 針對此點，詳加說明如下。 零電流開關機構是一種反相器電路中，電力控制手段 不一種’其代表諸如圖27所示的零電流開關型電路，並揭 =於吳國專利第6ΙΙ48Ι4_Β1號公報及特開昭59侧7〇號 公報中。又’本發明人也在㈣平8_288_號中有同樣技° 該技術如以美國專利第6114814_Β1號公報為主要說明 時，也就如下所示。 美國專利第6114814-Β1號公報中有一用以說明圖28所 示以往零電流開關型電路動作的說明圖，顯示在圖 iUFig.n);其中Fig.11A，11B是顯示完全沒有進行電力控 制的狀態；Fig.llC，llD是進行有電力控制的狀態；

Pig· 11E，11F則是顯示電壓有效值的相位位於電流有效值的 相位之前的狀態下欲實現零電流開關動作的形態。又，如 圖29所示的圖式是在Figi2，而Figl2A,12B則是顯示不是 零電流開關動作控制的其中一種型態。 9 1330446 〜：圖28巾，Fig.11A *顯示-驅動電力在最大時變壓 器一次繞組的 , FlgIIB則是顯示流經此時變塵器—次 ，组上的電流。零電流開關機構是指一用以檢測電流為； 時，進行驅動機構的開關者。在最大電力時，也就是令流 通角為ιοο%，完全不做電力控制時，附加在變壓器一次繞 組上的電壓、電流有效值沒有相位差。這也意味著功率： 好0

其次，前述圖28所示的Fig.UC是顯示控制驅動電力 時將流通角縮小狀態下的變壓器—次繞組的電壓… Film顯示此時的變壓器―次繞組所流動的電流。在該圖 28中，驅動機構的開關電晶體形成導通狀態是在電流為零 時。惟，另-方面，開關電晶體形成截止的狀態則不是電 流為零時。此時，加在—次繞組的電麼、t流有效值有相 位差產生。結果造成此時的功率不佳。 方面® 29巾’ Fig· 12A同樣是限制流通角以執

f電力控制，但在此減零電流開關機構下進行控制時， 月&將一次繞爹且中的電壓、雷泣亡1 屯堂電，政有效值相位平整。此時，由 變壓器：次繞組側所視的功率相當良好，且昇壓變壓器的 發熱極少。但這並不是零電流開關機構。 在此，零電流開關機構是與構成反相器電路的高 的技術思、想產生矛盾。美國專利第6U4814_bi號發明的技 術思想’也就是在零電流開關機構中，針對前述圖29中

Figl2A’12B所示的狀態’是當做反相器電路的轉換效 佳而予以排除。 10 1330446 又’前述圖29所示的Fig.11E，11F是說明電壓有效值 的相位位於電流有效值相位之前的狀態下欲執行零電流開 關動作的形態；又’ FigU'UB是顯示不是零電流開關動 作控制的其中一型態的說明圖。

惟’發明人依比較實驗後可知，對前述圖28所示 Fig.UC’llD的控制方法來說，很明顯的，前述圖29所示 Hg，iic，i1D的控制方法來說’很明顯的，前述圖34所示 Fig.l2A，12B的控制方法下的反相器電路其轉換效率較高。 在此得一結論，就是零電流開關機構可使反相器η電路 帶來高效率的結果是錯誤的。而會產生如此誤解的背景則 ^ At “丄r疋叮黾刀控制的 形怨下，昇壓變壓器.的一次繞έ .力士 4 人、免卫的屯壓、電流相位間必然 /又有相位差存在。*此，·β广 Μ 4此可改善昇壓變壓器的 流經變壓器一次繞組的電流， 咸乂 .,,w 工便/從經開關電晶體的電流

…-果就能使得昇壓變壓器 AA, ^ ^ , 人、，凡組與開關電晶 -的發熱減少，改善反相器電路的效 拉出® ^ A卩目0日t 便疋被過為可 猎由…肩關機構實現高效率的錯誤認知。

如美國專利第6U4814_B 能县士入X .隹/ A報中Flg」lA，llB的狀 慼疋凡全不進行電力控制的， 叼狀 般雷治批垢刑备& 心此時的動作狀態是與— 另又白振型動作狀態等效 匕疋 電路並不是藉著零雷社門關她 问效率的反相器 往電流諧振型機構所實現。 ' 事貧上是藉由以 眾所周知電流猎振型 用反相益電路是熱陰極管

II 1JJU446 ‘占燈用，一般使用如圖3〇所示的電路。如此電流諧振型電 二只是基本電路結構，並沒有調光機構。在此，電流諧振 型電路要進行調光時，便要在前段設置DC-DC轉換電路， 於是能夠進行調光。 圖31是種將以往電流諧振型電路與前段的dc_dc :換电路以及本發明人所發明的漏磁通量型變壓器相互結 而成為冷陰極管用反相器電路的調光電路。在其中是

藉由電晶體QS、電感Lc、二極體Ds、電容器Cv而構成 DC — DC轉換電路。 乃囱，也有另一提案，其方式是 二振型電路於是能進行調光者。_ 32顯示本發明人在料 平8-288G8G號公報所揭示的調光電路，計時器電路n 在檢測零電流經過-定時間後’一頻率控制電路Μ便將一 哥元件2 3關閉（〇FF)。該計時器電路丄〇、η是一 ^

