WO2023170978A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2023170978A1
WO2023170978A1 PCT/JP2022/011130 JP2022011130W WO2023170978A1 WO 2023170978 A1 WO2023170978 A1 WO 2023170978A1 JP 2022011130 W JP2022011130 W JP 2022011130W WO 2023170978 A1 WO2023170978 A1 WO 2023170978A1
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WO
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power
circuit
converter
power output
voltage
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/011130
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
英樹 宮崎
多加志 岡本
敏之 印南
Original Assignee
日立Astemo株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by 日立Astemo株式会社 filed Critical 日立Astemo株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • a bidirectional charging/power supply device installed in an electric vehicle such as a BEV (Battery Electric Vehicle) can not only charge power from outside the vehicle to the vehicle, but also supply power from the vehicle to the outside of the vehicle.
  • the bidirectional power supply (Bi-directional OBC: Bi-directional On Board Charger), DC/DC converter, and in-vehicle AC power supply included in such bidirectional charging/power supply devices must be electrically isolated from each other, and an isolation transformer is used. .
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device in which a main DC/DC converter and a sub DC/DC converter are connected to one isolation transformer in order to appropriately supply multiple powers of different voltages. is disclosed.
  • a resonant converter is used as the main DC/DC converter, which is assumed to be controlled in a state where the load power is stable.
  • the resonance characteristics are determined in advance, and the output is controlled by changing the drive frequency and phase in an operating region where the resonance characteristics do not depend on the load.
  • the output varies many times depending on the equipment connected to the on-board AC power supply, so the load changes significantly, and the resonance characteristics also change accordingly. In such a state, an appropriate output cannot be obtained by frequency control according to predetermined resonance characteristics, and the efficiency of power conversion also decreases.
  • Conventional power conversion devices have had such problems.
  • an object of the present invention is to provide a power conversion device that achieves high efficiency while guaranteeing appropriate power supply to a plurality of power sources.
  • the power conversion device includes a DC/DC converter and a control circuit unit that controls the DC/DC converter, and the DC/DC converter converts first DC power into first DC power.
  • a first power output circuit that converts into AC power, an isolation transformer that converts the first AC power into second AC power, and one that converts the second AC power into second DC power. or a plurality of second power output circuits, wherein the control circuit unit adjusts the second power output based on the load to which the second power output circuit respectively outputs the second DC power. It has a resonance characteristic calculating section that calculates a resonance characteristic of the circuit, and determines the driving frequency of the first power output circuit based on the output request value of the second power output circuit and the calculated resonance characteristic. .
  • FIG. 1 is an explanatory diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a control unit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is an electrical circuit diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention. It is a flowchart of a control circuit. It is a flowchart of a control circuit.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of gate pulse timing of a DC/AC converter of a primary side switching circuit and an AC/DC converter of a secondary side switching circuit. It is a flowchart of a high frequency drive part. It is a flowchart of a voltage output circuit section.
  • FIG. 1(a) is an overall configuration diagram of the power converter 1
  • FIG. 1(b) is a diagram showing input/output to a control circuit section that controls the power converter 1.
  • the power conversion device 1 has two switching circuits, and by switching the operation mode (charging mode and discharging mode), one of them becomes an input and the other becomes an output, so it has the role of a bidirectional charger. ing. For example, in a vehicle such as an electric car, it receives electric power from the commercial (household) AC power supply 106 and charges the high voltage battery 205 mounted on the vehicle, thereby serving as a charger to obtain driving power for the vehicle. are doing.
  • the power conversion device 1 uses the vehicle as a household storage battery, transmits the power stored in the vehicle from the on-board high voltage battery 205, and uses the vehicle as an AC load different from the low voltage battery 304 and the commercial AC power supply 106 installed in the same vehicle. 406 as well.
  • the power conversion device 1 includes an isolated DC/DC converter whose input side and output side are electrically insulated. As a result, the power conversion device 1 performs voltage conversion and voltage step-down, and has the role of a multi-output power supply device, as in the four-power supply example in FIG. 1 .
  • the power conversion device 1 used in the present invention is configured using a resonant converter.
  • Resonant converters are mainly used in large-capacity power supplies, and utilize resonance between the transformer's leakage inductance (L), exciting inductance (L), and capacitor (C) (by reducing the coupling coefficient, the leakage inductance can be reduced). By increasing the size (larger), higher efficiency, smaller size, and lower noise are achieved.
  • the resonant converter generates a rectangular wave voltage with a duty ratio close to 50%, and generates a current waveform close to a sine wave in the LLC resonant circuit, thereby suppressing the generation of harmonics.
  • the power conversion device 1 is provided with one multi-winding isolation transformer 100, and employs a connection configuration in which this isolation transformer 100 is shared by a plurality of circuits.
  • the structure of the DC/DC converter included in the power converter 1 includes a first power output circuit that plays a role on the power transmission side by converting first DC power into first AC power, and a first power output circuit that plays a role on the power transmission side by converting first DC power into first AC power. It has an isolation transformer 100 that converts into second AC power, and one or more second power output circuits that serve as a power receiving side by respectively converting the second AC power into second DC power. It is the composition.
  • the isolation transformer 100 has a primary winding and a secondary winding wound around an iron core, ferrite core, etc.
  • a coil in the opposite direction to the current direction is used to prevent the current change from occurring in the primary winding N1.
  • Electromotive force back electromotive force
  • the structure is such that an electromotive force (induction machine power) is also generated in the secondary winding N2 due to changes in magnetic flux through the core, and an induced current flows.
  • the voltage before and after the isolation transformer 100 is rectified by a capacitor Cr1, a capacitor Cr2, a first rectifier 301, and a second rectifier 401.
  • the first power output circuit that plays a role on the power transmission side is a primary side switching circuit connected between the AC/DC converter 102 and the isolation transformer 100, or a first DC battery. It includes a secondary side switching circuit connected between a certain high voltage battery 205 and the isolation transformer 100. Note that when the primary side switching circuit becomes the first power output circuit on the power transmission side, the secondary side switching circuit becomes the second power output circuit on the power reception side, and conversely, the secondary side switching circuit becomes the first power output circuit on the power transmission side. 1 power output circuit, the primary side switching circuit becomes the second power output circuit on the power receiving side.
  • the second power output circuit that plays the role of the power receiving side includes either a primary side switching circuit or a secondary side switching circuit that plays the role of the power receiving side among the first power output circuits. Further, a tertiary side circuit is connected between a second DC battery 304 whose voltage is lower than that of the first DC battery 205 and the isolation transformer 100, and a tertiary side circuit is connected between the DC/AC converter 402 and the isolation transformer 100. It includes a quaternary side circuit.
  • the power conversion device 1 is a bidirectional OBC as described above.
  • the primary side switching circuit functions as the first power output circuit.
  • the secondary side switching circuit functions as the first power output circuit.
  • the isolation transformer 100 includes a primary winding N1 of the transformer connected to the primary switching circuit, a secondary winding N2 of the transformer connected to the secondary switching circuit, and a transformer 3 connected to the tertiary circuit.
  • a secondary winding N3 and a quaternary winding N4 of a transformer connected to a quaternary circuit are arranged apart from each other around one shared transformer core.
  • a first power output circuit and a second power output circuit each having a primary side or a secondary side switching circuit will be described.
  • the process of supplying power from the commercial AC power supply 106 to the battery 205 mounted on the vehicle in the power converter 1 will be described as an example.
  • the primary side switching circuit becomes the first power output circuit
  • the secondary side switching circuit becomes the second power output circuit.
  • An AC/DC converter 102 is connected to a commercial AC power source 106 via a smoothing choke coil 105.
  • the AC/DC converter 102 rectifies the commercial AC power received from the commercial AC power supply 106, converts the rectified commercial AC power to a required DC voltage level, and outputs the DC power.
  • the AC/DC converter 102 is connected to a DC/AC converter 101 of a primary side switching circuit that functions as a first power output circuit, and a smoothing capacitor 103 for voltage smoothing and a DC current
  • a current detector 501 that detects DC voltage, and a voltage detector 502 that detects DC voltage are provided.
  • the DC/AC converter 101 has an H-bridge (single-phase full bridge) circuit configuration, and thereby can convert power bidirectionally. Further, the DC/AC converter 101 has a function of receiving a smoothed DC voltage from the AC/DC converter 102 via a capacitor 103 and outputting a rectangular wave AC voltage.
  • a primary winding N1 of a transformer 100 is connected between two output terminals of the DC/AC converter 101 via a resonant capacitor Cr1 and a resonant inductance Lr1. In this way, the primary winding N1 of the transformer 100, the resonant capacitor Cr1, and the resonant inductance Lr1 form an LLC circuit, thereby increasing the efficiency of voltage conversion.
  • a high frequency current detector 104 is provided between the DC/AC converter 101 and the resonant capacitor Cr1.
  • an AC/DC converter 201 having an H-bridge configuration is connected to the secondary winding N2 of the transformer via a resonant capacitor Cr2 and a resonant inductance Lr2.
  • the output terminals are connected.
  • a high frequency current detector 202 is provided between the AC/DC converter 201 and the resonant capacitor Cr2.
  • a DC terminal of the AC/DC converter 201 is provided with a current detector 503 that detects a DC current, a detector 504 that detects a DC voltage, and a smoothing capacitor 203.
  • DC power output from the AC/DC converter 201 via the smoothing capacitor 203 is supplied to the high voltage battery 205 by switching the relay 204 on and off.
  • the tertiary side and quaternary side circuits respectively included in the second power output circuit will be explained.
