TWI252580B - Electronic circuit device - Google Patents

Description

1252580 玖、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明乃關於電子電路裝置，尤其是關於具備可對應 超越GHz頻帶的高速信號的電源供應構造之電子電路妒α 置。 衣 【先前技術】 處理 體，乃於 切換動作 來供應。 超越GHz頻帶的數位信號（包含類比信號）的電晶 lOOps以下的啟動時間及關閉時間下來進行高2 。對應如此的咼速切換動作之電能，必須由電源

在此以自來水管路為比喻來大概說明此電源供應問 題。即使以較水流出的速度還快的速度來打開家庭用自來 水的水龍頭閥，水也並不會對應其動作而流出。若是水的 力學傳達速度為l500m/s，而從閥至水龍頭的距離為1〇_ 的話’則須花費6.7 // s。因此，即使閥較此時間還要早全 打開的話，水從水龍頭流出亦在6_7//s之後。此外，靜止 的水具有重力慣性，不僅提升速度至l5〇〇m/s需花一些時 間二並由於水的黏性所產生的管壁阻抗，而使水無法達到 n °只要具有慣性，則對於流出後的水進行補給，連 、、口於豕庭用官路的幹線管路無法對應如此的劇烈變化，而 使得水壓下降。 Θ…、、而，右幹線官路為家庭用管路的1 00倍的話，則水 5的降低為1/100,實際上可忽視。而這也是以往的電源 Μ所#木取的方法。亦即，使接地層及電路層電源呈相向 315438 6 1252580 來供應電源，力此方法無效之際，可採用旁通電容器來加 以取代之方法。 然而，依據電荷的移動之電流傳輸速度，乃等於某種 構造體當中的電磁波速度。此構造體的相對介電係數 (Relative Dielectric Constant)若為4的話則其傳輸速度 為1.5x 1〇8m/s。於電流開始於該構造體當中流動之際，會 由於電路中的可生電感（Inductance)Ls而產生電壓的降 低，若以：電壓的降低為V—的話，則v — = Ls.di/dt。 水的官壁阻抗的概念，與電學的世界有些許的不同。 於具備高速變化的電流當中’對應於此的概念為配線的特 性阻抗（impedance)。加諸於配線的剖面的直流電阻一般 為特性阻抗的二位數以下，因此並不會產生問題。但是因 高速變化所產生的集膚效應（SkinEffect)K造成的直流電 阻’於GHz頻帶區則必須加以考慮。 k上述h況來看，對應於高速切換的電源，必須使慣 |±、亦即寄生電感Ls消失，此外，必須具備使足夠電流於 V通（ON)後的開關上流動之電流容量。亦即，相當於切換 的電導（c〇nductance)G之電流，為Imax=；Gvdd。由於這是 最大谷弄私/;IL，因此與負荷的狀態無關。接收端的電壓乃 以此電流及負荷來決定。一般而言，必須以負荷的大小來 支持電源的概念，於低速切換當中有用，但是於高速切換 田中’則應以最大電流imax的概念來設計。 口此可κ現Ls = 0 ’ Imax = GVdd的電源構造為如何的 構‘尼·方通黾谷态必定具備寄生電感Ls。以1⑽5型來 315438 7 1252580 、舌可生黾感Ls約200ρϋ。用於連接該旁通電容器的 电極部分的寄生電感之大約200ΡΗ，則附加於該旁通電容 态。亦即’寄生電感Ls合計變成約4〇〇ρΗ。另一方面，於 06 03型當中’各個寄生電感為ΐ2〇ρΗ及15〇ρΗ，合計為具 pH的可生電感。因此，往後即使開發出更小的電容 器，但若包含電極部分的寄生電感，則以合計來算的話要 低於ΙΟΟρΗ者，是非常困難的。 接下來’關於此旁通電容器系列的電流I，若是匯流 ^區動器的G為0.028，¥(1(1為lv的話，則電流1為5mA。 右疋脈衝頻率為10GHz的話，則轉換率（slew Rat匀約為 3〇ps。0603 型的電壓降低為 Vdr。广27〇ρΗχ 5mA/3〇ps =

45mV，即使於最低的100PH構造當中，亦為Vdr。疒l00pH X 5mA/3 0pS=l7mV。若是連接於電源的驅動器為8個的 話，則電壓降低各為〇·36ν&〇136ν，因而產生極大問題。 如此之依據旁通電容器的電源供應改善，可說是極為困 難。 與本發明相關的先前技術文件，有以下的專利文獻。 [專利文獻1]日本特開2〇〇ι_2ΐ〇959 【發明内容】 [發明所欲解決之課題] 因此，本發明乃提供，具備可對應超越GHz頻帶區的 高速信號的電源供應構収t子電路裝置。此外，並提供 電源接地的晃動不會影響整個電子電路裝置之安定的電子 電路裝置。 315438 8 1252580 [用以解決課題之方法] 因此，本發明的電子電路裝置的主要特徵構成如下。 弟1為關於笔源接地配對傳輸線路及驅動電晶體的連 接乃分別設置電源接地配對傳輸線路、及驅動電晶體、 及藉由此驅動電晶體的輸出信號來驅動之信號接地配對傳 輸、、泉路，於同1個晶片上。而電源接地配對傳輸線路，則 直接連接於驅動電晶體的汲極層及基板。 此外，第2，為關於將電源接地配對傳輸線路分歧為馨 多數個電源供應構造，乃從原電源接地配對傳輸線路，分 歧為多數個分歧電源接地配對傳輸線路。於分歧電源接地 配對傳輸線路上，各連接驅動電晶體。此外，設置了藉由 驅動電晶體的輸出信號來驅動之信號接地配對傳輸線路， 及接收從此信號接地配對傳輸線路所傳送來的信號之接收 電路。 【實施方式】

接下來，乃參照圖式，來詳細說明本發明的實施型態。 首先，因為本發明的電子電路裝置採用以配對傳輸線路來 構成電源線及接地線之電源接地配對傳輸線路，因此首先 針對此點加以說明。 一旦設定電源接地為配對傳輸線路的話，則可定義特 阻抗ZG例如，對連接8個驅動器於電源接地配對傳輸 線路的情況來加以考；t。μ 1U ^ ^ Τ

巧“固此，確保最大電流Imax = 5mA X 8 = 4 0mA的條件為，其3币^ π不广 卞1十句 右疋電源電壓Vdd = 0.5V的話，則

Imax = 40mA = Vdd/Z. = n w/1 λ e a ,, ο υ·5Υ/ΐ2.5Ω，特性阻抗 ZG=12.5Q。 315438 9 1252580 若是電源接地僅以配對傳輸線路來構成的話，則寄生電感 Ls = 0。此值乃位於可充分設計的範圍内。此電源接地配對 傳輸線路可構成能對應高速的電源。而本發明的構成乃以 此電源接地配對傳輸線路為前提。 因此，接下來說明為何可藉由此電源接地配對傳輪 路來對應高速信號。特性阻抗線路的LC梯形電路（LC、