士反态，以零電流進行設定’在一定時間後再重設。這是 錯由檢測零電流，將開關機構開啟(〇Ν)後經過一定時間， 再將開關機構關閉（〇FF)的方法，於是能進行調光。 问樣^法也揭露在美國專利帛6U4814_bi號公報的 ig.9中。廷疋一如圖33所示的電路圖正 以零電流設定，經過-定時間後予以重設。美國專心 I#14 Μ號公報、特開平8 288080號公報皆是檢測零電 開關機構⑽，同時設定RS正反器，經過一定時間 <予以重設，於是能使開關機#俯。每—專利都在電 _型電路的開關機構中具有調光功能，並具有 12 調光時延遲電流相位，使其位於電壓有效值相位後的特徵 ，完全是同一技術思想，且實現方法也大致相同。 在本發明人所知中，藉由特開平8-288080號公報來進 行調光時，當控制冷陰極管或熱陰極管直到相當暗的狀態 ，則已確認得知：流經開關機構的電晶體的電流增多，也 會產生發熱。 依任一種型態，反相器電路能高效率的原因很明確， 都是在於電流諧振型，因此本發明人在特願2004-318059號 發明中揭露圖34的電流諧振型放電管用反相器電路。 [專利文獻1]專利第2733817號說明書。 [專利文獻2]特開昭59-032370號公報。 [專利文獻3]特開平7-211472號公報。 '[專利文獻4]特開平8-288080號公報。 [專利文獻5]特開2003-168585號公報。 [專利文獻6]美國專利第5495405號說明書。 [專利文獻7]美國專利第6114814-B1號說明書。 [專利文獻8]特願2004-318059號說明書。 【發明内容】 [發明欲解決之課題] 以往電流諳振型電路是以半橋式為主流，眾知這些電 路主要是做為熱陰極管用的點燈裝置。圖35是顯示以其應 用在冷陰極管點燈時所使用的反相器電路。 以往的電流諧振型電路驅動冷陰極管用的昇壓電路中 ，顯示賦予昇壓變壓器一次繞組的電壓，如圖36所示。圖 13 1330446 36是一說明圖’用以說明藉由以往電流諧振型電路驅動昇 壓變壓器8夺，昇壓變壓器—次繞組的電壓與電流的形態。 處於半橋式輸出段的電壓就在不變的狀態下賦予在昇壓變 壓器的-次繞組上。令此為VT1。此時，ντι形成矩形波 。流經昇壓變壓器-次繞組的電流是m，開關電晶體… 、Q2是按電流ΐτΐ的相位而執行〇N — 〇FF者。

其次，在電流證振型電路中具備電力控制功能的方法 有一種被稱為零電流開關電路的機構。惟，日本公開八報 特開昭59-032370號中所揭示的零電流開關機構進行=控 制’進行冷陰極管調光時，調光時的功率不太理想。又， 由於是半撟式結構，不能對應於低的電源電壓，在電源電 壓較低時則難以充份採用日本專利第2733817號（美國專利 第5495405號）所揭示的功率改良效果。 又，藉著以往零電流開關方式的電力控制方法，進行 電力控制時有功率惡化的現象。這可源自以下理由。

依前述圖33所示以往型零電流開關型電路中賦予昇 壓變壓器-次繞組的電壓與電流之間的關係時，如圖37所 示。變壓器—次繞組側的電流實際上不會形成那樣典型的 正弦波。檢測出電流的零點時電壓的波形則上升。開關機 構在ON時為零電流，但〇FF時則不是零電流。 以有效值表示時，該電壓波形為虛線所示的波形。由 =42也可以知道，電流相位較電壓有效值相位延遲。這意 指功率較佳’ |電流開關機構時，因控制電力時的無效電 流較多，使得昇壓變壓^—:欠繞組賴損增加而造成反 14 1JJU440 相器電路的轉換效率變差。 低的it ’零電流開關機構時，參考計算圖表說明功率降 低的作用。零電流開關機 時的功率非常差。…時如圖38所示，流通角窄小 別各M 、疋為相對於電壓的電流相位延遲特 別急遽的關係所造成的。 歧行 再進一步對此進行說明如下。 T有效值波形的相位相比，電流波形的相 延遲角與流通角(負載比)的關係來 形成早純的反比關係。圖39則顯示如此狀態。 -波 相位：39是—隨著流通角的變化下電塵有效值相位盘電产 相位如何變化的計算圖 ”电机 於電塵的電流的延遲角為6 = “角為⑽時，相對 通角（負載^ g.°由圖39可求出一在流 為67= 時’相對於電塵的電流相位延遲角大約 遲角的頻率所不’在零電流開關電路中，相當於該延 。因此，依零的交點成為反相器電路的動作頻率 日、㈣ 關電路，便無法避免進行過電力押制 蚪的動作頻率的變動。 电刀徑制 針對功率檢讨的圖為圖41及圖42。 為，變壓I:心=:的負載電流為a’激磁電流 ，一組的電流則杨·力率的倒數卜 ”，顯不針對功率檢測時的變壓器-次側換管負載 -流、激磁電流、變壓器— 換“载 延遲角大時，激磁電流多而無二：;的關係圖;_ 15 1330446 在前述圖42中，合成電流比意指1/c〇e(功率的倒數） 。令相對於電壓有效值相位的電流相位的延遲為電流延遲 角0時，l/C〇M(功率的倒數）之間的關係（功率的倒數）即為 。亥圖所不。由圖42檢討相對於負載電流時有幾倍的變壓器 2次繞組電流經過的狀態，則如下所示。電流相位相對於 =壓相位延遲有67.5deg.時，變壓器一次繞組的電流是與完 =沒有延遲狀態相比則有2.61倍以上的電流出現。因此功

率極差，又由於銅損增加，使得變壓器一次繞組的發熱增 加’此外基於同樣理由可知，開關機構的電晶體的發熱也 增加。 使用零電流開關機構控制電力時，美國專利第 ymm-m號、特開平8_288_號或特開昭59侧號 等各公報所揭.示的流通角控制機構來進行電力控制，是從 改善功率的觀點來看，於是有以下的結論。