  • the secondary side switching circuit becomes the first power output circuit
  • the tertiary and quaternary side circuits become the second power output circuit. Note that only one of the tertiary side circuit and the quaternary side circuit may be used as the second power output circuit.
  • an alternating current voltage is supplied from the high voltage battery 205 via the secondary side switching circuit and induced in the tertiary side winding N3 of the transformer via the isolation transformer 100. is rectified or voltage doubled in the first rectifier 301.
  • the voltage rectified by the first rectifier 301 is smoothed by the capacitor 303 and supplied to the positive and negative terminals of the low voltage battery 304 via the output adjuster 302.
  • a current detector 505 that detects DC current and a detector 506 that detects DC voltage are provided between the first rectifying unit 301 and the output adjusting unit 302.
  • the power is supplied from the high-voltage battery 205 via the secondary side switching circuit, and is induced in the quaternary winding N4 of the transformer via the isolation transformer 100.
  • the alternating current voltage is input to the second rectifier 401 and is rectified or voltage double rectified.
  • the voltage rectified by the second rectifier 401 is smoothed by a capacitor 403, and then converted by a DC/AC converter 402 into an alternating current voltage having a predetermined voltage amplitude.
  • a current detector 507 that detects the DC current output from the second rectifier 401 and a detector 508 that detects the DC voltage are provided. is provided.
  • the DC/AC converter 402 outputs AC power to an AC load 406 via an on-vehicle power socket 405.
  • the AC/DC converter 102 converts the DC power based on the DC power output from the DC/AC converter 101 of the primary side switching circuit. Then, AC power having a first effective voltage value (for example, 200V) is output.
  • the DC/AC converter 402 converts a second voltage effective value (for example, 100 V) different from the first voltage effective value based on the DC power output from the second rectifier 401 of the quaternary side circuit. It outputs the AC power it has to the AC load 406. In this way, it is assumed that the primary side switching circuit has a rated output power that is more than twice as large as that of the quaternary side circuit.
  • control circuit section 500 controls the AC/DC conversion section 102, the DC/AC conversion section 402, and the DC/DC converter.
  • the DC/AC conversion section 101 of the primary side switching circuit, the AC/DC conversion section 201 of the secondary side switching circuit, and the output adjustment section 302 of the tertiary side circuit are respectively controlled. ing.
  • the control circuit unit 500 receives signals detected by the current detector 501 and voltage detector 502 in the primary side switching circuit, which are respectively on the power demand side, and 3.
  • the supply It is possible to monitor the power generated and the load status on the demand side. Based on these monitoring results, the control circuit section 500 controls the operation of the AC/DC conversion section 201 of the secondary side switching circuit.
  • the control circuit unit 500 generates a gate signal based on the current value and voltage value detected by the current detector 501 and the voltage detector 502, respectively, and sends the gate signal to the AC/DC converter 102 and the DC/AC converter 101. Output. Further, gate signals based on the current and voltage detected by the current detector 507 and voltage detector 508 are sent to the DC/AC converter 402, and gate signals based on the current and voltage detected by the current detector 505 and voltage detector 506 are sent to the DC/AC converter 402. A control signal based on the control signal is generated and output to the output adjustment section 302. Furthermore, in order to monitor the control current on the power transmission side, a gate signal based on the current value detected by the high-frequency current detector 202 is generated and output to the AC/DC converter 102.
  • the control circuit unit 500 grasps the signals detected by the current detector 503 and voltage detector 504 in the secondary switching circuit, which is the power demand side. By doing so, it is possible to monitor the supplied power and the load status on the demand side. Based on these monitoring results, the control circuit section 500 controls the operation of the DC/AC conversion section 101 of the primary side switching circuit.
  • the control circuit section 500 includes a calculation update section 510A, a high frequency drive section 600, and a diagnosis section 510B.
  • the signals detected by the current detector 501 and the voltage detector 502 the signals detected by the current detector 505 and the voltage detector 506, and the signals detected by the current detector 507 and the voltage detector
  • the signals detected by the device 508 are respectively input to the control circuit unit 500 and processed by the calculation update unit 510A.
  • the operation of the control circuit unit 500 when the secondary side switching circuit is on the power supply side will be explained below as an example, the operation is also applicable when the primary side switching circuit is on the power supply side. They are the same except for the difference in load.
  • each input signal is subjected to signal isolation in a signal isolation unit 511 to separate it from the reference potential of the original detection location. Subsequently, the calculation unit 512 calculates the load resistance value using regression analysis based on the sampled value of the signal-insulated detection signal.
  • This load resistance value is the load resistance value of the load of the commercial AC power supply 106, the load of the low voltage battery 304, and the load 406 connected to the in-vehicle AC power socket 405 that functions as an outlet.
  • the voltage and current on the outlet side of each of the primary side switching circuit, tertiary side circuit, and quaternary side circuit are input to the calculation update section 510A, and the obtained sampling values are calculated.
  • Section 512 analyzes the results.
  • the resonance characteristic calculation/updating unit 513 calculates the total of the circuit from the resistance value of each load obtained by the calculation unit 512, the resonance capacitor Cr2 and resonance inductance Lr2 detected by the detector 202, and the excitation inductance of the isolation transformer 100. Calculate impedance (composite impedance). As a result, characteristics such as the resonance point frequency and total admittance can be determined from the calculated total impedance and the values of the resonance coil and capacitor, and the required drive frequency is calculated by the drive frequency determination unit 514, which will be described later. be able to. Then, the excitation frequency of the isolation transformer 100 is changed from the calculated frequency to adjust the total power, and the adjusted total power can be subjected to drive control that optimizes the resonance characteristics.
  • the output increases as the driving frequency approaches the resonance point.
  • the resonance characteristics change depending on the loads of the primary side switching circuit, the tertiary side circuit, and the quaternary side circuit.
  • the present invention detects the load condition, updates the resonance characteristics according to each load, changes the drive frequency based on the resonance characteristics, controls the output, and adjusts the drive frequency that operates the switching circuit.
  • the configuration was configured to output properly. In order to realize this configuration, it is necessary to understand the load states of the circuits added to the isolation transformer 100.
  • the driving frequency determining unit 514 determines the driving frequency using the resonance point frequency and the total admittance calculated by the resonance characteristic calculating/updating unit 513 as basic characteristics. The determination of the drive frequency is adjusted by an output increase/decrease unit 516 provided in the diagnosis unit 510B, which will be described later. As a result, the pulse timing of the switching circuit on the power transmission side (first power output circuit) of the power converter 1 is updated. The determined drive frequency is input to the drive frequency command section 601 of the high frequency drive section 600.
  • the high frequency drive section 600 will be explained.
  • the drive frequency command unit 601 outputs a command value to the drive signal generation unit 604, so that the drive signal generation unit 604 generates a drive signal for the switching circuit.
  • the current cycle determining unit 603 determines the phase of the high frequency sine wave current by receiving the signal from the high frequency current detector 202 that is input to the calculation update unit 510A and passed through the filter.
  • the phase synchronization unit 605 compares the phase of the high frequency sine wave current determined by the current cycle determination unit 603 and the drive signal generated by the drive signal generation unit 604. The compared results are fed back to the command value output from the drive frequency command unit 601 to the drive signal generation unit 604. This repeats the process of aligning the phases to generate a gate signal synchronized with the current.
  • the Soft-Switching compensator 607 outputs the gate signal that has been synchronized with the current by the phase synchronizer 605 to the AC/DC converter 201, which is a switching circuit on the power transmission side, and generates a high-frequency sine wave under conditions below a predetermined threshold. Turns the current on/off.
  • Soft-Switching is a device drive method used to suppress the switching loss that occurs when devices in an H-bridge circuit switch, which increases in proportion to the frequency at high frequencies exceeding, for example, 100 kHz. be.
  • the phase synchronization of the gate signal is mainly based on the current waveform, so that the high-frequency sinusoidal current indicates on/off at a phase close to zero current (on/off phase of the device considering the delay with respect to the gate signal)
  • the phase synchronization unit 605 performs estimation and aligning the phases of the high-frequency sinusoidal currents, and the soft-switching compensation unit 607 compensates for the phase for turning on/off the devices of the H-bridge circuit.
  • the diagnosis section 510B will be explained below.
  • the signals detected by each of the voltage detectors 502, 506, and 508 are input to the signal isolation section 511 of the diagnostic section 510B, and are converted into variables to be handled in control.
  • the voltage diagnostic unit 515 compares the voltage with each load (AC power supply 106, low voltage battery 304, AC load 406) corresponding to each detection signal based on the converted variables. As a result of the comparison, if the voltage is low relative to the load, the voltage diagnosis section 515 determines that the load current is insufficient and increases the current to the drive frequency command section 601 of the high frequency drive section 600 via the output increase/decrease section 516. Give instructions.
  • drive signals are outputted to the AC/DC conversion section 102, the DC/AC conversion section 101, the output adjustment section 302, and the DC/AC conversion section 402 in the form of PWM driving.
  • control circuit unit 500 calculates the resonance characteristics of the second power output circuit based on each load to which the one or more second power output circuits output the second DC power. , the driving frequency of the first power output circuit is determined based on the output request value of the second power output circuit and the calculated resonance characteristic.
  • FIG. 3 is an example of an electric circuit diagram of the power conversion device 1 shown in FIG. 1. Note that since the secondary side switching circuit is used as the first power output circuit on the power transmission side, the control circuit section 500 is shown as being installed in the secondary side switching circuit, but the primary side switching circuit When the first power output circuit is used as the first power output circuit, the control circuit section 500 may be installed in the primary side switching circuit.