Ladder Circuit)為等效雷跋去 m ^ τ ^ 口口 者。口為LC梯形電路的區分是 以單位長度來做區分而可脸 、 刀而了將该早位長度做任意設定，因此 雖為LC電路但不且備Lr丑担抓 U LC共振點。Lc梯形電路的區 對應頻率而自動進行。第】 — 弟1圖所不者為將此加以模型化 者。 針對電壓與電流的正弦玻 ^ τ ^ ^ 弦波為一致的正弦波來加以考 ♦帝〜2為電何攻為聚集之處，並老 慮電谷為主成分的情況。若 考 ^ ^ u ^ 考慮電感成分於電流斜度最 強之處上產生作用的話，則可如第 -取 該IX梯形電路當中，由 "不者來表現。於 ;相同傳輸線路結構無限持姨 因此可對應頻率而自動地改變其區分。 限持-，i 亦即，若以每單位長度的電容 的電感為L/1的話，則每單 的，1母早位長度 [數學式U i度的阻抗Z/1為下式。 Z/£ = y/I~Z； = Jj^ = JI = z〇 (Qj 在此，6l)為角韻率.；& 〇/]) 7 , 7 』為虛數，V^L/卜z叫 ⑼）。々與zc做為同時 J 々1/(川 万、長度方向上的證明乃幾 315438 10 1252580 均數的數學性運算值。在上 2n為杏盤作X目很a 」· ω1全被消去。而 〇為貝數但不具備頻率特性， 〇 抗。傳輸線路不論長短均Α 疋八χ度單位之阻 於…… 相同的阻抗之物理量，乃相當 於官路的寬度。 里 /)和田 而該寬度的縱向為不呈总 水产動l目… 壁阻抗的管路，若是脈衝的 ::動的心則水流即使在無限的長度 流動。從傳輸線路的入口來门U 此電導的雷泣ΑW Α 私泠為"z〇，而若是對應 阳傳輸線路流動的話，則因為之後不呈電 阻’因此可傳達至無限遠。兩者的概念相同。八電 若於模型上考慮其物理性的$，g ^ τ 幻祜則累積於L及c的電 何-置，-方面移動被自由的區分區分，一方面以 電，波速度於傳輸線路内行進，而僅僅可看到為c的 山人方平均值之特性阻抗。重要的是此與於—般的SPIC丘 虽中常用的LC團塊模型(Lumped M〇del)並不一致 輸線路上雖然看不旨T g p Λ 有不見L及C，但是只要看得到z。即可。 於電源接地配對傳輸線路直接連接於驅動電晶體的電 源接地電極之情況下’電流K上述條件HGmA= Vdd/Z^ 1 2 · 5 Ω， ZG-12· 5 Ώ )乃以電磁波速度即刻被供應。此 外，亚不存在於上述電容器當中成為問題的慣性力之寄生 電感Ls。 若疋相對介電係數為4的話，則電磁波速度為1. $ X 1 0 m/s驅動為的通道所形成的速度，乃取決於電荷的移 動度。於矽當中，飽和電場強度約為5x 105m/s，相對於^ 磁波速度約慢了 3位數。若是閘極長度具備某個尺寸的 315438 11 1252580 層 9 9b 例如由 LOCOS(Local Oxidation ofSilicon，區域 性石夕氧化法）來形成。 接下來’電源接地配對傳輸線路是由，包夾絕緣層 2 1亚互為平行來配置之由A1等金屬層所組成之電源線22 及接地線23所構成。於接地線23及半導體基板丨的之間， 形成絕緣層24。 此外，信號接地配對傳輸線路3()是由，包夾絕緣層 21並互為平行來配置之由A1等金屬層所組成之信號線31 及接地線32所構成。於接地線32及半導體基板丨的之間， 形成絕緣層24。 電源接地配對傳輸線路2〇及信號接地配對傳輸線路 30即使在連接行（L()lamn)的縱向構造下，亦形成傳輸、制 構造，並連接於驅動電晶體1G的電極。亦即，於電源㈣ 配對傳輸線路20當中，關於電源線22的接續行^及# 地線23的接續行23a，於縱方向上亦形成配對傳輸線路。 接續行22a接續於為驅動電晶體1Q的電源電極之没極層 3，接續行23a則連接於為驅動雷曰 勒私日日體1 0的基板接地電枴 之P +層7。而接續行22a是以 疋M埋入於設置在絕緣層2 1、 24的貫孔之金屬等來形成，接續 安、員仃23a是以，埋入於設】 在絕緣層2 4的貫孔之金屬等來形成。 此外，於信號接地配對傳蚣綠 丁得輸線路3〇當中，關於俨 3 1的接續行3 1 a及接地線3 2的 一 y 扪接績仃32a，於縱方向上办 形成配對傳輸線路。接續行3丨 a稷、_於為驅動電晶體1 〇 的輸出電極之源極層4，另—古t 方面，接續行32a則接續於 315438 13 1252580 是 成 驅動電晶體10的基板接地電極之P+層8。而接續行3ia 以，埋入於設置在絕緣層21、24的貫孔之金屬^來形 ，接續行32a是以，埋入於設置在絕緣層24的貫孔之金 屬寻來形成。 根據上述的構造，可達成寄生電感Ls==〇。此外，為了 使接續行部分的汲極電場及源極電場不會影響閘極，較理 想為使電源接地配對傳輸線路2〇與閘極6 接地配對傳輸線路2G的電源線22舆接地線23=；^' 大。同樣的，較理想為使信號接地配對傳輸線路=:極 6的距離，較信號接地配對傳輸料3G的㈣線31與接 地線32的距離還大。藉由此’並配合降低沒極層3及源極 層4的擴散深度，可極力防止接近效果。 弟4圖係顯示，採用上述構成的電源供應構造之驅 動.接收電路的電路圖。一旦使驅動電晶體ι〇處於〇N 狀態的話，則儲存於電源接地配對傳輸線路2〇的電荷會 吸引至信號接地配對傳輸線路3〇。電荷以慣性為〇、亦 以電：波速度被供應於信號接地配對傳輸線路川，並朝 ::Γ的接收電晶體40。於接收電晶體40當中，接續方 針造之電源接地配對傳輸線路41及信號接地配 配對：於:42。此為，電源/驅動器之例…信號接地 配對傳輸線路3 0的7 = 1 π η门l 〇 的話，則從自來水管線的邏 Γ〇〇Ω / 接地配對傳輸線路2G的㈣阻抗Z〇Pi 1上則足夠。並可得到Imax = Vdd/⑽ω的最 流。 315438 14 1252580 然而，從團塊模型來看，若是驅動電晶體1〇的⑽電 阻Rcn為500 Ω的話，則信號電壓v為v=VddRT/(R 卜 〇.17Vdd’而Vdd=1V，則信號電壓v = 〇 nv。做為U出 切換動作的驅動電晶體10的信號位準，可說是處於容許範 圍内。若R。』500Ω的話，則Vdd=〇 5v，可得到相同的 振幅：在此RT為終端電阻的電阻值，Vdd為電源電壓。 若連接8個驅動器於電源接地配對傳輸線路之情況， 當設定Ζ0=10〇Ω/8=12·5Ω的話，則可解決原理性的問題。 在此，第5圖係顯示傳輸線路的各種構造。⑷為於一平面 ^配置配對線路之配對共平面線路，⑻為配置3條配線於 一平面上，並共通連接兩端的配對線路之防護共通平面線 路’⑷為上下平行重疊配對、㈣之堆疊配對線路，⑷為上 下平行重疊3條線路，並共通連接上下配線之防護堆疊配 對線路。於當中任-構造中，重要的是配線埋人於均質的 絕緣層當中，於如此的構造當中，乃顯示了即使於s = d/2， 所，接的配對線路的影響幾乎不存在乍看之下難以置信的《 狀態。在此’ S為傳輸線路之間的距離，U傳輪線路的配 線之間的距離。 這是因為對於配對的橫電磁波（Transverse e丨ectr(> g etic TEM波），所鄰接者並未成行進波的型態之故。 若是可維持s>d/2即可。可說是作為傳輸線路具備如此有 利的能量傳達構造。 