^通角大的狀態’也就是電流相位相對於電壓相位延 遲較少的狀態下’反相器電路的轉換效率良好。只有流通 角小時，電流相位的延遲較λ，因此功率變差，流經變應 益-次繞㈣電流增加，因此使得反相器電路的轉換效率 變差。尤其是流通角度窄小而且電流相位延遲接近9〇岣 時，則無效電流急遽增加，使得效率顯著惡化。 如此狀態下，具體地將零電流開關機構應用在筆記型 ^電腦中而使用AC配接器時，電源電厂堅最高，但在同樣 件下’進订電力限制會使液晶畫面變暗等情況中，電流 目位的延遲也變的最大。此時，實際上也伴隨著反相器電 16 1330446 路顯著的發熱產生β ，而，藉零電流開關機構進行電流控制時， 反相，電路的動作頻率其變動問題仍舊存在。，…免 在此明白的是，谁荇古带丄 的反相器電路時，所Μ電:控制狀態下而形成效率佳 不尸… 令電流開關的技術未必是必要的。 電：時了j是有害。為了構成-轉換效率良好的反相

St?排除上述技術思想，且要採用昇厂_ 口。 -人繞組的功率最佳方法。 夂！ 湖^ =報^以:利第273助號（美國專利第 是採用：機構…大多 固定頻率用w 疋頻率的振盪電路，作為 頁革用的他激型驅動機構的形態，此時， r错組裝方法所造成的寄生電容的 產 側電路的諧振頻率偏移 、專因素，使二次 而造成-次側驅動電路的= ^ 驅動。 了』現功羊改善效果的最佳譜振頻率進行 二次側電路的諧振頻率與一次側 時’便使反相器電路的效率極端變差。因此驅：頻率錯開 頻率的他激型黯動機構時，降低二次側諧振電路：用固定 作為寬廣的職特性，以對應頻率的偏移。按Q值， 對於固定頻率的他激型驅動機構而言，將難：理：， 的諧振電路的Q值。 于' 提呵一次側 另—方面，欲藉以往電流諸振型電路㈣Q值較低的 17 -人側:振電路時’即產生—使振盈難以持續的現象。為 此在藉電"IL譜振型進行驅動時，必須要注意、Q值不能過 低。 准，一般的冷陰極管用昇壓變壓器對於二次側諧振電 路的Q值並不合洲·卞士古 s 〇又疋太円。這也就是為什麼說設定高Q值 的技術在本發明申請時，並不能說是於熟悉該技術人 士（該業者）間已呈公知狀態的緣故所在。 —口此為對應市面上的固定頻率驅動用的昇壓變壓器 ’藉使一次㈣合電容器Ce值降低，與昇壓變壓器一次繞 ’且側的漏電感同時譜振’以使搞合電容器&參與错振，確 保振盪穩定且;^ .. 、進灯。惟，這些對策中卻具有昇壓變壓 器易發熱的問題。 【實施方式】 [用以解決課題之手段] 發明是㈣於上述觀點而構建，提供—種電源利用 六率了的電机错振型放電管用反相器電路，並可反映曰本 專利第2733817號（美國專利第54954〇5號）的技術旨趣以實 現一效率更高者。 以及，认提供一種效率更高的反相器電路在進行電 力限制時也不損及功率的改善效果，且反映出曰本專利第 ϋ3817號（美國專利帛5495405號）的技術旨趣。也就是進 订包力控制時’使變壓器一次側電壓的有效值相位與電流 相位相等’並使功率不惡化的狀態下以進行電力控制。 八虹而έ，本發明是提供一種反相器電路，它是電流 18 々振型反相器電路的電流檢測機構中用以檢測流經諧振電 T的咕振電谷态的電流’或檢測流經變壓器二次繞組的電 流’以構成—可對應高Q值的反相器電路，對低Q值時同 樣穩定者。 $又，進仃電力控制時，採用一種使昇壓變壓器一次繞 'j所看到的驅動電壓有效值的相位與流經的電流相位之 間的相位差較少的控制方法，以進行功率良好的驅動。 [發明的最佳實施形態] _百先’本發明請振電路是指圖2所示的形態。圖2中 振=側=電容成分是予以合成而成為請 J ^ /、漏电感LS —同構成為昇壓電壓器的二次側諧振 '路。此時的z為放電管阻抗。此時，Ei=Es.k•職ι; 為叙。“數、N1，N2各為—次繞組及二次繞组的臣數。 又 反相器的振畫頻率县 座 — 疋精由该—:人側电路的譜振頻 羊來時，該fr則如下所示。 t發明的電流㈣型電路的振璗頻率是 崎咖na叫電㈣❹，使^ 頻率或稍低的頻率形成振盈頻率。 过 為例以,::二固定頻率機構的他激型驅動的二次側電路 電腦例Γ 各個參數是纟14料小的筆記型個人 ==電管阻抗2大約為_， 作頻率大約為60kHz，在如此條 動 為乃至28〇mH，二次”二的適用值 人惻包谷的適用值則為25PF乃 19 1330446 至 30pF。 這些筝數是可依據液晶背光 放黧、置或面光源的尺寸、方 式寺條件而適當變更，但上 这。十-·式仍可以照常使用。 圖1疋以電流諧振型電路的兩、土 愿哭的_ ^丨 的电仙·檢測機構構成昇壓變 壓态的一次側的一實施例。 组的、汚广、 為汁壓變壓器、Ls.為二次繞 適典連二^ W為繞組的分布電容，^為調整諸振頻率而 接^容，CSA發生在冷陰極管周邊的寄生電容。 一 中’以電流檢測機構為仲介而連接於職電 ^ a勺接地側時，將該電流檢測機構所產生的電壓利用 在開關機構的切換。通常開 吊间關機構可為所認知的冷陰極管 用反相器電路的開關德拔_ . 開關機構，也可以使用半橋式、全橋式、 中心柚頭式、開關緩衝形態等開關機構。 前述電流檢測機構可為電阻，又，也可以為變流器或 電流檢測元件與放大電路，這些作用及效果相同。 圖3是顯示中心抽頭式電路所構成的具體實施例。 昇麼變星器T1的-次繞組具有中心抽頭，中心抽頭連 接於電源。另兩個端子上各有開關機構的電晶體…為 仲介而接地。該實施例基本上為電流諸振型電路，因此需 要一種啟動機構。圖中，電阻R1、電容Cl、閘流器、 -極體D1、背納二極體ZD則構成該啟動機構。^是輔助 附加於#振頻率調整用的譜振電容器’ R2是用以檢測流經 Ca的電流的電流檢測機構。諧振電流是除了諧振電容器 也流經分布電容Cw及寄生電容Cs，這些電容的電容成分 等效地並聯在諧振電容器Ca，因此流經諧振電容器Ca的電 20 1330446 流是與流經全部的電容性部分的諧振電流相位相等。因此 可檢測流經諧振電容器Ca的電流時’便可檢測出正確的諧 振包机的相位。u 1為比較器，藉由電阻R2檢測的電流， 以使電晶體Q1、Q2開啟或關閉。 其-人，圖4所不電流檢測機構是—用以檢測流經昇壓 變壓器的二次繞^且的雷·《*，益+ & ，凡，·且的电"_L错該檢測訊號以決定開關機構 的切換時序。