  • the switching circuits MA1 to MA4 are power MOSFETs forming an H bridge having the same function as the DC/AC converter 101.
  • the switching circuits MA5 to MA8 are power MOSFETs forming an H bridge having the same function as the AC/DC converter 102.
  • the switching circuits MB1 to MB4 are power MOSFETs forming an H bridge having the same function as the AC/DC converter 201.
  • the switching circuits MD1 to MD4 are power MOSFETs forming an H bridge having the same function as the DC/AC conversion section 402.
  • Diodes D1 and D2 are diodes configured in the first rectifying section 301.
  • Diodes D4 and D5 are diodes configured in the second rectifying section 401.
  • a step-down chopper circuit including the choke coil 302A, the switching circuit MC1, and the diode D3 corresponds to the output adjustment section 302.
  • the difference from FIG. 1 is that the commercial AC power supply 106 is replaced with a common mode choke coil 106a, a commercial AC 108, a converter 107, and an AC load 109 for noise countermeasures. Additionally, choke coils 206, 305, 407, and 408 are newly added for current smoothing.
  • Tracs 1 to 3 are used as devices for turning on and off alternating current in both positive and negative directions, but the intentions of each use are different.
  • Trac1 turns off the DC/AC converter 101 and the AC/DC converter 102 and disconnects the circuit from the isolation transformer 100.
  • Trac2 is turned on when it is desired to add Cr2 in parallel to the resonant capacitor Cr2, and turned off otherwise.
  • Trac3 turns off the switching circuits MD1 to MD4 (DC/AC converter 402) and disconnects the circuits from the isolation transformer 100.
  • the household commercial AC 108 has one end of the delta-connected three-phase AC connected to ground, and supplies a line voltage with a delta to the switching circuits MA5 to MA8 (AC/DC converter 102).
  • the conversion unit 107 converts three wires including the ground wire into two wires.
  • the AC load 109 is supplied with power obtained from the high-voltage battery 205 via the isolation transformer 100 by bidirectionally operating the AC/DC converter 102 and the DC/AC converter 101 to convert it into an AC output voltage.
  • the loads 406A and 406B are power supplies isolated by an isolation transformer 100, and have different voltage amplitudes.
  • the AC output obtained by bidirectionally operating the AC/DC converter 102 and the DC/AC converter 101 is 200 VAC
  • the second AC output controlled by the DC/AC converter 402 is 100 VAC
  • the two alternating currents are insulated from each other, for example, when supplying power from an electric car in the event of a disaster, electric heavy machinery may be operated at the first effective voltage value, and home appliances may be operated at the second effective voltage value. It is possible to use it.
  • the control circuit unit 500 acquires information on the high voltage battery 205 in step S10, and confirms the health of the battery state. This battery status confirmation is performed by a high-voltage battery control device BMS (Battery Management System), which is not shown in FIG.
  • BMS Battery Management System
  • the relay 204 is turned on in step S20 to put the high-voltage battery 205 in a circuit state in which it can be charged and discharged.
  • the AC/DC converter 201 is driven under the highest frequency condition using the gate signal output from the Soft-Switching compensator 607. This drive is a soft start that gradually lowers the frequency using Soft-Switching, thereby suppressing inrush current.
  • step S40 the DC/AC converter 101 is operated with synchronous rectification driven under the same frequency condition as the gate signal of the AC/DC converter 201.
  • step S50 the AC/DC converter 102 turns off the PWM under the low output condition for measurement and starts outputting a sine wave current. (Equivalent to the process in step S30).
  • step S60 the load state is measured, and the loads to be measured are the AC load 109 of the primary side switching circuit, the low voltage DC load (load not shown connected to the low voltage battery 304), and the load of the quaternary side switching circuit. This is an AC load 406.
  • step S70 the voltages being measured by the detectors 502, 506, and 508 are detected. Subsequently, in step S71, it is determined whether each detected voltage is equal to or higher than a predetermined reference value. If it is equal to or higher than the reference value, the process proceeds to the parallel flow of steps S80 to S110; otherwise, since the switching circuit does not operate, the AC/DC converter on the power transmission side monitored by the detectors 502, 506, and 508 and By lowering the frequency of the DC/AC converter and increasing the output from the high voltage battery 205, the voltage is brought to the reference value. After setting the voltage to the reference value, the process moves to a parallel flow of steps S80 to S110.
  • step S80 the equivalent load resistance of the AC load 109 of the primary side switching circuit is calculated. Further, in step S90, the equivalent load resistance of the low voltage battery 304 of the tertiary side circuit is calculated.
  • the state of the switch 404 or the switch of the triac Trac3 is determined in step S110, and if the switch 404 is off, it is determined that there is no load in step S120, and if the switch 404 is on, the AC load is determined in step S130.
  • the /DC converter 402 is driven by PWM under the condition of rated output to start outputting a sine wave current, and in step S140, the equivalent load resistance of the AC load 406 is calculated.
  • step S160 the resonance characteristics are calculated in step S160, and the frequency for supplying power according to the total load of the AC load 109, low voltage battery 304, and AC load 406 is determined in step S200. calculate. Note that the relationship between frequency and power may be mapped in advance using resonance characteristics as a parameter.
  • step S90 the voltages of the detectors 502, 506, and 508 are detected again, and in step S170, it is confirmed whether the voltage of each detector is above a predetermined threshold. If it is above the threshold, a control loop of the diagnostic unit 510B, which will be described later in FIG. 8, is executed in step S190. If the voltage is not above the threshold, the frequencies of the converters 101, 102, 302, and 402 are lowered (the outputs are increased according to the resonance characteristics) to influence the frequency calculation in step S200.
  • step S210 the AC/DC converter 201 on the power transmission side is driven based on the frequency calculated in step S200.
  • the load on the power receiving side can be periodically detected and the resonance characteristics can be updated in accordance with the detected load in order to greatly tolerate load fluctuations in the second power output circuit, which could not be handled conventionally.
  • the isolation transformer 100 by controlling and adjusting the power by changing the excitation frequency of the isolation transformer 100, appropriate power can be guaranteed, and one isolation transformer 100 can be shared by multiple power output circuits, making it cheaper and smaller. , the efficiency of the power conversion device 1 can be increased and appropriate power can be supplied.
  • step S210 When step S210 is completed, the load state measurement in step S60 is repeated. Further, in step S220, a control loop of the high frequency drive unit 600 shown in FIG. 7, which will be described later, is implemented.
  • FIG. 6(a) shows the gate pulse timing of the AC/DC converter 201
  • FIG. 6(b) shows the gate pulse timing of the DC/AC converter 101.
  • the explanation will be made assuming that the power transmitting side is the AC/DC converter 201 and the power receiving side is the DC/AC converter 101, along with FIGS. 6(a) and 6(b).
  • step S230 noise is removed from the high frequency current Hf-I mainly by a noise filter or the like.
  • step S230 the flow branches in step S231, with one proceeding to step S240 and the other proceeding to step S270.
  • step S270 the phase at which the polarity of the current changes is determined from the polarity of the current Hf-I detected by the AC/DC converter 201.
  • the phases to be grasped are, for example, 180° and 360°.
  • step S280 generates a drive signal S for driving the AC/DC converter 201 at the frequency instructed in step S200 and step S210 (FIG. 5).
  • step S290 a period from t1 to t4 is generated for the drive signal S at the gate pulse timing of the AC/DC converter 201 in FIG. 7(a).
  • the polarity of the current 10 is switched at points P and N, and the switching circuits MB2 and MB3 pulses 201b of the H bridge forming the AC/DC converter 201 illustrated in FIG.
  • the timing of switching off is earlier than point P by a period t1
  • the timing of switching the switching circuits MB1 and MB4 pulses 201a from off to on is a period t2 immediately before point P.
  • step S290 the process advances to step S300.
  • step S300 a gate signal is generated with phase timings t1 to t4 applied to the signal S, and this signal drives the AC/DC converter 201 and switching circuits MB1 to MB4.
  • step S230 The high frequency current from which noise has been removed in step S230 passes through step S231, and in step S240, a gate signal for an H-bridge FET (field effect transistor) is generated according to the polarity of the current Hf-I.
  • H-bridge FET field effect transistor
  • step S250 if the current 10 is positive, the switching circuits MA1 and MA4 pulses 101a are turned on, and the switching circuits MA2 and MA3 pulses 101b are turned off. On the other hand, if the current 10 is negative, the switching circuits MA1 and MA4 pulses are turned off, and the switching circuits MA2 and MA3 pulses are turned on.
  • step S250 the process advances to step S260.
  • step S260 the FET whose gate is on conducts current in the opposite direction to the normal one instead of the built-in diode. In this reverse conduction state, a current normally flows from the drain terminal to the source terminal of the FET, but if the resistance of the FET is small, the current also flows in the opposite direction.
  • the above behavior on the power transmitting side and the power receiving side is repeated at the frequency determined in step S200 and step S210.
  • step S260 is completed, the process returns to step S240 and repeats the flow.
  • step S310 if the voltage of the detector 506 is greater than the threshold in step S170, the pulsating component of the voltage of the detector 506 is removed.
  • step S320 the process advances to step S320.
  • step S320 the tertiary circuit measures the difference between the output voltage (+ side terminal voltage) and the command value (voltage specification value of the low-voltage battery 304).
  • step S320 the process advances to step S330.
  • step S330 the switching circuit MC1 is driven by PWM so as to compensate the difference measured in step S320 to zero.
  • the capacitor 306 is used as a voltage source, and current is passed from the switching circuit MC1 to the inductor 302A, and from the inductor 302A to the low-voltage battery 304, and the low-voltage battery 304 receives the voltage of the capacitor 306.