接下來說明多數驅動器的電源供應構造。為了簡便， 乃以3個驅動器電源來說明。第6圖係顯示，妇個驅動 315438 15 1252580 器之德應構造的等效電路圖。此外，帛7圖係顯示， 以堆：配對線路所製作之3個驅動器的 線路的一例之圖式。 耵得翰 5〇為原電源接地配對傳輸線路，51、52、η 電源接地配對傳輸線路5〇 '心原 輸線路。55、56、57各A、二二八:歧電源接地配對傳 7各為連接於5歧電源接地配對傳Μ 路之驅㈣晶體。58、59、6q各為連接於驅 動電晶體55、56、57之信號接地配對傳輸線路。 攸弟6圖及第7圖當中可得知，因為3個分歧電源接 地配對傳輸線路51、52、53的匯流部的特性阻抗被整合， 因此使3個驅動哭回性0 動·™冋日寸ON並吸引電源電荷之際，可如同！ 個驅動器般來產生動作’因此並無問題。在此，原電源接 地配對傳輸線路5〇的特性阻抗㈣為16印，各個分歧 電源接地配對傳輪#炊ς , c 丁得称、、泉路51、52、53的特性阻抗z〇t均為 50Ω。 若一般化此特性電阻的整合條件的話，則z〇ps=z〇pt/ _ 在此11為分歧電源接地配對傳輸線路的數目。且各個 分歧電源接地配對傳輸線路具備相等的特性阻抗㈣。於 此3個驅動器的例子當中，n = 3。此時，分歧電源接地配 傳輸線路5 1、52、53的往原電源接地g己對傳輸線路5〇 的匯流部的電磁波能量反射率Γ，乃以下式來定義，其結 果為0。 r =(Z0pt/n.Z0ps)/(Z0pt/n + Z0ps) = 0 此外’此能置反射率Γ只要在丨〇%以下的話，則於電 16 315438 1252580 源設計上為可容許。因此若考慮此點的話，則只要滿足以 下條件即可。 ZOps^ Z0pt/n^ 1.2 ZOps 亦即 ’ 1.2 Z0ps= ZOpt/η 之際，r =(1.2 Z0ps-Z0ps)/( 1.2 Z0PS + Z0PS) = 0.2/2.2 = 0.091，能量反射率 ^ 在 1〇%以下。 第8圖係顯示以模擬模型來看電磁波的情況，第8圖 (Α)為顯示模擬模型之圖式，第8圖⑺）為依據模擬模型之 表面磁場的分布圖。於磁場變化較大的地方，可說明為電 流變化較大的地方。 伙合驅勳電 «ν WIN ^ ΙΆ κοη ^ 200 □之情況’到達埠^^的瞬間’信號線側產生極 大的反射，因此可看出從這些電晶體為ON的瞬間開始， 電磁波以邊傳播的情況。在此，埠ρι、ρ2、ρ3為㈣ 上的敎點。於行進波與原電源接地配對傳輸線路5〇匯流 之後，電磁波亦幾乎維持原先行進的狀態。 作的^ 旦3個·動電晶體55、56、57隨機的產生動 、3 ，則匯流部從各個驅動電晶體55、％、5 性阻抗僅為1/3，因卜 2 3 口此拔出的電磁行進波產生67%的負反 弟9圖係顯示’ 3個驅動電晶體55、56、w 個電晶體先進行動作並為ON的情、、兄下^链 相因沾的h况下之，顯示與第δ圖 、果擬結果之圖式。從第9圖當中可得 磁波往右邊2條的信號線側行進的樣 對傳輸線路51、52'53所厂隹、…子…源接地配 此自套雜、 所匯▲的原電源’形成中間的電壓。 不成問題，但是於所分歧的電源接地配對傳輸線 315438 17 1252580 田中傳播的行進波的時間擴散變大，tem模式難以存 在’結果為使得㈣合變得脆弱，而存在電磁放射並影響 周圍’並引起共振之問題點。 一 下“以較分歧電源接地配對傳輸線路5丨、52、53 還粗的原電源接地配對傳輸線路5G，具備較低的特性㈣ 社P ( 33 Ω )為#、件，來進行相同的模擬。第1 0圖顯示言 :2。較粗的原電源接地配對傳輸線路5㈣電磁波的™ 專料式仍沒有什麼改變，並處於良好的電源狀態。然而 :11圖所不般’ 3個驅動電晶體於⑽的時機產生偏截 =擬結果為：相較於第9圖還差的狀態，且成為無法顏 :進波之紊亂的電磁波狀態。平面狀的電源接地 2 11圖所示般，侧的行進完全不存在，並且到處均 、„ :電机等之共振。就具備相較於-般常說的數百 從：：：Γ時脈頻率的基板’大部分的emi(電磁波干擾、 …接地面構造當中所產生之概念，就是根基於此。’ ::’電氣信號能量乃與電力線、磁力線的產生等效， 播面方向上傳播之行行進方向呈直角的傳 為也田、黾磁波（Transverse 波）。此為信號於傳輸線路當 =的理想狀態，亦即能量不會向外汽漏 弟8圖的模擬結果，可得知維持ttem ::傳:線路20的採用，可實現-乃接近理:： :二=妾地配對傳輸線路的阻抗未整合的問題，亦即 /以持ΤΕΜ波，因此到目^止無法採用此方式。 315438 18 1252580 因此，於驅動電晶體隨機的產生動作，且具備數目眾 多的分歧之電源供應構造當中，&了使行進波；會紊亂： 必須適當的採用使傳輸線路的特性阻抗 之網路配線。第12圖乃顯示其-個例子的模擬達^ 口 此為電晶體的電阻從200 Ω改變為5 Ω，且於實質上不 存在電晶體的線路上，從埠P1吸引電荷之模擬。於第i 次的行進波之後為產生第2次的行進波，然後再產生第3 次的行進波般之相對於時間為拖延的方式，如此，即使特 性阻抗從5 0 Ω改變為3 · 5 Ω，亦可維持TEM波。 從不太會引起阻抗未整合的網路配線之5〇 Ω的配線 出發，为歧為具有7 5 Ω的2條配線。從5 0 Ω的配線來看的 話，此分歧的配線可視為37·5Ω，能量反射率Γ為-14 3% (Γ=(50·37·5)/(50 + 37·5))。接下來的分歧配線具有55Ω， 行進波的能量反射率Γ為-15·3%(Γ =(75-55)/(75 + 55))。接 下來’兩端的2條配線乃以擴大配線（小至3 5 Ω )來連接於 平行直線部。然後，該平行直線部具有20 Ω，帶60°C擴大 角度’匯流於具有3 · 5 Ω的原電源接地配對傳輸線路5 0。 於此構造當中可得知，電磁波的行進並不會產生極大反 射’並於全體當中行進，而因為反射能量亦與至非連續部 (配線的分歧部）為止的配線長度相同，因此返回時間相 同’而做為2次波、3次波，反射波亦成為TEM波。 若一般化上述配線構造的概念的話，則使非連續部的 反射能量反射率相對較小，較理想為能量反射率Γ為-20% 以下。以如此的形式來組成網路配線，使特性阻抗不斷往 19 315438 1252580 降低的方向進行，並使即使經過任一路徑 為匯流層的原電源接地配對傳輸線 '可使到達你 所有的非連續部的反㈣間相同’並使 的反射％間相同，來建構網路。 ::3圖係顯示5個輸入的較為理想的例子 电源接地配對傳輸線路6U至6U ”刀支 K叙哭*姐i 接於圖中未顯示的 6動謂成從料分歧電源#地配料輪線路6 e的各個端子’5條配對傳輸線路朝向原電源接地配 :“路50’呈放射狀擴散之網路配線62，此網路配線μ 舁原電源接地配對傳輸線路5〇匯流。 ''' 所分歧的5條的特性阻抗較理想為，連接於驅動 阻抗(以驅動器連接部為5。〇)的5倍以下(因 1二所以為2TX下)至3.5倍以上(175Ω，負反射 路50所2此例當中，匯流後的原電源接地配對傳輸線 …斤具有的特性阻抗為川。然而，此特性阻抗為5〇 Ω/5條，Ω已足夠，、線寬可為第13圖所示之大約