圖5疋顯不具有以中心抽頭式電路構成的一實施例。 /述電㈣不具有電力控制機構，因此為控制放電管 的官電流時，只能控制電源電壓。 在此如下顯示一利用電流檢測機構所產生的電壓以進 行電力控制的方法。圖7是以中心抽頭式構成；圖9則是 全橋式構造。料的m«構也包括以往電流諸振型 的電流檢測機構在内。 八 呪月書及特公昭63-005996號

a報所揭不，在冷陰極管 「丄 叮么觉麼窃的一次繞組上有圊 的未預期諧振」，大多不能成A® K ,, 斗「 攻马圖36所示的理想正弦 機構二=望：猎振」是在以往電流㈣的電流檢測 再τ.、反相态電路的動作 料不疋有關，因此須要注意。 方面，前述圖3所示的電流檢^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ 流經諧振電容哭的吩士 杈冽機構疋用以檢測 前述圖4所干’得到最接近正弦波的波形。 弦波。“的電流檢測機構是形成一含有稍微變形的正 中檢測的電壓具 又，藉放電管的定額電壓特性 21 ，形成約略一定的電壓性質，因此 ，也可以輪易組裝一如此比較器的 有—與管電流大小無關 不進行特別的波形調整 控制電路為特徵所在。 電8，說明圖7所示電路的電力控制形態時可知， A3H機構的電阻R2所產生的電屋是賦予比較器A2、 “ A2及A3是為了相對於電阻R2的電愿 位比較時而連接。雷 疋子曰 電1^ R2的另一端則連接於基準電壓Vrei 故疋對比較器賦予基準電壓eBC是調+ ^r ，該tb @ 价疋凋先用的比較電壓 的於2i疋以電阻R6為仲介而賦予於比較器A3 -邊 比㈣：子。亚稭運舁放大器A1進行相位反轉’也賦予於 。又’圖7電路中’藉二極體D2、D3 '電阻R4 、電容。檢測管電流，構成管電流負回饋電路。 構J果這些電塵是與藉由比較器A2及A3在電流檢測機 =電阻-所產生的電壓相比，以產生電晶豸 =訊號。這些開關訊號如目8所示，成互補關係，因此 ^自乂相地賦予於電晶體Q1&Q2的閉極，使電晶 及Q2切換。 乂 所述切換時序是在以電阻汉2所產生的正弦波的頂⑸ 合底為中心，使其OFF時間增減的狀態來決定者。又， 纖電路CH是以這些訊號為基礎，生成電晶體⑴的切招 日4。在此重要的是在藉使電晶體Q3形成〇n時，朝昇層 變壓器T1的—次繞阻賦予電麼，使得賦予於昇壓變壓器一 次繞組的電壓有效值的位與電流檢測機構的電阻Μ所產生 的電壓及證振電流的相位約略一致。 22 的 其次’如下說明該反相器電路的動作頻率是如何決定 電路=率=器電路的動作頻率提高，使得比二次侧 相對Jr㈣，電流檢測機構R2所差生的電屡相位是 ΐ於賦予於昇壓變壓芎_ 微延遲。苴έ士罢店α 繞·、且的電壓有效值的相位稍 /、、.，σ果，使經由比較号 說的相位也延邏，使p J 所生的開關訊 ，反相” 電路的頻率降低。反過來說 幻益電路的動作頻率降低時，則使經由比㈣…及 生的開關訊號的相位前進 頻率提高。 逍使仔反相益電路的動作 如此一來，反相器電路 路的證振頻率一致。 動作頻率疋自動與二次側電 增振頻^疋在其電路是—可自動地尋找二次側諧振電路的 :振頻率t，在設定二次側電路的電容成分CW、Ca、Cs較小 ’’貝“振頻率變高’隨此反 二反：說，設定二次側電路的電容；= 吩，諧振頻率變低，隨此， 較大 ，因此為了調光而進行電力^ :電路的諧振頻率也降低 率也始終與二次側電路的諸振頻率-致。 作頻 ，二：=:狀態下都不是檢測流經開關機構的電流 技術思想上有極大差異。特徵上’與零電流開關機構的 其次’圖7電路構成·· 時間相互重疊，但這曰曰體Q1及電晶體如的⑽ 疋個展現出重疊期間中令流經昇壓 23 1330446 變壓器一次繞阻的電流使零電位短路的作用。 惟，重疊並不是對於反相器電路的效率改善上必要的 狀態。在小電力用途上，MOS型場效電晶體FET —般是以 所内設的二極體替代，大電力用途上也可以用順向電壓Vrf 較低的肖特基型二極體並聯來代替。 反倒是用肖特基型二極體代替，且設置適當的再生期 間，較能使流經昇壓變壓器一次繞組的電流較接近於正弦 波。 因此本實施例只不過是本發明最簡單構成的一種形態 而已，如本發明人的申請案”特願2004-31 8059”所示，適當 設置再生期間，可阻礙未預期的諧振，又，也可以省略電 晶體Q3，使電晶體Q1與Q2的切換相位倒轉，除了 ON時 間外其餘時間作為再生期間，以進行電力控制。 其次，圖9是顯示以全橋式電路所構成是實施例，比 較器A2、A3的輸出為止之前基本結構不變。因為是全橋式 電路，為了不使於構成一邊的推拉電路的電晶體Q3 _ Q1間 ，或，電晶體Q4 — Q2間的貫穿電流產生，用以防止上下的 -電晶體ON時間重疊的空檔時間是不可或缺的。此外，針對 空檔時間的必要性是已為公知。該時序是藉由延遲電路及 G1至G4的閘極所生成。 耦合電容器Cc的目的是在於：全橋式電路的切換時序 變得不穩定而失去平衡時截斷流經昇壓變壓器一次繞組的 電流。此外，在本發明中針對耗合電容器C c，宜具有夠大 的電容，才以可使其與諧振無關的方法較佳。 24 1330446 以往技術的固定頻率型驅動機構或零電流型驅 '多是將該Μ合電容器Ce的電容值以為小值，以當 分諧振電路使用。幢，兮古土 s 士 — 兔路使用&財法是在貫施時伴隨有變壓器〜 -人·.免組的發熱，使得反相器電路的轉換效率惡化。 2 ’在此只是參考，即，將目9•顯示電路所進行的電 力控制形態示於圖〗〇。除了設有空檔時序外 ㈣本波开π