  • a differential voltage between the low voltage battery 304 and the low voltage battery 304 is applied.
  • the switching circuit MC1 is turned off, current flows back through the path from the inductor 302A to the low voltage battery 304 and from the low voltage battery 304 to the diode D3.
  • the output voltage increases as the on period of the switching circuit MC1 becomes longer.
  • the power conversion device 1 having the control circuit unit 500 With the control flow as described above, it is possible to output to loads with different voltages. Therefore, for example, during disaster response, it is possible to simultaneously supply power to and operate devices with different effective voltage values, such as electric heavy machinery and home appliances, while insulating them from each other.
  • the present invention shares the isolation transformer 100 between the primary side switching circuit and the quaternary side circuit, the present invention can be applied, for example, even when the number of connected switching circuits is small and when the load change is large. .
  • the remaining capacity of the battery may be determined by detecting the load on the second power output circuit.
  • the power converter 1 includes a DC/DC converter and a control circuit unit 500 that controls the DC/DC converter.
  • the DC/DC converter includes a first power output circuit that converts first DC power to first AC power, an isolation transformer 100 that converts the first AC power to second AC power, and a second AC power. one or more second power output circuits that each convert AC power into second DC power.
  • the control circuit section 500 includes a resonance characteristic calculation section 510A that calculates the resonance characteristics of the second power output circuit based on the load to which the second power output circuit outputs the second DC power.
  • the driving frequency of the first power output circuit is determined based on the required output value of the first power output circuit and the calculated resonance characteristic.
  • the DC/DC converter includes a primary switching circuit connected between the AC/DC converter 102 and the isolation transformer 100, and a primary side switching circuit connected between the first DC battery 205 and the isolation transformer 100. and a next-side switching circuit.
  • One of the primary side switching circuit or the secondary side switching circuit is used as a first power output circuit, and the other of the first power output circuit or the secondary side switching circuit is used as a second power output circuit.
  • the DC/DC converter includes a tertiary side circuit connected between the second DC battery 304 whose voltage is lower than that of the first DC battery 205 and the isolation transformer 100, and the DC/AC converter 402 and the isolation transformer 100. and a quaternary side circuit connected between. At least one of the tertiary side circuit and the quaternary side circuit is used for the second power output circuit. This ensures proper power supply to multiple power supplies with different voltages.
  • the rated output power of the primary side switching circuit is more than twice as large as that of the quaternary side circuit.
  • the AC/DC converter 102 calculates the first voltage effective value based on the second DC power output from the primary side switching circuit.
  • the DC/AC converter 402 outputs AC power having a second effective voltage value different from the first effective voltage value, based on the second DC power output from the quaternary circuit. Output power. By doing this, it is possible to cope with the case where devices having different effective voltage values are simultaneously supplied with power and operated.

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Abstract

電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータと、これを制御する制御回路部と、を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電力を第１の交流電力に変換する第１の電力出力回路と、前記第１の交流電力を第２の交流電力に変換する絶縁トランスと、前記第２の交流電力を第２の直流電力にそれぞれ変換する１つまたは複数の第２の電力出力回路と、を有し、前記制御回路部は、前記第２の電力出力回路が前記第２の直流電力をそれぞれ出力する負荷に基づいて、前記第２の電力出力回路の共振特性を演算する共振特性演算部を有し、前記第２の電力出力回路の出力要求値および演算された前記共振特性に基づいて、前記第１の電力出力回路の駆動周波数を決定する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　ＢＥＶ（Battery Electric Vehicle）等の電動車両に搭載される双方向充電・給電装置は、車外から車両に対して電力を充電することに加え、逆に車両から車外に対して給電することができる。こうした双方向充電・給電装置が備える双方向電源（双方向ＯＢＣ：Bi-directional On Board Charger）とＤＣ／ＤＣコンバータと車載ＡＣ電源は、互いに電気的に絶縁する必要があり、絶縁トランスが用いられる。
　しかしながらそれぞれを電気的に絶縁するために絶縁トランスを複数用いると、コストアップの課題が生まれる。この課題を解消するため、１つの絶縁トランスを共用化することで、安価かつ小型化の条件を満たしつつ、複数の電源に適正な電力をそれぞれ供給できる双方向充電・給電装置が求められている。
　本願発明の背景技術として、下記の特許文献１では、電圧の異なる複数の電力を適正に供給するために、１つの絶縁トランスにメインＤＣ／ＤＣコンバータとサブＤＣ／ＤＣコンバータを接続した電力変換装置が開示されている。