寬度。 V 在此，於網路配線62當中有許多交點，較理想為於各 個交點當中，特性阻抗經過整合。因為於各個交點上有2 條配線交叉，因此存在著朝向交點而進人的2條輸入配 線，以及從交點延伸出的2條輸出配線。若以此2條輸入 配線的平均特性阻抗為Zin，以此2條輸出配線的平均特 性阻抗為Z〇Ut ’當Zin=Z〇ut的話，能量反射率形成Γ = (Z〇Ut-Zin)/(Z〇ut-Zin) = 0。此外，若是此能量反射率Γ只要 在ίο%以下為可容許的話，貝lUz〇ut_zin)/(z〇ut zin)si()% 315438 20 1252580 即可。因此，於Zing Zoutg i.2 Zin之際，則滿足此條件。 於上述例子當中，Zin為分歧電源接地配對傳輸線路側的 配線的特性阻抗，Zout為原電源接地配對傳輸線路5〇側 的配線的特性阻抗。藉由此，於網路配線62者 田丁 王體而 言並不會引起行進波之極端的反射，而可防止渦電流。

於第13圖當中，從各分歧電源接地配對傳輸線路μ; 至61e所分歧的網路配線62的各個配線，雖然不具備等長 的配線’但是角度較淺的配線可藉由賦予曲率來成為等^ 配線、。第14圖係顯示3條匯流構造。亦，構成從3條分 歧電源接地配對傳輸線路63a、63b、6虹的各個端子，此 3條傳輸線路朝㈣《源接地配對傳輸線路50，呈放射狀 擴散之網路配、線64,此網路配線64肖原電源接㈣ 輸，路5 0匯流。而網路配線64的各條配線為等長配線。 2第13圖當中，若是使匯流部成為與上述相同般之I。的