^上實施例是針對藉操作放大器及閉極電路所構成的 說明’但電路整體上也可以設有趟轉換器、數 :，、力:法器及度量比較器，又，也可以使用“控 號早7L咖寺機構，經由計算來產生各開關機構的控制訊 此外，用以實現本發、明的電路方式有很多此 都與本發明均等。 〜 (作用）

首先如下s兒明電流諧振型的驅動機構為何可以對 相器電路提供高效率的—般理論。 *圖11丨顯示以往電流請振型電路的冷陰極管用反相器 :路中’纟昇壓變麼器與負載的冷陰極管的，以 〜^側㈣電路包含在内的二次側諧振電路的 寺效电路S兒明圖。在這個等效電路中，昇壓變壓器是以三 端子等效電路來表示。 — 6⑼在美國專利第6，η4,814·Βι號、第6 633 138號或第 ’ ’ 15號’及日本專利公開公報2〇〇2 233158號中稱為 25

Clrcult(儲能電路），在特開昭59·032370號公報 言_電路，又，本發明人的專利帛27遍7號公報（美國鼻 =弟54954G5號公報）及特開__168585號中則稱為 電路，但都是指同-物。此時，電流檢測機構 ^ 變壓器的一次側。 、汁麼 在該圖u中，Cc為一次側的輕合電容，其設置目的β 為了諸如在以往電流諧振型電路令作截斷電流用，或 機構為f‘bndge(H-Bndge)電路時，將開關不平衡所得糾 的直流成分截斷而插入。冷陰極管用的反相器電路 :::當大的值，此可以使它與諧振不相干…令耦： 电令益Ce與諧振相關時，則反相器電路的發熱會增多 換效率會降低。 和 “ Le、是變壓_漏電感（依關係學會的稱呼），用以與藉 — 収法的漏電感（JIS)Ls區分。Μ為變壓器的互感。 C+w為變壓器二次繞組的分佈電容、&是用以調整譜振頻率 :適，附加的賴電容、Cs是放電管周邊所發生的寄生電 ▲、言_予以口成後便成為二次侧請振電容，z為放電管阻 抗0 耦 八另，只作為參考，也就是變壓器繞組的自感為l〇 合係數為k時’則這些數據間的關係如下所示。