特開２０２０－１０８２３６号公報
　特許文献１の電力変換装置では、メインＤＣ／ＤＣコンバータとして、負荷電力が安定している状態での制御を想定した共振型コンバータが用いられている。一般的に共振型コンバータは、予め共振特性を定めた上で、それに準じて、共振特性が負荷に依存しない動作領域で駆動周波数と位相を変えることで、出力を制御する。しかしながら、電動車両に搭載される双方向充電・給電装置では、車載ＡＣ電源に接続される機器によって出力が何倍も変わるため、負荷が大幅に変化し、これに応じて共振特性も変化する。このような状態では、予め定められた共振特性に従った周波数制御では適正な出力を得ることもできず、電力変換の効率も低下する。従来の電力変換装置では、このような課題があった。
　これを踏まえて本発明では、複数の電源に対する適正な電力供給を保証しつつ高効率化を実現した電力変換装置を提供することが目的である。
　電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路部と、を備えた電力変換装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電力を第１の交流電力に変換する第１の電力出力回路と、前記第１の交流電力を第２の交流電力に変換する絶縁トランスと、前記第２の交流電力を第２の直流電力にそれぞれ変換する１つまたは複数の第２の電力出力回路と、を有し、前記制御回路部は、前記第２の電力出力回路が前記第２の直流電力をそれぞれ出力する負荷に基づいて、前記第２の電力出力回路の共振特性を演算する共振特性演算部を有し、前記第２の電力出力回路の出力要求値および演算された前記共振特性に基づいて、前記第１の電力出力回路の駆動周波数を決定する。
　複数の電源に対する適正な電力供給を保証しつつ高効率化を実現した電力変換装置を提供できる。
本発明の一実施形態に係る、電力変換装置の説明図である。 本発明の一実施形態に係る、制御部の回路図である。 本発明の一実施形態に係る、電力変換装置の電気回路図である。 制御回路のフローチャートである。 制御回路のフローチャートである。 １次側スイッチング回路のＤＣ／ＡＣ変換部と２次側スイッチング回路のＡＣ／ＤＣ変換部のゲートパルスタイミングの説明図である。 高周波駆動部のフローチャートである。 電圧出力回路部のフローチャートである。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の記載および図面は、本発明を説明するための例示であって、説明の明確化のため、適宜、省略および簡略化がなされている。本発明は、他の種々の形態でも実施する事が可能である。特に限定しない限り、各構成要素は単数でも複数でも構わない。
　図面において示す各構成要素の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。
（本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成）
（図１）
　図１（ａ）は電力変換装置１の全体構成図、図１（ｂ）は電力変換装置１を制御する制御回路部への入出力を表す図である。電力変換装置１は、２つのスイッチング回路を有しており、動作モードの切り替え（充電モードと放電モード）によってその１つが入力、残りが出力になることで、双方向充電器の役割を有している。例えば電気自動車等の車両において、商用（家庭用）交流電源１０６から電力を受けて、車両に搭載される高圧バッテリ２０５を充電することで、車両の駆動電力を得るための充電器の役割を有している。また、電力変換装置１は、車両を家庭用蓄電池として、車両に蓄電された電力を車載の高圧バッテリ２０５から送電し、同じ車両に搭載する低圧バッテリ３０４や商用交流電源１０６とは別の交流負荷４０６にも供給する。こうした双方向充電器の動作を実現するために、電力変換装置１は、入力側と出力側が電気的に絶縁されている絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを有している。これにより、電力変換装置１は、電圧変換および降圧を実施することで、図１の４電源の例のように、多出力の電源装置の役割を有している。
　本発明で用いる電力変換装置１は共振コンバータを用いて構成される。共振コンバータは、主に大きな容量の電源装置で用いられ、トランスの漏れインダクタンス（Ｌ）と励磁インダクタンス（Ｌ）とコンデンサ（Ｃ）との共振を利用（結合係数を小さくすることで、漏れインダクタンスを大きくする）することで、高効率化、小型化、低ノイズ化を実現させている。共振コンバータは、５０％に近いデューティ比で矩形波電圧を発生し、ＬＬＣ共振回路で正弦波に近い電流波形を作ることで、高調波の発生を抑制している。
　また、電力変換装置１は、多巻線の絶縁トランス１００が１つ設けられており、この絶縁トランス１００を複数の回路で共有する接続形態を採用している。電力変換装置１が有するＤＣ／ＤＣコンバータの構造は、第１の直流電力を第１の交流電力に変換することで送電側の役割を果たす第１の電力出力回路と、第１の交流電力を第２の交流電力に変換する絶縁トランス１００と、第２の交流電力を第２の直流電力にそれぞれ変換することで受電側の役割を果たす１つまたは複数の第２の電力出力回路とを有する構成である。
　絶縁トランス１００は、鉄心やフェライトコアなどに１次巻線と２次巻線を巻いたもので、１次巻線Ｎ１に電流変化が起きると、それを妨げるように電流方向とは反対向きの起電力（逆起電力）が発生する。そして、コアを通じた磁束変化により２次巻線Ｎ２にも起電力（誘導機電力）が発生して誘導電流が流れる構造になっている。絶縁トランス１００の前後は、コンデンサＣｒ１、コンデンサＣｒ２、第１整流部３０１、第２整流部４０１、によって整流される。
　電力変換装置１において送電側の役割を有する第１の電力出力回路は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０２と絶縁トランス１００との間に接続される１次側スイッチング回路、または、第１の直流バッテリである高圧バッテリ２０５と絶縁トランス１００との間に接続される２次側スイッチング回路を含んでいる。なお、１次側スイッチング回路が送電側の第１の電力出力回路となる場合、２次側スイッチング回路は受電側の第２の電力出力回路となり、反対に２次側スイッチング回路が送電側の第１の電力出力回路となる場合、１次側スイッチング回路は受電側の第２の電力出力回路となる。
　電力変換装置１において受電側の役割を有する第２の電力出力回路は、第１の電力出力回路のうち受電側の役割になる１次側スイッチング回路または２次側スイッチング回路のいずれかを含む。また、第１の直流バッテリ２０５より低圧である第２の直流バッテリ３０４と絶縁トランス１００との間に接続される３次側回路と、ＤＣ／ＡＣ変換部４０２と絶縁トランス１００との間に接続される４次側回路を含んでいる。
　１次側スイッチング回路または２次側スイッチング回路のどちらかが第１の電力出力回路になるのは、前述したように電力変換装置１が双方向ＯＢＣであるためである。例えば、家庭用電源（商用交流電源１０６）から車両（高圧バッテリ２０５）への充電の場合は１次側スイッチング回路が、第１の電力出力回路として機能する。逆に、車両（高圧バッテリ２０５）から家庭用電源（商用交流電源１０６）への給電の場合は２次側スイッチング回路が第１の電力出力回路として機能する。
　絶縁トランス１００には、１次側スイッチング回路と接続するトランスの１次側巻線Ｎ１、２次側スイッチング回路と接続するトランスの２次側巻線Ｎ２、３次側回路と接続するトランスの３次側巻線Ｎ３、４次側回路と接続するトランスの４次側巻線Ｎ４が、共用の１つのトランスコアの周囲に、互いに離れてそれぞれ配置されている。これにより、交流電源１０６と高圧バッテリ２０５と低圧バッテリ３０４と交流負荷４０６とは、それぞれ互いに絶縁されている。
　電力変換装置１において、１次側または２次側スイッチング回路をそれぞれ有する第１の電力出力回路および第２の電力出力回路について説明する。なお、以下の説明では、電力変換装置１において、商用交流電源１０６から車両に搭載するバッテリ２０５側へ電力供給するプロセスを例として説明する。この場合は前述のように、１次側スイッチング回路が第１の電力出力回路となり、２次側スイッチング回路が第２の電力出力回路となる。
　商用交流電源１０６には、平滑用チョークコイル１０５を介してＡＣ／ＤＣ変換部１０２が接続されている。ＡＣ／ＤＣ変換部１０２は、商用交流電源１０６から受けた商用交流電力を整流し、かつ整流された商用交流電力を要求される直流電圧レベルに変換して直流電力として出力している。ＡＣ／ＤＣ変換部１０２は、第１の電力出力回路として機能する１次側スイッチング回路のＤＣ／ＡＣ変換部１０１と接続されており、その間には電圧平滑用の平滑コンデンサ１０３と、直流の電流を検出する電流検出器５０１と、直流の電圧を検出する電圧検出器５０２とが設けられている。
　ＤＣ／ＡＣ変換部１０１は、Ｈブリッジ（単相フルブリッジ）の回路構成を有し、これにより、双方向に電力を変換できる。また、ＤＣ／ＡＣ変換部１０１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０２からコンデンサ１０３を経由して平滑化された直流電圧の供給を得て、矩形波の交流電圧を出力する機能を有している。ＤＣ／ＡＣ変換部１０１の出力２端子間には共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタンスＬｒ１を介して、トランス１００の１次側巻線Ｎ１がつながれている。このように、トランス１００の１次側巻線Ｎ１、共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタンスＬｒ１によって、ＬＬＣ回路を形成することで電圧変換を高効率化させている。ＤＣ／ＡＣ変換部１０１と共振コンデンサＣｒ１との間には、高周波電流の検出器１０４が設けられている。
　第２の電力出力回路として機能する２次側スイッチング回路において、トランスの２次側巻線Ｎ２には、共振コンデンサＣｒ２および共振インダクタンスＬｒ２を介してＨブリッジの構成を持つＡＣ／ＤＣ変換部２０１の出力端子がつながっている。ＡＣ／ＤＣ変換部２０１と共振コンデンサＣｒ２との間には、高周波電流の検出器２０２が設けられている。ＡＣ／ＤＣ変換部２０１の直流端子には、直流の電流を検出する電流検出器５０３と、直流の電圧を検出する検出器５０４と、平滑用コンデンサ２０３とが設けられている。ＡＣ／ＤＣ変換部２０１から平滑用コンデンサ２０３を経由して出力される直流電力は、リレー２０４のオンオフの切り替えによって高圧バッテリ２０５に供給される。