見度的洁’則因為擴散角度較淺，因此即使直接連接，亦 幾乎為等長配線。 、告第1 5圖更顯示匯流構造。此構造更開展第14圖的構 w、’於各3條分歧電源接地配對傳輸線路63a、63b、63c， 連接、、、罔路配線65a、65b、65c。可藉由重複此來進行自 接下來’對於較粗的傳輸線路的折彎，必須下工夫。 1於角度較淺的折彎，採用分歧配線來使這些配線呈等長 :偟：對較為容易。第16圖係顯示一個例子。電源接地配 、别線路66採用6條分歧配線67來折彎。此為折彎角 315438 21 1252580 度為45。的例子。 第17圖係顯示，於配對傳輸線路折彎為直角之際的構 個例子。因為於堆豐配對構造當中採用2層配線配 對：因此於折f為直角之際，則改變為其他層的2層配線 配對。例如’ 1層配線70、2層配線71的配對，改變為3 層配線72、4層配線73的配對。貫孔74為用於連接i層 配線70及3層配線72的貫孔，貫孔75為用於連接2層配 線71及4層配線73的貫孔。此時，對應於各個貫孔74、 75，有必要設置使配對對方的配線逃避之反貫孔76。 雖然貝孔74、75、76的間距愈細愈好，但是由於如上 j般之容許正負2〇%左右的反射，因此，此可成為設計的 粑圍。而由於貫孔配對呈鋸齒形配置，因此縱向構造亦可 做為傳輸線路來支撐。 、於各個驅動電晶體的⑽的時機當中，包含各個反射 波二有無數的TEM模式行進波行進。應加以注意的是，分 t等所產生的反射’應不該劃分成與行進波頻率產生址 振。分歧網路的最大尺寸只要不超過行進波頻率的1/4、波 長即可。 此外於本發明當中亦包含，規定未滿行進中的頻 :1/::長的長度之分歧網路者。於不產生反射共振的條 下/、要於TEM模式中行進，則不會使電磁能量往外部 茂漏。亦# ’不存在來自於電源接地的電磁放射。如此； 完全解決EMI的問題。 '而方;強烈要求非常複雜的分歧者，則存在著製程 315438 22 1252580 變得十分複雜的缺。iL ^ 線路的分歧部上一： 考慮於電源接地配對傳輸 :电谷态傳輸線路附加於其上下線路之 厂曰Ί ’以直流電jx且决土 —禮束去除流通於該處所的-部分高頻電流之 方法。弟18圖乃顯示此。 的斜t 18圖⑷係顯示，電源接地配對傳輸線路的分歧部 50的1圖’弟18圖（B)係顯示，原電源接地配對傳輸線路 50的剖面圖。於M 1S、此^ 、 圖（A)虽中，原電源接地配對傳輸線 』不2條分歧電源接地配對傳輸線路51、52，而 圖式容易明冑，因此於圖式上省略分歧電源接地配 對傳輸線路5 3。 ^為了吸收於原電源接地配對傳輸線路50上流動的衝 擊波性的行進波的古相士 、 波的冋頻成分旎1，只有將之轉變為熱能的 方法。亦βρ，只有插入直流電阻的方法。但是卻無法 直流電流。因此，如第18圖所示般，於分歧端前方的原電 源接地配對傳輸㈣50的電源線5〇a及接地線5〇b之間， 插入互相鄰接的2個電容器電極81、82，再以電阻仏、 83b來連接電容器電極81、82之間。如此，於原電源接地 配對傳輸線路5G上流動的衝擊波性的行進波的高頻成 分’流入於電容器電極81、82。此高頻亦為行進波，流入 於电阻83a、83b並被吸收。而因為電容器電極81、82的 兩端為開放方式’因此於每次的重複反射，均會被終端電 ，來吸收’因此通過此的行進波的諧波成分，愈是高頻愈 是會被吸收。高頻成分的能量為於短時間聚集者，一般而 言為較小的能量。 315438 23 1252580 如第19圖所示般’為了防止行進波的反射，有必要具 備達到特性阻抗整合構 ^ #成亦即，必須使原電源接地配 對傳輪線路的線路實产，相 、又相較於分歧電源接地配對傳輸 Π52、53匯流後的線路寬度合計還細。這是因為設 电奋盗電極81、82，而使特性阻抗變小之故。 一此外，因為於電容器電極8卜82的終端上特性阻抗較 :，、因此有必要使線路寬度變寬。因此，如第Μ圖所示般， 必要於原電源接地配對傳輸線路5〇上，設置縮小部Μ 桉大邛8 5。關於此縮小部8 4及擴大部8 5的長度，為使 傳送延遲相較於行進波的起始時間&為延遲Μ的時間以 :二t 13圖至第17圖所示般，因為從整合後的傳輸線 路的刀歧匯流而減少諧波，因此該縮小部84及 的影響變少。 Θ 3 為了避免設置上述縮小部84及擴大部85所帶來的繁 可考慮如第2〇圖所示的構造。第2〇圖（Α)係顯示，於 曰日片内6又置電容器電阻電路的構造，第20圖（Β)係顯示， 於印刷電路板設置外接的電容器電阻電路的構造，第2〇 圖（C)係顯示第2〇圖（Β)的平面圖。 於第20圖（Α)、第2〇圖（Β)、第2〇圖（c)當中，原電 源接地配對傳輸線路50僅顯示分歧的2條分歧電源接地配 對傳輸線路51、52，而為了使圖式容易明瞭，因此於圖^ 上省略另一條分歧電源接地配對傳輸線路53。 於第2 0圖（A)的構造當中，於分歧端前方的原電源接 地配對傳輪線路50的電源線5〇a及接地線5〇b 〜叫，插入 315438 24 Ϊ252580 串聯的2個電容器91、92, 92的雷咀（η °又置串聯連接2個電容器9 i、 %的笔阻93 〇更詳細而古， 雷、、盾技从$° 9由縱向行94 ’來連接從原 電源接地配對傳輸線路5q 97 ^ ^ ^ ^ 〇 勺電/原 '、泉5〇a所拉出的拉出部 及私合态92的一邊電極，另_ 水、ά 方面’藉由縱向行96 ’ 來連接從接地線5Ob所杈屮的私山 、真千^ 斤拉出的拉出部95及電容器91的一 邊電極。電容器9丨、92雖鈥為樅闩姐* 雄然冯縱向構造，但是亦可於同一 層内為並聯的構造。 ★夕’於第20圖(B)的構造當中，於分歧端前方的原· 源接地配對傳輸線路50的電源線50a及接地線通之 間，插入串聯的2個外接的晶片電容器1〇1、1〇2,並設置 串料接2個晶片電容器1G1、1()2的外接電阻⑻。 第19圖及帛20圖的電容器的電容，只要為傳輸線路 的其部分的長度（相當於第20圖（c)的長度“的電容的5〇 倍以上即可，並不需太大的電容。於印刷電路板的尺寸下， 右特性阻抗為Ζ0ρ=1〇Ω的話，則線路寬度為〇5mm，配對 線路之間的絕緣層厚度為30 // m，於〇6〇3尺寸的晶片當中0 約1mm，因此，電容約〇.7pF。只要有一對電容器的電 容為35pF即可。 例如為1 0GHz(包含時脈頻率為相同或是還要高的譜 波）的行進波的情況下，阻抗Z為1/(2ττ X 10Gx 3 5p卜〇_45 Ω ’變成附加了高頻在此幾乎都被消費成熟的分歧電路。 頻率為1 GHz等級的話，則只要電容器的電容為長度L的 傳輪線路的電容的500倍即可。因為晶片内的l極小，因 此晶片内的電容器必然為更小。而電阻只要與Z等效即 3]5438 25 1252580 可，但為了防止瞬間發熱，可於特性阻抗z的約1〇〇倍左 右的50Q的範圍内調整。 凄做為吸收於原電源接地配對傳輸線路5〇上流動的衝 袋波丨生的仃進波的高頻成分能量用之更佳的構造，有藉由 方向性結合器11〇(方向性耦合器)，來排除原電源接地配對 傳輸線路5G内的高頻行進波，而於該結合器的終端上設置 :合】阻之構造。第21圖乃顯示該構造。m⑷係顯 不口又置了方向性結合器110的電源接地配對傳輸線路μ 之平面圖，第圖⑺）係顯示，沿著第21圖（八）的χ_χ 之剖面圖。 Ί 與分歧為分歧電源接地配對傳輸線路5i、52之前的肩 電源接地配對傳輸線路50鄰接，來設置方向性結合器" no °方向性結合器11G亦與以原電源接地配對傳輪線路 5〇相同構造的配對線路所構成，並僅僅以間隙g與原 接地配對傳輪線路50相隔來設置。原電源接地配對傳二 路50及方向性結合器11〇埋設於絕緣層ιη内。此外γ於 方向性結合器110的配對線路之間，連接著終端電阻^ 根據此構造，只有高頻能量往方向性結合器"Ο流。 出，而直流從原電源接地配對傳輸線路5〇，以不產生：、、、 的方式通過，連接於分歧電源接地配對傳輸線路$ 1^成 之驅動器。於本實施型態當中，3以虛擬而線 方向性結合器的一例。相對於此線路的導體厚度〖，口 - 間隙g為相同或是較其為小的話，則GHz頻率能量會;要 向性結合器1 10移動。 玲 方 315438 26 1252580 取後，參照第22圖來說明，原電源接地配對傳輸線路 夕到達原電源的部分。為旁通電容器之晶片電容器120乃 1數連接於原電源接地配對傳輸線路5〇的終端之多數的 鳊子上。亚導出其一部分的電源線50c及接地線5〇d，經 由电解電容器121等大容量的電容器，連接於圖中未顯示 的電源電路。 、、 二/田然，可以採用嵌入電容器來取代晶片電容器1 2〇， 二2用於LSI晶片當中，以設置於半導體内具備均質的連繼 妾而子之電谷為列來連接的方法。晶片電容器1 的電容 ^ W至100nF左右者，並配置於多數的端面全體上，就 -來看可配合供應目的地的最大電流容量，如此的以往 的概念已非常足夠。 帝接下來，於上述構造中來考慮電磁行進波。以連接於 原甩源接地配對傳輸線路5 0的驅動電晶體的切換速度來 吸2也何，以該驅動電晶體的ON電阻RQn及Vdd，流動所 、疋之弘/’丨L I— v/2〇〇 Q =5mA。此只要小於最大容· ° 爪max~=20mA，則即使電晶體的切換 如何的^快’也具備對應性。若目前驅動電晶體是以30PS 來切換的居’則電流梯度di/dt為di/dt = 5mA/30ps = 0.17x 10 A/s因此於附有上述0603型的Ls = 270pH的晶片電容 器 120去中，v __ 田 dr°p=46mV/驅動器，而無法驅動多數的驅動 電曰曰體第23圖（A)係顯示，驅動目前附有終端電阻5〇Ω 的接收電路的電流的情形之模式性圖式。 方、小於最大容許電流Imax的條件下，陡峭變化的波 27 315438 1252580