Le = k · Lo * -- + K M 又，在-般電流諧振型電路中，檢測諧振電流的檢測 勾祕户· L〇 26 1330446 機構是設於變壓器的—+相，丨 電流。 ㈣測«器-次側的輸入 果。使用前述等效電路進行電路模擬時，可以獲得如下結 也就是藉由前述等效電路進行模擬時，在 示相位特性(上)與傳遞特性(下)的說明圖 ：中顯 相器電路的驅動頻率，(上)是顯示由變壓== 的電昼與電流間的相位關係圖，圖12(下)則是賦予放：規察 抗Z的電壓的傳遞特性。 ％官阻 τ 欲电官的阻技 3階段變化。A是指阻抗高 "以疋呈 形態。 為阻抗中、c則為阻抗低的 可驅動冷陰極管時的_ ,,,. 人側的諧振電路稱為Parallel loaded serial resonance 電路.，庙刍进 時，圖…… 玉路因應負載而具有昇壓作用。此 2 中’在相位特性與零度線交又的頻率上，決定 反相器電路的驅動頻率。如下詳細說明。 、 觀察放電管的阻抗Z在高、 ^ ,, Τ低狀態的變化下的相 位特性，與諧振電路的阻抗相比，隨著放 ，如圖12(上）所示，圖u S、且柷降低 ..e _ 的电，机心測機構1所檢測的電流 相位疋比谐振電流的相位遲 電路的振盪頻率是 車乂 4電路的諧振頻率還低的頻率而可振盪者。 接著，阻^几小時’便沒有盘震.相^二 在 有Z、令度相父的頻率。這是顯 不.在Μ往電流諧振型放電 阻抗Ζ㈣，， “用反相益電路中，放電管的 阻机^小到超過某—限度時，便無法 電流開關型驅動電路中被稱 、振i k在零 稱為公知的錢，，現象，當做是零 27 1330446 電流開關型驅動機構的缺點。在 双甩官阻抗較低的形 恕'疋指：在圖U的等效電路中諸振電路的Q值較低者。 電流譜振型電路也就是指：如相位特性所示，可自動 尋找反相器電路的振盪頻率中 别 汁I &态—次側的電壓相 位與电 相位之間沒有相位差 位差的頻率而進行振盪的電路。 也就是電流諧振型電路是選摇 ☆ i ^擇功率良好的頻率後再進行運 作’九果由於昇壓變壓器的— 、“ ^ '人繞組側幾乎沒有激磁電流 机動，因此減少昇壓變壓写_ ^ '人繞組的銅損，可提升反；1=日 器電路的轉換效率。 捉开汉相 如上5兒明一精著以往雷；*批拒期丨兩 包机5白振型電路而驅動ParalIel oaded serial resonance 電路時 雷比担〇 吁m乍用’但其次針對本發明的 電流谐振型電路的作用進行說明。 圖13顯示將圖1電路替 中 岭管換成荨效電路，以此為主進杆 笔路模擬時如下所示。 丁 圖14(上）及圖丨4(下）中，榫έ A 牲& ^ 秩軸為頻率，圖M(上）為相位 ，十、圖14(下）則表示傳遞特 入疋顯不冷陰極管的阻抗

马大，為阻抗為中；C則顯干p A J""貝不阻抗為小的形態。 振型電路中’藉著檢測流經諸振 的電流’決定開關機構的切換時序。因此，圖14( )中a、b、c的相位特性金|p 4 ^ c 〜王令度相交叉的頻率申，將決 义反相器電路的動作頻率。 、 $又，負載的阻抗為高、_、低的任一形態時，反㈣ 兔路的動作頻率不變為特徵所在。 。 進而，與以往電流错振型電路不同點在於：在負載阻 28 ，46 抗小且譜振電路的Q值低時反相器電路的㈣也可以 #2ί走現象也是特徵所在。這是因為其與以往電流譜 振，電〜檢測方法不同，只單純地檢測譜振電流而已。因 法是不受流經負載的電流大小影響。因此可期 抗低的狀態直到高的狀態般在寬廣低負載範 圍中做fe又狀態的動作。 踗J次’針對根據圖15的電流檢測機構的電流諧振型電 路的作用進行說明。 主电 圖15是顯示將圖4電路替換成等 檢測機構安裝在昇壓鑤颅„ ^ ± 八。電机 古 支1态—"人繞組的接地側，或安裝在 ⑽側’在電路模擬上也是相同。 段在 以此為主進行電路模擬時如下所示。 在圖16(上）及圖16(下）中橫軸為頻率，圖叫上）則表 ::位Γ,二16(下)與前述圖12、圖14同樣是表示傳遞 抗為小的:‘:的阻抗為大，b是阻抗為中、C則為阻 次繞==電流譜,型電路中檢測流經昇屋變塵器的二 上）中，a、^以決定開關機構的切換時序。因此在圖16( 器電路的動^率的相位特性與零度相交的頻率下決定反相 化，二的特徵是隨著負載的阻抗高、中、低的變 ，也就是:與以往電1，低者。在此也具有-特徵 小、机56振型電路不同的是負载的阻抗較 °白振·電路的。a h 乂低時，也可以使反相器電路持續振 29 1330446 逢，並沒有暴衝現象。因此，可期待 到高狀態般的廣泛負載園 、且抗從低直 /員載鞄圍下也可以做到穩定動作。 又由又愿器-次繞組側所看到的電麼 電流相位相近的關係來看，也是功率良好者。> 值相位與 其次’針對本發明的電力控制機構，說明其作用。 在本1明中，不只是不進行電力控制的形態 控制機構中也不使功率變化。 电力

—將本發明的電力控制機構示於圖17及圖18。圖 顯不使流通角縮小且將反相器電路的電力縮小的形態，= =則是擴大流通角且提高反相器電路的形態。電麼波形以 電流波形的尖今為令心改變流通角’控制電力。任一形態 中都是控制成使以虛線所示的電壓有效值的相位與電流 相位略同’因此由昇堡變壓器一次繞組側所看到的功率始 終良好。 σ

适便意指：幾乎沒有激磁電流流經。幾乎沒有激磁電 流流經的意思是代表只要在理想條件下進行驅動時，昇壓 變壓器的-次繞組的自感即使小也可以，這便是從根本開 始改變放電管用的昇壓變壓器的設計概念。 這也就是磁芯材料的透磁率可比以往者低，變磨器的 一次繞組及二次繞組的匝數也可以比以往變壓器少。尤其 是在變壓器二次繞組的匝數過多時，如專利第2733817號 及專利發明申請案特願2003_365326號所揭示，藉著變壓器 二次繞組的分佈常數性，實現密耦合/疏耦合的結構（也就是 1/4λ的自發諧振），這些自發諧振現象是成為用以決定放電 30 1330446 管用昇壓變壓器中，二次繞組匝數最大值的重要參數，因 此可以將二次繞組的匝數減少便具有重要意義。思索特願 2003-365326所揭示的旨趣，便暗示著可以實現一形狀小且 可變換更大電力的昇壓變壓器。 [發明的效果]