　つづいて、第２の電力出力回路にそれぞれ含まれる３次側および４次側回路について説明する。なお、以下の説明では、電力変換装置１において、車両の高圧バッテリ２０５から低圧バッテリ３０４や交流負荷４０６に電力が供給されるプロセスを例として説明する。この場合は、２次側スイッチング回路が第１の電力出力回路となり、３次側、４次側回路が第２の電力出力回路となる。なお、３次側回路と４次側回路のいずれか一方のみを第２の電力出力回路として用いてもよい。
　第２の電力出力回路として機能する３次側回路において、高圧バッテリ２０５から２次側スイッチング回路を介して供給され、絶縁トランス１００を介してトランスの３次側巻線Ｎ３で誘起される交流電圧は、第１整流部３０１で整流または倍電圧整流される。第１整流部３０１で整流された電圧はコンデンサ３０３で平滑化され、出力調整部３０２を介して低圧バッテリ３０４の正負端子に供給される。第１整流部３０１と出力調整部３０２との間には、直流の電流を検出する電流検出器５０５と、直流の電圧を検出する検出器５０６と、が設けられている。
　一方、第２の電力出力回路として機能する４次側回路では、高圧バッテリ２０５から２次側スイッチング回路を介して供給され、絶縁トランス１００を介してトランスの４次側巻線Ｎ４で誘起される交流電圧が、第２整流部４０１に入力され、整流または倍電圧整流される。第２整流部４０１で整流された電圧は、コンデンサ４０３で平滑化され、かつＤＣ／ＡＣ変換部４０２で所定の電圧振幅を有する交流電圧に変換される。第２整流部４０１とＤＣ／ＡＣ変換部４０２との間には、第２整流部４０１から出力される直流の電流を検出する電流検出器５０７と、直流の電圧を検出する検出器５０８と、が設けられている。ＤＣ／ＡＣ変換部４０２は車載用電源ソケット４０５を介して交流負荷４０６に交流電力を出力している。
　なお、１次側スイッチング回路が受電側の第２の電力出力回路として機能する場合、ＡＣ／ＤＣ変換部１０２は、１次側スイッチング回路のＤＣ／ＡＣ変換部１０１から出力される直流電力に基づいて、第１の電圧実効値（例えば２００Ｖ）を有する交流電力を出力する。一方、ＤＣ／ＡＣ変換部４０２は、４次側回路の第２整流部４０１から出力される直流電力に基づいて、第１の電圧実効値とは異なる第２の電圧実行値（例えば１００Ｖ）を有する交流電力を交流負荷４０６に出力する。このように、１次側スイッチング回路は、４次側回路に比べて定格出力する電力が２倍以上大きいことを想定している。
　電力変換装置１において、制御回路部５００は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０２およびＤＣ／ＡＣ変換部４０２と、ＤＣ／ＤＣコンバータとの制御を行う。ＤＣ／ＤＣコンバータの制御では、１次側スイッチング回路のＤＣ／ＡＣ変換部１０１と、２次側スイッチング回路のＡＣ／ＤＣ変換部２０１と、３次側回路の出力調整部３０２とをそれぞれ制御している。
　２次側スイッチング回路を電力供給側とした場合、制御回路部５００は、それぞれ電力需要側である、１次側スイッチング回路での電流検出器５０１と電圧検出器５０２で検出された信号と、３次側回路での電流検出器５０５と電圧検出器５０６で検出された信号と、４次側回路での電流検出器５０７と電圧検出器５０８で検出された信号と、を把握することで、供給される電力および需要側の負荷状態を監視できる。これらの監視結果に基づき、制御回路部５００は２次側スイッチング回路のＡＣ／ＤＣ変換部２０１の動作を制御する。
　この場合、制御回路部５００は、電流検出器５０１と電圧検出器５０２でそれぞれ検出された電流値と電圧値に基づくゲート信号を生成し、ＡＣ／ＤＣ変換部１０２およびＤＣ／ＡＣ変換部１０１に出力する。また、電流検出器５０７と電圧検出器５０８でそれぞれ検出された電流と電圧に基づくゲート信号をＤＣ／ＡＣ変換部４０２に、電流検出器５０５と電圧検出器５０６でそれぞれ検出された電流と電圧に基づく制御信号を生成し、出力調整部３０２に出力する。さらに、送電側の制御電流を監視するために高周波電流の検出器２０２で検出された電流値に基づくゲート信号を生成し、ＡＣ／ＤＣ変換部１０２に出力する。
　一方、１次側スイッチング回路を電力供給側とした場合、制御回路部５００は、電力需要側である、２次側スイッチング回路での電流検出器５０３と電圧検出器５０４で検出された信号を把握することで、供給される電力および需要側の負荷状態を監視できる。これらの監視結果に基づき、制御回路部５００は１次側スイッチング回路のＤＣ／ＡＣ変換部１０１の動作を制御する。
（図２）
　制御回路部５００は、演算更新部５１０Ａ、高周波駆動部６００、診断部５１０Ｂを備えている。２次側スイッチング回路を電力供給側とした場合、電流検出器５０１と電圧検出器５０２で検出された信号、電流検出器５０５と電圧検出器５０６で検出された信号、電流検出器５０７と電圧検出器５０８で検出された信号は、それぞれ制御回路部５００に入力されると、演算更新部５１０Ａで処理される。なお以下では、２次側スイッチング回路を電力供給側とした場合の制御回路部５００の動作を例として説明するが、１次側スイッチング回路を電力供給側とした場合についても、演算対象とされる負荷が異なる点以外は同様である。
　演算更新部５１０Ａにおいて、入力されたそれぞれの信号は、信号絶縁部５１１にて元の検出箇所の基準電位から切り離すための信号絶縁が行われる。つづいて、演算部５１２では、信号絶縁された検出信号のサンプリング値に基づいて、負荷抵抗値が回帰分析的に演算される。この負荷抵抗値は、商用交流電源１０６の負荷と、低圧バッテリ３０４の負荷と、コンセントの役割を持つ車載用ＡＣ電源ソケット４０５に接続された負荷４０６の負荷抵抗値である。このように、共振特性を変えるために、１次側スイッチング回路、３次側回路、４次側回路それぞれについて、出口側の電圧や電流を演算更新部５１０Ａに入力し、把握したサンプリング値を演算部５１２で分析する。
　共振特性演算・更新部５１３は、演算部５１２で得られたそれぞれの負荷の抵抗値と、検出器２０２から検出される共振コンデンサＣｒ２と共振インダクタンスＬｒ２と絶縁トランス１００の励磁インダクタンスから、回路のトータルインピーダンス（合成インピーダンス）を算出する。これにより、算出されたトータルインピーダンスと、共振用のコイルおよびコンデンサの値から、共振点周波数や総合アドミッタンス等の特性を求めることができ、後述の駆動周波数判断部５１４で必要な駆動周波数を算出することができる。そして、算出した周波数から絶縁トランス１００の励磁周波数を変えて電力の総和を調整し、この調整された電力の総和に対して、共振特性を適正化した駆動制御を行うことができる。
　一般に、共振型の電力変換器は、駆動周波数が共振点に近づくほど出力が増すようになっている。このとき、共振特性は、１次側スイッチング回路、３次側回路、４次側回路の負荷に応じて変化する。
　従来では、周波数に対して出力に相当するアドミッタンスで表す共振特性に関して、共振点のゲインは負荷で変化するが、共振点より高い周波数において、制御に用いる垂下特性ついては負荷の影響が小さいとされるため、この領域で出力制御する場合は、周波数を変化させずに位相で調整することが多かった。しかし、負荷として接続されている回路分の抵抗が増設されることで負荷状態の変化が大きくなる場合、絶縁トランス１００の励磁インダクタンスと負荷の合成インピーダンスにより共振周波数が変化するため、従来のように最初に定めた特性に従う周波数制御では、適正な出力を得ることができなかった。
　そこで、本発明は負荷状態を検知してそれぞれの負荷に応じて共振特性を更新し、共振特性に基づいて駆動周波数を変えて出力制御して調整を図ることで、スイッチング回路を動かす駆動周波数を適正に出力する構成にした。この構成を実現するためには、絶縁トランス１００に付加されている回路の負荷状態をそれぞれ把握する必要がある。
　駆動周波数判断部５１４は、共振特性演算・更新部５１３で算出された共振点周波数や総合アドミッタンスを基本特性として、駆動周波数を決定する。後述する診断部５１０Ｂに備えた出力増減部５１６によって駆動周波数の決定には調整がなされる。これにより、電力変換装置１の送電側（第１の電力出力回路）におけるスイッチング回路のパルスタイミングが更新される。決定した駆動周波数は、高周波駆動部６００の駆動周波数司令部６０１に入力される。
　高周波駆動部６００について説明する。駆動周波数司令部６０１は、駆動信号生成部６０４に指令値を出力することで、駆動信号生成部６０４でスイッチング回路の駆動信号が生成される。電流周期判断部６０３は、演算更新部５１０Ａに入力されフィルタを介した高周波電流の検出器２０２の信号が入力されることで、高周波正弦波電流の位相が判断される。位相同期部６０５では、電流周期判断部６０３で判断される高周波正弦波電流の位相と、駆動信号生成部６０４で生成される駆動信号とを比較する。比較された結果を、駆動周波数司令部６０１から駆動信号生成部６０４に出力される指令値にフィードバックする。これにより位相を揃える作業を繰り返して、電流と同期化したゲート信号を生成する。
　Soft-Switching補償部６０７は、位相同期部６０５で電流と同期化できたゲート信号を、送電側のスイッチング回路であるＡＣ／ＤＣ変換部２０１に出力し、所定の閾値以下の条件で高周波正弦波電流をオン／オフさせる。Soft-Switchingとは、例えば１００ｋＨｚを超える高周波の場合、Ｈブリッジ回路のデバイスが切替わる際のスイッチング損失は周波数に比例して損失が増加するが、これを抑制するために用いられるデバイス駆動方法である。高周波正弦波電流がゼロ電流に近い位相でオン／オフを指示するように、主に電流波形を基準にしたゲート信号の位相同期化（ゲート信号を基準に遅延を考慮したデバイスのオン／オフ位相推定と、高周波正弦波電流の位相を揃えること）を位相同期部６０５で行い、Soft-Switching補償部６０７は、Ｈブリッジ回路のデバイスをオン／オフさせる位相を補償する。
　診断部５１０Ｂについて以下説明する。電圧検出器５０２、５０６、５０８それぞれによって検出された信号は、診断部５１０Ｂの信号絶縁部５１１に入力されることで、制御で扱う変数に変換される。電圧診断部５１５は、変換された変数に基づいて、それぞれの検出信号と対応するそれぞれの負荷（交流電源１０６、低圧バッテリ３０４、交流負荷４０６）と電圧を比較する。比較した結果、負荷に対して電圧が低い場合には、電圧診断部５１５が負荷電流の不足を判断して出力増減部５１６を介して、高周波駆動部６００の駆動周波数司令部６０１に電流を増やす指示を出す。電圧診断部５１５の出力に基づいて、ＡＣ／ＤＣ変換部１０２およびＤＣ／ＡＣ変換部１０１、出力調整部３０２、ＤＣ／ＡＣ変換部４０２への駆動信号を、ＰＷＭ駆動の形で出力する。