形乃直接傳達至原電源接地㈣傳輸線路50,而由於在分 ::大配線層當中所重複進行的反射’而產生能量的時： 擴大’因而如第23⑻圖所示般，可容易想像出㈣㈣的 ^以上。’然而，即使於如此的情形下，亦可保持TEM 杈式，於較粗的配線上電荷分布也變薄。 於第22圖的原電源接地配對傳輸線路5()的^ 中，以做為旁通電容器的5個晶片電容器12〇來接收電：， 因此電流被分割為1/5,以i個晶片電容器12〇來看的電 流梯度變成 di/dt=lmA/30〇ps = 3.3x 1〇6A/s。 在此的電壓降低Vdr。疒（3 3χ 1〇6a/s)x 9 mV，於如此的較低的值之下不成問題。即使多數的驅動電 晶體隨機的將如此的行進波獨立送出終端，合成波反而合 被均化而不會產生問題。而於重新設定等的“位元的同時 切換之際’亦會因分歧網路的稍許的非對稱性造成偏斜， 而出現10位元同時切換的程度問題。而於上述計算例子當 中，Vdr。广o.9mVx 10=9mV，並*會產生問題。而先前的田 V则的計算例子當中，即使64位元的供應能量不產 生偏斜地傳達至原電源，亦不會產生問題。 於行進波行進至原電源之際，成行並準備接收的晶片 電容器12G的特性阻抗，要如何來看待呢？於實際上非常 寬廣的面積上電源接地配對正進㈣合，因此該特性阻抗 非常小，僅僅為數十至數百W等級。到達原電源的原電 源接地配對傳輸線路50的特性阻抗為數〇，幾乎產生負的 全反射。 315438 28 1252580 亦17 、對方、阿頻旎置可視為在短路端。電流以消除行 進波的方式來逆·’而因應電流行進波的電壓降低則成為 高電壓波形，ϋ消除電壓降低。如此的行進波朝著驅動器 ，進巾達到對原電源接地配對傳輸線路5 G的L c梯型電 的不足％荷的累積進行充電的功能。此時，了謂波亦不 會紊m荷能量_方面保持不會往原電源接地配對傳輸 線路50的外部茂漏的電磁波狀態，一方面可進行充電。 接下來，說明其他的電源供應構造。較粗的配線的折 背設計較難。可採用儘可能的避免匯流，並直接通過較細 的電源接地配對傳輪綠改，曰# = 少 1 ^綠路，取後再以較粗的配線來集成之 条件帛24圖係顯不，提供如此的電源供應構造之覆晶 ⑽P Chip)的圖式，第24圖⑷係顯示覆晶的佈線圖，第 24圖（B)係顯示部分擴大圖。 晶片130上的鄰接配對線路ΐ3ι # ’由電源線及接地 線互為鄰接配置所槿点 構成亚以外部4分割x 4的取出構造 來連接。為了圖的簡俤，只少』 乃’略了用於匯流的配線。第2 4 圖（Β)係顯示一部分的取屮 1刀的取出圖式。如第24圖（Β)所示般，晶 片1 3 0上的鄰接配對線 路13丨乃猎由行132，從晶片130 的内層配線取出，省略該内層配置。 然後，鄰接配對狳玖，。^ 卞、、、裏路1 3 1通過各個突起j 33，連接於 各個分歧電源接地配對傳於 寻輸線路1 34，然後此各分歧電源