一依本發明所$，是-與以往的集極證振型電路相比也 宅不遜色的簡易電路，但仍然可以將反相器電路的轉換效 率大幅提昇。結果還可以將反相器電路的發熱降低。 另外，也可以應用本發明的基本旨趣以構成積體電路 ’此時1C㈣的電職構也㈣簡潔，因此可以構成一成 本極低的電路。 又，反相器電路的動作頻率是為了正確反映二次側諧 電路的諧振頻率，所以也可輕易地對應寄生電容變動所 &成的頻率偏移，於是可以提高反相器電路的可靠性。 此外，放電管周邊所產生的寄生電容值是用以訂定二

2電路的譜振頻率的重要參數’但在本發明申請時，仍 售尚未標準化。 f —對於卫業發展上成為極大問題，但依本發明，電 振型電路自動地找到最適當 包 些重要Μ奴土 以週田㈣動頻率’因此即使這 I數未冒揭示，反相器電路也能輕易動作。 ’認為對於熟悉該技術的#者，也能㈣進行與二 人側電路的放電營用，惠史山兩— 。敌q周邊寄生電容的重要性有關的啟發。 可二現依:::，設定二次側諸振電路為高Q值，因此 現一種反相器電路，可使得反相器電路的動作頻率 31 1330446 穩定，進行電力控、制時的頻率變動也較少。 又同w變壓器也呈現小型化。反過來說，使用與以 往的集極諧振型電路所使用的變壓器同一外徑尺寸的形態 尹’可以使用大概5G%至⑽％的大電力。此時無須費言 的疋/頁又更受壓器二次繞組的匝數，以變更成具有適當 漏包感值。按此貫現的變壓器的外徑尺寸形狀與以往形態 同一，但不用說其電氣特性當然是完全不同。

又在以一個反相器電路同時將多數放電管點亮時， 也可以將！'次側電路的Q值設^在高值，因此便可易於實 現-種以單—電路使得多數放電管點亮的電路。 又 昇壓， 器電路 ’在外部電極冷陰極管（EEFL)等驅動中，藉由譜振 也可以高電麼驅動，實現一可以高效率驅動的反相 惟以上所述者，僅為本發明數較佳實施例而已，备不

此：此限定本發明實施的範圍，也就是依據本發明申：專 =圍及說明書内容所作的簡單地等效變化與㈣，皆仍 屬本發明專利涵蓋的範圍内。 【圖式簡單說明】 電二上是—實施例的電路圖’顯示令本發明電流諧振型 电路的笔流檢測機構當作昇壓變壓器的二次側； =2是顯示本發㈣振電路的實施例的等效電路圖； =3是—電路圖’顯示本發明電流魏型電 拙碩式電路構成的實施例； 中 圖4是一實施例的電路圖，顯示本發明電”振型電 32 1330446 路的電流檢測機構所得的昇虔變磨器二文 測訊，以決定開關機構的切換時序；…1流檢 振型二?中體實施例的電路圖，顯示本發明編 电路疋以令心抽頭式電路構成； 的/形圖，顯示出現在冷陰極管用昇愿變麼器 人％.，且有不預期的諧振電流； 圖7是另—實施例的電路圖，顯示 電路的電流檢測機構當做為昇《壓器的二次側白㈣ 控制:j是輸出波形的時序圖，說明圖7所示電路的電力 9疋—具體實施例的電路圖，顯示本發明Π 型電路的電流檢測機構以全橋式電路構成.月白振. 控制=是輸出波形的時序圖’說明圖9所示電路的電力 次側二顯:二技術中連昇壓變壓器的- 圖Μ-說明圖，===效電路； 的相:U)蝴特性(下），其^：進行模擬時 疋顯不圖2電路的等效電路圖； 圖14 一說明圖’顯示藉_ 相位=(上)及傳遞特性(下)，其中橫I:為頻率進_ 圖15是顯示圖4電路的等效電路圖；員羊， 與—位特性⑴ 33 1330446 是顯示本發明電壓有效值與電流相位的關係，令 且使反相11電路的電力縮小時的電力控制機構 流通^18是顯示本發明電壓有效值與電流相位的關係，令 ；σ大且使反相器電路的電力增加時的電力控制機構 圖19疋顯不以往集極諧振型反相器電路的電路圖；

，2〇是顯示以往冷陰極f用反相器電路例的電路圖； 的二:圖21是一說明圖，用以說明圖20所示的反相器電路 .、人側屯路的谐振頻率為一次側電路的振盪頻率的3倍 圖22是-說明圖，說明圖2〇反相器電路的振盪頻率 一人向諧波合成，而產生梯形波； 圖23疋一說明圖，顯示圖乃反相器電路中，實際3 倍错振型電路在冷陰㈣上所流經的電流波形； π

圖17 流通角縮小 μ圖24是一說明圖，顯示以往變壓器，其是用以於3倍 。白振者，其磁路構造為閉路式但漏磁通量多的形態；

_、 25是一說明圖，說明f0與&之間的關係與時代 5又遷者fo為反相器電路的驅動頻率、&為二次側電 的諧振頻率 圖26是-說明圖’以往反相器電路的—形態中是由驅 動機構側所視的功率改善手法； 圖27是以往做為代表的零電流開關型電路的形態； 圖28是顯示用以說明以往零電流關型電路動作的控 34 1330446 制波形及其相位關係的說明圖；Flg llA、B是顯示完全不