　このようにして、制御回路部５００は、１つまたは複数の第２の電力出力回路が第２の直流電力を出力するそれぞれの負荷に基づいて、第２の電力出力回路の共振特性を演算し、第２の電力出力回路の出力要求値および演算された共振特性に基づいて、第１の電力出力回路の駆動周波数を決定する。
（図３）
　図３は図１に示す電力変換装置１の電気回路図の一例である。なお、送電側である第１の電力出力回路として２次側スイッチング回路を用いているため、制御回路部５００は２次側スイッチング回路に設置する構成として図示しているが、１次側スイッチング回路を第１の電力出力回路とした場合、１次側スイッチング回路に制御回路部５００を設置してもよい。
　それぞれのスイッチング回路と図１に記載のそれぞれの変換部の対応について説明する。スイッチング回路ＭＡ１～ＭＡ４は、ＤＣ／ＡＣ変換部１０１と同機能のＨブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴである。スイッチング回路ＭＡ５～ＭＡ８はＡＣ／ＤＣ変換部１０２と同機能のＨブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴである。スイッチング回路ＭＢ１～ＭＢ４はＡＣ／ＤＣ変換部２０１と同機能のＨブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴである。スイッチング回路ＭＤ１～ＭＤ４はＤＣ／ＡＣ変換部４０２と同機能のＨブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴである。ダイオードＤ１およびＤ２は第１整流部３０１に構成されるダイオードである。ダイオードＤ４およびＤ５は第２整流部４０１に構成されるダイオードである。チョークコイル３０２Ａとスイッチング回路ＭＣ１とダイオードＤ３からなる降圧チョッパー回路は、出力調整部３０２に相当する。
　図１と異なる点として、商用交流電源１０６は、ノイズ対策用にコモンモードチョークコイル１０６ａと商用交流１０８と変換部１０７と交流負荷１０９に置き換えている。また電流平滑用に、チョークコイル２０６，３０５，４０７，４０８を新たに追加している。
　また、交流電流を正負双方向にオンオフするデバイスとしてトライアック（以下Ｔｒａｃ）１～３を使用しているが、それぞれ使用する意図は異なる。Ｔｒａｃ１は、ＤＣ／ＡＣ変換部１０１およびＡＣ／ＤＣ変換部１０２をオフにして、回路を絶縁トランス１００から切り離す。Ｔｒａｃ２は、共振コンデンサＣｒ２に並列にＣｒ２を増設したい場合にオン、そうでない場合はオフにする。Ｔｒａｃ３は、スイッチング回路ＭＤ１～ＭＤ４（ＤＣ／ＡＣ変換部４０２）をオフにして回路を絶縁トランス１００から切り離す。
　家庭用の商用交流１０８は、デルタ結線された三相交流の一端を接地して、デルタのある線間電圧をスイッチング回路ＭＡ５～ＭＡ８（ＡＣ／ＤＣ変換部１０２）に供給する。変換部１０７は、接地線を含む３線を２線に変換している。交流負荷１０９は、絶縁トランス１００を介して高圧バッテリ２０５から得た電力をＡＣ／ＤＣ変換部１０２とＤＣ／ＡＣ変換部１０１を双方向に動作させ、交流出力電圧に変換して供給される。
　負荷４０６Ａ，４０６Ｂは、絶縁トランス１００で絶縁された電源であり、電圧振幅も異なる値である。図１でＡＣ／ＤＣ変換部１０２とＤＣ／ＡＣ変換部１０１を双方向に動作させた交流出力を仮にＡＣ２００Ｖとし、ＤＣ／ＡＣ変換部４０２で制御する第二の交流出力をＡＣ１００Ｖとすると、二つの交流は互いに絶縁した状態であるため、例えば、災害時に電気車から電力を供給する場合に第一の電圧実効値で電動重機を稼働させ、第二の電圧実効値で家電品を稼働させるという使い方が可能である。
（図４、図５）
　制御回路部５００の制御フローについて説明する。なお、制御回路部５００で用いられる演算式等は周知の演算手法を用いて対応できるものであるため、記載を省略する。制御回路部５００は、ステップＳ１０で高圧バッテリ２０５の情報を取得し、電池状態の健全性を確認する。この電池状態の確認は、図１に図示されていない高圧バッテリの制御装置ＢＭＳ(Battery Management System)によってなされる。ステップＳ１０で健全性を確認した後、ステップＳ２０でリレー２０４をオンにすることで、高圧バッテリ２０５が充放電できる回路状態にする。ステップＳ３０では、ＡＣ／ＤＣ変換部２０１をSoft-Switching補償部６０７から出力されるゲート信号で、最高周波数の条件で駆動させる。この駆動は、Soft-Switchingにより徐々に周波数を下げるソフトスタートであり、これにより突入電流を抑制している。
　ステップＳ４０では、ＤＣ／ＡＣ変換部１０１はＡＣ／ＤＣ変換部２０１のゲート信号と同じ周波数の条件で駆動する同期整流で動作させる。ステップＳ５０でＡＣ／ＤＣ変換部１０２は、計測用の小出力条件でＰＷＭのオンを絞り、正弦波電流を出力開始する。（ステップＳ３０の処理と同等）。ステップＳ６０で負荷状態の計測に入り、計測する負荷は１次側スイッチング回路の交流負荷１０９、低電圧ＤＣの負荷(低圧バッテリ３０４に接続される図示していない負荷）、４次側スイッチング回路の交流負荷４０６である。
　ステップＳ７０で、検出器５０２、５０６、５０８によってそれぞれ計測している電圧が検出される。つづいてステップＳ７１で、それぞれの検出電圧が、所定の基準値以上であるかどうかを確認する。基準値以上であれば、ステップＳ８０～Ｓ１１０の並行フローへ、そうでなければ、スイッチング回路が動作しないため、ステップＳ１５０で検出器５０２、５０６、５０８が監視する送電側のＡＣ／ＤＣ変換部およびＤＣ／ＡＣ変換部の周波数を下げて、高圧バッテリ２０５からの出力を増加させることで、電圧を基準値にする。電圧を基準値した後、ステップＳ８０～Ｓ１１０の並行フローへ移行する。
　ステップＳ８０では１次側スイッチング回路の交流負荷１０９の等価負荷抵抗を算定する。またステップＳ９０では３次側回路の低圧バッテリ３０４の等価負荷抵抗を算定する。４次側回路の交流負荷４０６については、ステップＳ１１０でスイッチ４０４あるいはトライアックＴｒａｃ３のスイッチの状態を判断し、スイッチ４０４がオフならステップＳ１２０で無負荷と判断し、スイッチ４０４がオンならステップＳ１３０でＡＣ／ＤＣ変換部４０２を定格出力の条件でＰＷＭ駆動させ、正弦波電流を出力開始し、ステップＳ１４０で交流負荷４０６の等価負荷抵抗を算定する。ステップＳ８０、ステップＳ１００、ステップＳ１２０、ステップＳ１４０の後は、ステップＳ１６０で共振特性を計算し、ステップＳ２００で交流負荷１０９、低圧バッテリ３０４、交流負荷４０６の負荷総和に準じた電力を供給する周波数を算出する。なお、予め共振特性をパラメータとして周波数と電力の関係をＭａｐ化して用いてもよい。
　ステップＳ９０では、再び検出器５０２、５０６、５０８の電圧を検出し、ステップＳ１７０でそれぞれの検出器の電圧が所定の閾値より上かどうかを確認する。閾値より上であれば、ステップＳ１９０で図８に後述する診断部５１０Ｂの制御ループを実施する。電圧が閾値より上でなければ、変換部１０１、１０２、３０２、４０２の周波数をそれぞれ下げて(共振特性に準じて出力を増やして）、ステップＳ２００の周波数算出に影響させる。
　ステップＳ２１０では、ステップＳ２００で算出した周波数に基づいて送電側のＡＣ／ＤＣ変換部２０１を駆動する。このようにして、従来対応できていなかった第２の電力出力回路の負荷変動を大きく許容させるため、定期的に受電側の負荷を検出し、検出された負荷に応じて共振特性を更新できる。また、絶縁トランス１００の励磁周波数を変えて電力調整を行って制御することで、適正な電力を保証しつつ、１つの絶縁トランス１００を複数の電力出力回路で共用化して安価・小型化しても、電力変換装置１の効率を高くして、適切な電力を供給できる。
　ステップＳ２１０が完了すると、ステップＳ６０の負荷状態計測を繰り返す。また、ステップＳ２２０では、後述の図７に示す高周波駆動部６００の制御ループを実施する。
（図６、図７）
　図６（ａ）はＡＣ／ＤＣ変換部２０１のゲートパルスタイミング、図６（ｂ）はＤＣ／ＡＣ変換部１０１のゲートパルスタイミングである。図７のフローチャートでは、図６（ａ）および図６（ｂ）に沿って、送電側がＡＣ／ＤＣ変換部２０１、受電側がＤＣ／ＡＣ変換部１０１として説明する。
　高周波駆動部６００において、ステップＳ２３０では、高周波電流Ｈｆ－Ｉを主にノイズフィルタ等によってノイズを除去する。ステップＳ２３０が完了すると、ステップＳ２３１でフローが分岐して、一方はステップＳ２４０へ、もう一方はステップＳ２７０へ進む。
　送電側のフローであるＳ２７０～Ｓ３００について説明する。ステップＳ２７０では、ＡＣ／ＤＣ変換部２０１の検出された電流Ｈｆ－Ｉの極性から、電流の極性が切替わる位相を把握する。把握する位相は、例えば位相１８０°と３６０°である。
　また、ステップＳ２７０の並行フローとして、ステップＳ２８０は、ステップＳ２００およびステップＳ２１０（図５）で指令された周波数で、ＡＣ／ＤＣ変換部２０１を駆動するための駆動信号Ｓを生成する。
　ステップＳ２９０では、駆動信号Ｓに対して、図７（ａ）のＡＣ／ＤＣ変換部２０１のゲートパルスタイミングにおいてｔ１～ｔ４の期間を生成する。図７（ａ）において電流１０の極性が切替わるのはＰ点とＮ点であり、図４に例示したＡＣ／ＤＣ変換部２０１を構成するＨブリッジのスイッチング回路ＭＢ２・ＭＢ３パルス２０１ｂがオンからオフに切り替わるタイミングはＰ点より期間ｔ１の分だけ早く、スイッチング回路ＭＢ１・ＭＢ４パルス２０１ａがオフからオンに切り替わるタイミングは、Ｐ点の直前の期間ｔ２である。このような位相関係でデバイスがスイッチングすることで、損失が小さいソフトスイッチングを実行できる。
　同様に、Ｎ点に関してＡＣ／ＤＣ変換部２０１を構成するＨブリッジのスイッチング回路ＭＢ１・ＭＢ４パルス２０１ａがオンからオフに切り替わるタイミングはＰ点より期間ｔ３の分だけ早く、スイッチング回路ＭＢ２・ＭＢ３パルス２０１ｂがオフからオンに切り替わるタイミングは、Ｎ点の直前の期間ｔ４である。これにより損失が小さいソフトスイッチングが達成される。ステップＳ２９０が完了すると、ステップＳ３００に進む。
　ステップＳ３００では信号Ｓに対して、位相タイミングｔ１～ｔ４を実施したゲート信号を生成し、この信号でＡＣ／ＤＣ変換部２０１、スイッチング回路ＭＢ１～ＭＢ４を駆動する。
　つづいて、受電側のフローであるステップＳ２４０～Ｓ２６０について説明する。ステップＳ２３０でノイズを除去された高周波電流は、ステップＳ２３１を経由して、ステップＳ２４０で電流Ｈｆ－Ｉの極性に応じてＨブリッジ用ＦＥＴ（Field effect transistor）のゲート信号を生成する。