接地配對傳輸線路丨3 4 A 再〃 k粗的原電源接地配對傳輸線 路1 3 5匯流。 晶片1 3 0的周圍的？ ^ 阗的2仃的突起136為用於信號線者， 315438 29 1252580 雖然配置了一般的配線，作 i在此僅頦不突起〗 配線。如第24圖（A)的下方所—& ’ J卜万所不的剖面圖般，曰 的鄰接配對線路1 3 1採取吾宫 日曰 Μ…磁 取長見比例較大的相對面為變得較 大的配線構造，此僅僅顯示一例。 艾亍罕 從第24圖當中可辟立 + «英… 付知，電源接地配對傳輸線路若是可 f者繞的活，則較為理想的 疋1廉j犯的以分離的狀態，拉 到原電源的附近。從晶片^^ ψ 曰曰片拉出的電源接地配對傳輸線路， 已於晶片内進行分歧及匯、 士 /瓜，而使侍行進波電磁能量產生 0守間分散，或是於分歧雷交哭a 夂电奋态當中被吸收能量。於第工9 圖、第20圖、第21圖當中， ^ 口田r乃在此接收電源接地行進波， 之後的連接可直流性連接，或是如第22圖般之從某一個地 出仁疋而，主思的疋必須具有能讓平均電流足夠流動 之導體的剖面積。 ^接下來，針對晶片13G内的電路及配線來說明。在此 已顯示依據Nit道型驅動電晶體之驅動電路，但是於第^ 回斤示般之CMOS驅動态或是其他電路當中，相同的亦可 僅考慮電源接地配對傳輸線路的連接部。 各第25圖係顯不，驅動·接收電路的電路圖例。於同圖 田中CMOS驅動器14〇為，由p通道型M〇s電晶體141 及N通逼型M0S電晶體142所組成的CMOS反相電路， 電源接地配對傳輸線路143連接於該電源·接地端子。 此外’信號接地配對傳輸線路1 44連接於CMOS驅動 為1 40的輸出·接地端子。於信號接地配對傳輸線路丄44 的L號線及CMOS驅動器14〇的輸出端子之間，連接阻尼 30 315438 1252580 電阻1 4 5。 此外，終端電阻146連接於信號接地配對傳輸線路 144。信號接地配對傳輸線路144連接於差動接收器丨5〇 的差動輸入電晶體151、152的閘極。而來自於其他的電源 接地配對傳輸線路153的電源，被供應至差動接收器丨5〇。 於第25圖的驅動.接收電路當中，因為即使於晶片 130内亦具有相對較長的信號線，因此有可能超過信號頻 率成分的1/4波長。因此，從抑制反射共振及防止rc延 遲來看，有必要於1GGHz的數位信號位準當中以信號線 為傳輸線路，並附加傳輸線路整合電阻。 種方去為，於差動接收器i 5 〇端的前方附加與信 號接:二對傳輸線路144整合好之終端電阻146，並藉由 吸收此置亚做為熱能加以發黄文，來抑制信號反射為〇。若 為未附加、、、冑ρ且i 46的構造的言舌，則只要使連接於 CM〇S驅動器140的阻尼電阻145與CMOS驅動器14〇的 Ο pn 〇 °η的串聯電阻，與信號接地配對傳輸線路1 44的 特性阻抗相等即可。 ^ ^ ^才因為於差動接收器1 50端產生全反射（因為接收 ^ ^ 勺電谷，因此實質上為全反射），因此變成2 ^ ^ 曰 者，因為所有的信號產生全反射，因此具備 1將能量往Φ π , 此处旦 對傳輸線路143傳回的優點。 二肊里傳回於-般的電源接地連接當巾，乃增加電源 接地的複雜異無 .B ^ , 為ΤΈΜ a、 ，一疋於此驅動·接收電路當中，僅僅成 丁進波，因此不成問題。接下來考慮於如此的電路 315438 31 1252580 當中需要多長的配線。在此楚本一 在此弟1表頦不較長配線，亦gp 1/4波長的計算。以電磁波速h別來表示。以 pr來表示。在此’ c〇為真空中的光速，"為包0 路空間的絕緣材料的相對導磁率，“同樣為相對介電二 數。 包吊 [第1表] 對應晶片内配線的頻率夕虛执—乂奎仏合 -_-應叹疋傳輸線路^度的最小值 脈衝頻率 [MHz] 相當於正弦 波之諧波 [GHz] ν=1χ 1〇8 [m/s]的（1/4) λ線路長[m] ν=1.5χ 1〇8 [m/s]的（1/4) λ線路長[m] 的最小值 [m/s]的（1/4) 上！^長[m] 5 0.05 —-~~-~~~_ 0.5 0.75 ~ 1 ----- 10 0.1 0.25 0.375 ^ 0.5 50 f\ fm 0.5 0.05 0.075 0.1 80 〇.¥~~ 0.03125 0.0375 0.0625 ------ 100 -- 1 0.025 0.0375 ^ 0.05 300 —-- 3 0.008325 0.012485 0.01665 500 —--- 5 0.005 _____________ 0.0075 0.01 1000(lGHz) —--- 10 0.0025 0.00375 ----- 〇T〇〇〇5 ---- 10000(10GHz) 100 0.00025 0.000375 100GHz 1000 25 // m 3 7.5 // m 5 0 /z m --------- 接下來依循第26圖來說明脈衝波形的性質。脈衝可以 正弦波的合成來產生。藉由於基本正弦波上具備3倍頻率 的25%左右的正弦波、5倍的約1〇%的正弦波、數％的7 倍諧波、1 %左右的諧波，來概略形成脈衝波形。轉換率 (Slew Rate)愈高，高次的諧波成分愈大。 就一般而言’即使於較小能量的諧波，若是於共振條 315438 32 1252580 件下’則能量會累積並達到無法忽視的大小，因此在處理 1 GHz的脈衝之際，有必要考慮10GHz(脈衝時脈頻率的1〇 倍）的正弦波。若以此觀點來看，於第1表當中，以第2行 相當於的正弦波為基準來考慮，則得到左邊第1列的時脈 頻率。 於1GHz時脈頻率當中，配線長度於si〇2内為5mm。 於 2002.2 的 Symposium on VLSI Circuit 的英特爾公司 (Intel)的論文（D. Deleganes，et al，“Designing a 3GHz， 130nm，Pentium 4 Processor，” 2002 Symposium on VLSI Circuit Digest of Technical Papers，CDROMO-7803-73 10- 3/02, 2002.2)當中，是以晶片内的配線限制於16mm以内 末α又。十此資料乃做為證明的資料（Pentium為英特爾公司 的註冊商標）。於10GHz的脈衝當中，配線長度為〇 5mm。 於10GHz當中，處理與100GHz的RF電路相同的頻率， 相較於處理單獨正弦波或是窄頻正弦波的RF設計，處理 合成波的設計相對較難。 制。所有賴電路區之間的配線（將此稱為跨區配線），必 須為第4圖或是第25圖所示之傳輸線路構造。並且所有設 計必須從配線開始設計。 於以上的前提條件下，必須限制晶片上的配線設計， 於以彺的CAD工具上所可以進行的—般的集中常數電路 6又计當中，所設計出的電路區（功能區）的最大配線長度必 須為〇.5mm以下，因此功能區的規模受此配線長度來限 電源接地，可以如以往 以往設計的集中常數電路區的 315438 33 1252580 的設計，而從該隹忐米 欠豕木中书數電路區拉出的電源接地線，可適 :本U的構造。亦即’作為電源接地配對傳輸線路，需 。 思特丨生阻抗一方面擴大匯流。適用於跨區配線的 驅動#收區的電源系統均適用本專利的構造，此外，當 4可以直接連接於電晶體的源極或是沒極。 尤其疋日守脈分配電路，不僅信號線的對稱構造傳輸線 路化（命J ·樹狀構造），而且電源接地配對傳輸線路亦為 對稱構造，並包含使時脈偏斜最小化者。 _ 、斤於使晶片内匯流的較粗配線結束並直接連接之際，可 於第22圖般之較粗的電源接地配對傳輸線路的配線端 面上，以嵌入的方式連接晶片電容器j 2〇。此晶片電容器 120可為，形成於晶片内的pn接合電容器，而較理想為金 屬相對電極構造的電容器。理由如上所述般，這是因為叩 接合電容器内的載子速度較慢之故。 ^以上乃針對配線構造詳細說明，於驅動電晶體1 〇内使 電磁波平順的行進的情況，對與上述配線構造配合來獲得_ 可對應高速信號的電源供應構造是極為重要的。因此，關 於針對第3圖的驅動電晶體丨〇的構造進行改良後之驅動電 晶體10A的構造，乃參照第27圖來加以說明。 於第3圖的驅動電晶體10的構造當中，電源接地配對 傳輸線路20的接地線23接觸於汲極側的p +層7，信號接 地配對傳輸線路30的接地線32接觸於源極側的p+層8。 就此點雖相同，但是於第27圖的驅動電晶體1〇A的構造 當中，P+層7及P+層8乃介由設置在從汲極層3至源極 315438 34 1252580 層4為止的區域下的p+^ P+層⑽是以較p#2相連結這點有所不同。 相較於P钟2呈古έ 1门的滅貝，辰度的擴散層所形成， 呀」具有較低的電阻。 苐2 8圖係顯示此驅動電曰興沾盆士広 地配對傳輸線路2〇的接Μ曰曰體的基本原理。因為電源接 3 〇的接地線D « 、、泉2 3與信號接地配對傳輸線路 此一曰:丄疋以低電阻的Ρ+層7、8、16。來連結，因 電流路徑_，qT/⑽狀態且通道區域反轉而形成 槿？ 則可於所有的部份上維持傳輸線路構造。 &上的特性阻抗較理想為與源極側的傳輸線路整 & ’但不見得需要整合條件。這是因為極短距離之故。此 外’弟27圖的及極層3及源極層4，與p+層⑽ 距離d亦可為此外，因為不需要P+層⑽下方的半的導 體’因此亦可採用絕緣物層構造，亦即s〇i(siiic〇n〇n nsulator、.、巴緣層上有石夕）構造。為了排除沒極層3及源極層 4下的pn接合電容，因此於汲極層3及源極層“與p + 層160之間的層可採用絕緣物來構成。再者，亦可^以金 屬來置換P+層7、8、1 6G °藉由此’電源接地配對傳輪線 路2〇的接地線23與信號接地配對傳輸線路30的接地線 32均以金屬成為一體化。總而言之，在此建議採用遵守第 2 8圖的基本原理的構造。 第29圖係顯示s〇I構造的cmos驅動器14〇的剖面 圖。此CMOS驅動器140的電路如第25圖所示。於絕緣 基板170上，形成P通道型M〇s電晶體141及^通道型 MOS電晶體142，於此絕緣基板17〇内，形成連接電源接 315438 35 1252580 號接地配對傳輪線路 地配對傳輸線路丨43的接地線與信 147的接地線之A1層m。 於此構造當中’有必要使d的厚度，達到源 層的擴散層深度的程度，但是因為產“η接“ ^及極 ⑽的優點消b因此d層較理想為絕緣層。此:广使 通道型細電晶體14以⑽之際，因為於輸出 = 附加終端電阻146,而使電荷完全無法移動，，亦即，。二 N通道型囊電晶體142成為不需要的電路，因此传 二用做為CMOS的優點’…驅動器侧設置阻尼電 ，可說是較為優良的設計。 ^ 再附加說明的話’由於輸人信號亦藉由配對傳輸線路 172來供應，而使該接地線成為輸出系統的接地，因 生閑極充電及間極下通道的形成，而使該下方的接地位準 取得平衡，故具有促進驅動電晶體l〇A的通道形成之優 點0 [發明之效果] 根據本發明的電子電路裝置 越 置 衣1 可挺供，具備能對應 GHz頻帶的高速信號的電源供應構造之電子電路裂 【圖式簡單說明】 :1圖係顯示，傳輸線路的LC梯型等效電路之圖式。 第2圖係顯示，電源接地配對傳輸線路連接於驅 晶體的構造之斜視圖。 第3圖係顯示，第2圖的剖面構造之圖式。 315438 36 1252580 弟4圖係顯示，驅動·接收電路的電路圖。 第5圖（a)至（d)係顯示，傳輸線路的各種構造之圖弋。 第6圖係顯示，往3個驅動器之電源供應構造的等效 電路圖。 、> 第7圖係顯示，以堆疊配對線路所製作之3個驅動哭 的電源接地配對傳輸線路的一例之圖式。 第8圖（A)及（BH系顯示，電源接地配對傳輸線路的匯 流點之電磁波行進模擬之圖式。