進行電力控制的狀態、Fig.llC、D則顯示進行有 的狀態； J 圖29是顯示用以說明以往零電流開關型電路動作的控 制波t及其相位關係的說明圖；^、f是顯示電虔有 放值的相位位於電流有效值相位之前的狀態下欲 開關動作的形態，Flg.12A、B則是顯干不θ^、/ ^ 作控制的形態； 則—不疋零電流開關動 .圖30是顯示以往熱陰極管所公知電流諧振型的電路圖

I 圖31疋一電路圖，顯示將以往電流諧振型電路、

Dc轉換器電路及漏磁通量型變邀器組合成的冷陰極管用反 相器電路的調光電路； 圖32是一說明圖，顯示以往零電流開關型電路令在柃 測零電流後在將開關機構呈⑽狀態後經過― : 開關機構呈OFF狀態的方法； 後再將 圖33是一說明圖，顯示以往零電流開關型電路的尺呂 正反盗是以零電流進行設定並經過一定時間後再重設； 圖34是顯示以往電流諧振型放電管用反相器 電路圖； J的 圖35是一電路圖，說明以往電流諧振型電路以丰 %路構成時的冷陰極管點亮用的反相器電路； 工 圖36是一說明圖，說明以往電流諧振型電路中的 在零電流點上執行·態； 中的開關 35 圖 37 β , 疋—相位圖，顯示以往裳雷，·A pq 圳& 賦l π電机開關型電路中電力 流間的關係； 大時賦予昇壓變壓器一次繞組的電 __ _ 圖38 -相位圖，顯示以往零電流開關型電路：電 丁賦：幵壓變壓器—次繞組的電壓與電流間的關係； 圖39 & —說明圖，顯示在以往零電流開關型電路中與 1有效值相位㈣，電流波形的相位延遲多少時，延遲 角與流通角（負載比）間的關係； 圖40是一說明圖，說明以往零電流開關電路中藉延遲 角決定反相器電路的動作頻率； 圖41是一於以往零電流開關電路中令一次側換算的負 載電流為a時的功率檢討示意圖；及 圖42是一說明圖，顯示針對圖41的功率檢討時的一 次側換算負載電流、激磁電流、一次繞組電流的關係。 36 1330446 【主要元件符號說明】 τι....................變壓器 L s.................洩漏電感 L c.................抗流線圈 Z................放電管阻抗

Cw，Ca，Cs，Cc，Cl……電容 S 1...........半導體閘流管 D1，D2，D3 ·_·_ ......一極 體 Zd............... 齊納二極 體 Ql，Q2......... ……電晶 體 R1 、 R2 、 R3 .........t 阻 A1,A2,A3 ···· ......比較 器

37

Claims (1)

1330446 ft ^ ι L·ッ J v^l — 械J 現15r'10…1.號翻S11年i月修正 十、申請專利範園·· 1. 一種電流諧振型放電管用反相器電路，包含一昇壓變壓 器，該昇壓變壓器的二次繞組侧的漏電感與二次側電路 的電容成分構成一諧振電路’設有一諧振電流相位檢測 機構’疋用以檢測該昇壓變壓器的二次側電路的電容成 分中所含的辅助諧振電容與流經該輔助電容的諧振電流 的相位，並具有一用以接收該諧振電流相位檢測機構的 輸出以決定切換時序的開關機構，該開關機構是驅動該 昇壓變壓器的一次繞組，使該昇壓變壓器的二次繞組的 漏電感與含有該輔助諧振電容構成一串聯諧振電路，並 以該串聯諧振電路的諧振頻率實現自激振盪者。 2. —種電流諧振型放電管用反相器電路，該電流諧振型反 相H電路具有―昇壓變壓器’並設有用以檢測流經該昇 壓變壓器中二次繞組的譜振電流的相位之電流檢測機構 U以接㈣_電流相位檢測機構的輸出以決定 切換時序的開關機構’該開關機構是驅動該昇壓變壓器 的一次繞組，使該昇壓變壓器的二次繞組的漏電感與含 有辅助譜振電容的電容成分構成—串聯谐振電路，以該 串聯譜振電路的諧振頻率實現自激振盈者。 依據申明專利範圍第！項或第2項所述的電流譜振塑放 e用反相||電路’其中’該昇壓變壓器的一次繞組具 38 1330446 有中心抽頭，該中心抽頭是與電源相連接，另兩個端子 則各以開關機構的電晶體為仲介接地。 4· 一種電流諧振型放電管用反相器電路，該電流諧振型反 相器電路具有申請專利範圍第1項至第3項中任一項的 諧振電流相位檢測機構，使該諧振電流相位檢測機構所 產生的電壓與電力控制訊遗的電壓相比時，以該譜振電 流相位檢測機構所產生的電壓的正向側峰值或負向側峰 值為中心’可產生一時間上前後均等擴展的電力控制波 形’並藉由該電力控制波形使得開關機構導通者。 5. 依據申請專利範圍第2項所述的電流諧振型放電管用反 相器電路，其中，該電流諧振型反相器電路是以一具有 昇壓變壓器之全橋式電路構成。 6. 依據申請專利範圍第5項所述的電流諧振型放電管用反 相器電路’其中’使諸振該電流相位檢測機構所產生的 電壓與電力控制訊號的電壓相比時，以該諧振電流相位 檢測機構所產生的電壓的正向側峰值或負向側峰值為中 心’可產生一時間上前後均等擴展的電力控制波形，並 藉由該電力控制波形使得開關機構導通者。 39