　図６（ｂ）に記載したように、ステップＳ２５０では電流１０が正ならスイッチング回路ＭＡ１・ＭＡ４パルス１０１ａをオン、スイッチング回路ＭＡ２・ＭＡ３パルス１０１ｂはオフにする。一方で、電流１０が負ならスイッチング回路ＭＡ１・ＭＡ４パルスをオフ、スイッチング回路ＭＡ２・ＭＡ３パルスはオンの信号を与える。ステップＳ２５０が完了するとステップＳ２６０に進む。
　ステップＳ２６０では、ゲートがオンのＦＥＴは内蔵ダイオードの代わりに通常とは逆方向の電流を通電する。この逆導通状態について、通常、電流はＦＥＴのドレイン端子からソース端子に向かって電流が流れるが、ＦＥＴの抵抗が小さい場合は逆方向の電流も流す。以上の送電側と受電側の挙動は、ステップＳ２００、ステップＳ２１０で決めた周波数で繰り返される。ステップＳ２６０が完了すると、ステップＳ２４０に戻りフローを繰り返す。
（図８）
　図５で説明したステップＳ１９０においてのフローをステップＳ３１０～Ｓ３３０で説明する。ステップＳ３１０では、ステップＳ１７０で検出器５０６の電圧が閾値よりも大きい場合、検出器５０６の電圧の脈動成分を除去する。ステップＳ３１０が完了すると、ステップＳ３２０に進む。
　ステップＳ３２０では、３次側回路において、出力電圧（＋側端子電圧）と指令値（低圧バッテリ３０４の電圧仕様値）との差分を計測する。ステップＳ３２０が完了すると、ステップＳ３３０に進む。
　ステップＳ３３０では、ステップＳ３２０で計測した差分を０に補償するように、スイッチング回路ＭＣ１をＰＷＭ駆動する。スイッチング回路ＭＣ１がオンの場合、コンデンサ３０６を電圧源として、電流がスイッチング回路ＭＣ１からインダクタ３０２Ａへ、インダクタ３０２Ａから低圧バッテリ３０４への経路で電流が通電され、低圧バッテリ３０４には、コンデンサ３０６の電圧と低圧バッテリ３０４の差電圧が印加されている。スイッチング回路ＭＣ１がオフになるとインダクタ３０２Ａから低圧バッテリ３０４へ、低圧バッテリ３０４からダイオードＤ３への経路で電流が還流する。スイッチング回路ＭＣ１のオン期間が長いほど出力電圧は増す。ステップＳ３３０が完了すると、ステップＳ３２０に戻ってフローを繰り返す。
　以上のような制御フローを備える制御回路部５００を有した電力変換装置１を用いることで、電圧の異なる負荷に対して出力できる。そのため、たとえば、災害対応時に電動重機と家電品のような電圧実効値の異なる機器を互いに絶縁した状態で、それぞれに対して同時に給電して稼働させることができる。
　本発明は１次側スイッチング回路～４次側回路が絶縁トランス１００を共有化しているが、例えば、接続するスイッチング回路数が少ない場合であっても、負荷変化が大きい場合に本発明を適用できる。
　なお、第２の電力出力回路の負荷を検知することで、例えばバッテリの残容量を把握できるようにしてもよい。
　以上説明した本発明の一実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）電力変換装置１は、ＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路部５００と、を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電力を第１の交流電力に変換する第１の電力出力回路と、第１の交流電力を第２の交流電力に変換する絶縁トランス１００と、第２の交流電力を第２の直流電力にそれぞれ変換する１つまたは複数の第２の電力出力回路と、を有している。制御回路部５００は、第２の電力出力回路が第２の直流電力をそれぞれ出力する負荷に基づいて、第２の電力出力回路の共振特性を演算する共振特性演算部５１０Ａを有し、第２の電力出力回路の出力要求値および演算された共振特性に基づいて、第１の電力出力回路の駆動周波数を決定する。このようにしたことで、複数の電源に対する適正な電力供給を保証しつつ高効率化を実現した電力変換装置１を提供できる。
（２）ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０２と絶縁トランス１００との間に接続される１次側スイッチング回路と、第１の直流バッテリ２０５と絶縁トランス１００との間に接続される２次側スイッチング回路と、を有している。１次側スイッチング回路または２次側スイッチング回路の一方を第１の電力出力回路に、第１の電力出力回路または２次側スイッチング回路の他方を第２の電力出力回路にそれぞれ用いる。このようにしたことで、双方向充電器としての機能を有した電力変換装置１は、複数の電源に対する適正な電力供給を保証しつつ高効率化を実現できる。
（３）ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流バッテリ２０５より低圧な第２の直流バッテリ３０４と絶縁トランス１００との間に接続される３次側回路と、ＤＣ／ＡＣコンバータ４０２と絶縁トランス１００との間に接続される４次側回路と、を有している。３次側回路および４次側回路の少なくとも一方を第２の電力出力回路に用いる。このようにしたことで、電圧の異なる複数の電源に対する適正な電力供給を保証する。
（４）１次側スイッチング回路は、４次側回路に比べて定格出力する電力が２倍以上大きい。このようにしたことで、例えば、電動重機と家電品のような電圧実効値の異なる機器を互いに絶縁した状態で、それぞれに対して同時に給電して稼働させるケースに対応できる。
（５）１次側スイッチング回路を第２の電力出力回路に用いる場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０２は、１次側スイッチング回路から出力される第２の直流電力に基づいて、第１の電圧実効値を有する交流電力を出力し、ＤＣ／ＡＣコンバータ４０２は、４次側回路から出力される第２の直流電力に基づいて、第１の電圧実効値とは異なる第２の電圧実効値を有する交流電力を出力する。このようにしたことで、電圧実効値の異なる機器それぞれに対して同時に給電して稼働させるケースに対応できる。
　なお、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や他の構成を組み合わせることができる。また本発明は、上記の実施形態で説明した全ての構成を備えるものに限定されず、その構成の一部を削除したものも含まれる。
１　電力変換装置
１０　電流
１００　絶縁トランス
１０１　ＤＣ／ＡＣ変換部（１次側スイッチング回路）
１０２　ＡＣ／ＤＣ変換部（１次側スイッチング回路）
１０３　コンデンサ（１次側スイッチング回路）
１０４　高周波電流検出器（１次側スイッチング回路）
１０５　チョークコイル（１次側スイッチング回路）
１０６　商用交流電源
　１０６ａ　コモンモードチョークコイル
１０７　変換部
１０８　商用交流
１０９　交流負荷
２０１　ＡＣ／ＤＣ変換部（２次側スイッチング回路）
２０２　高周波電流検出器（２次側スイッチング回路）
２０３　電圧平滑用コンデンサ（２次側スイッチング回路）
２０４　スイッチ（２次側スイッチング回路）
２０５　高圧バッテリ（２次側スイッチング回路）
２０６　チョークコイル（２次側スイッチング回路）
３０１　第１整流部
３０２　出力調整部
　３０２Ａ　インダクタ
３０３　コンデンサ
３０４　低圧バッテリ
４０１　第２整流部
４０２　ＤＣ／ＡＣ変換部（４次側回路）
４０３　コンデンサ
４０４　スイッチ（４次側回路）
４０５　車載用電源ソケット
４０６　交流負荷
　４０６Ａ、４０６Ｂ　交流負荷
４０７　チョークコイル
４０８　チョークコイル
５００　制御回路部
５１０Ａ　演算更新部
５１０Ｂ　診断部
５１１　信号絶縁部
５１２　演算部
５１３　共振特性演算・更新部
５１４　駆動周波数判断部
５１５　電圧診断部
５１６　出力増減部
５１７　フィルタ部
５１９　電圧出力回路部
６００　高周波駆動部
６０１　駆動周波数指令部
６０３　電流周期判断部
６０４　駆動信号生成部
６０５　位相同期部
６０７　Soft-Switching補償部

Claims (5)

  1. 　ＤＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御回路部と、を備えた電力変換装置であって、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電力を第１の交流電力に変換する第１の電力出力回路と、
    　前記第１の交流電力を第２の交流電力に変換する絶縁トランスと、
    　前記第２の交流電力を第２の直流電力にそれぞれ変換する１つまたは複数の第２の電力出力回路と、を有し、
    　前記制御回路部は、前記第２の電力出力回路が前記第２の直流電力をそれぞれ出力する負荷に基づいて、前記第２の電力出力回路の共振特性を演算する共振特性演算部を有し、前記第２の電力出力回路の出力要求値および演算された前記共振特性に基づいて、前記第１の電力出力回路の駆動周波数を決定する
    　電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ／ＤＣコンバータと前記絶縁トランスとの間に接続される１次側スイッチング回路と、第１の直流バッテリと前記絶縁トランスとの間に接続される２次側スイッチング回路と、を有し、
    　前記１次側スイッチング回路または前記２次側スイッチング回路の一方を前記第１の電力出力回路に、前記第１の電力出力回路または前記２次側スイッチング回路の他方を前記第２の電力出力回路にそれぞれ用いる
    　電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置であって、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１の直流バッテリより低圧な第２の直流バッテリと前記絶縁トランスとの間に接続される３次側回路と、ＤＣ／ＡＣコンバータと前記絶縁トランスとの間に接続される４次側回路と、を有し、
    　前記３次側回路および前記４次側回路の少なくとも一方を前記第２の電力出力回路に用いる
    　電力変換装置。
  4. 　請求項３に記載の電力変換装置であって、
    　前記１次側スイッチング回路は、前記４次側回路に比べて定格出力する電力が２倍以上大きい
    　電力変換装置。
  5. 　請求項３に記載の電力変換装置であって、
    　前記１次側スイッチング回路を前記第２の電力出力回路に用いる場合、前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、前記１次側スイッチング回路から出力される前記第２の直流電力に基づいて、第１の電圧実効値を有する交流電力を出力し、
    　前記ＤＣ／ＡＣコンバータは、前記４次側回路から出力される前記第２の直流電力に基づいて、前記第１の電圧実効値とは異なる第２の電圧実効値を有する交流電力を出力する
    　電力変換装置。
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