第9圖係顯示，3個驅動器當中之一先進行動作之際 之模擬結果之圖式。 T 第10圖（Α)及（Β)係顯示，於電源接地配對傳輸線路的 特性阻抗ZOps較小的情況的模擬之圖式。 第11圖係顯示，於驅動電晶Μ ON時機|生偏離的 十月况的模擬結果之圖式。 第12圖（A)及（B)係顯示，網路分歧配線的模擬結果之 圖式。 網路分歧配線的平面圖。 網路分歧配線的平面圖。 網路分歧配線的平面圖。 網路分歧配線的平面圖。 電源接地配對傳輸線路的9 〇。彎曲 第1 3圖係顯示， 第1 4圖係顯示， 第1 5圖係顯示， 第1 6圖係顯示， 第1 7圖係顯示， 構造之圖式。 第18圖(A)及(B)係顯示，吸收高頻能量的電阻電容器 電路的概念圖。 37 315438 1252580 面圖 弟1 9圖係顯示，吸你古冲首台t旦 及收问頻此里的電阻電容器電路 的平 第20圖⑷至（C)係顯示，吸收高頻能量的其他電 容器電路的概念圖。 第21圖⑷及⑻係顯示，具備方向性結合器的電源接 地配對傳輸線路之圖式。 第22圖係顯示，原電源接地配對傳輸線路的終端的構 造例之圖式。 第23圖（A)及（B)係顯示，驅動器的電流波形及經由電 源接地配對傳輸線路的電流波形。 第24圖⑷及（B)係顯示，覆晶（Flip Chip)中之電源接 地連接構造的一例之圖式。 第25圖係顯示，驅動.接收電路的電路圖。 第26圖係顯示，脈衝波形的分解（傅利葉級數）的說明 圖。 驅動電晶體構造的剖面圖。 第27圖的基本原理的電路模型圖 以傳輸線路構造所構成的CMOS .! 第27圖係顯示 第28圖係顯示 第29圖係顯示 動器的剖面圖。 [元件符號說明] 半導體基板 2 P阱 >及極層 4 源極層 閘極絕緣層 6 閘極 P+層 9a、 9b絕緣層 1 3 5 315438 38 1252580 10、l〇a驅動電晶體 20 21 電源接地配對傳輪線路 22a、 24 絕緣層 23a接續行 絕緣層 22 23 電源線 接地線 30 31 32 41 42 50 信號接地配對傳輪線路 信號線 接地線 31a 40 32a接續行 接收電晶體 電源接地配對傳輸線路 信號接地配對傳輸線路 原電源接地配對傳輸線路 50a、50C電源線 5〇b、50d接地線 51、52、53分歧電源接地配對傳輸線路 55、56、57驅動電晶體 58、59、60信號接地配對傳輸線路 61a至61e分歧電源接地配對傳輸線路 62 網路配線 63a、63b、63c分歧電源接地配對傳輸線路 6 4、6 5 a、6 5 b、6 5 c 網路配線 66 電源接地配對傳輸線路 67 分歧配線 71 2層配線 73 4層配線 76 反貫孔 70 1層配線 72 3層配線 74、75貫孔

電容器電極 315438 39 1252580 83a 85 93 95、 103 111 120 130 132 134 135 136 141 143 144 145 147 150 153 160 171 8 3b電阻 擴大部 電阻 97拉出部 電阻 絕緣層 晶片電容為 晶片 行 84 縮小部 91、92電容器 94、96縱行 101、102晶片電容器 110 方向性結合器 112 終端電阻 121 電解電容器 13 1 鄰接配對線路 133 突起 分歧電源接地配對傳輸線路 原電源接地配對傳輸線路 突起 140 CMOS驅動器 P通道型MOS電晶體142 N通道型MOS電晶體 電源接地配對傳輸線路 信號接地配對傳輸線路 阻尼電阻 146 終端電阻 信號接地配對傳輸線路 差動接收器 1 5 1、1 52差動輸入電晶體 電源接地配對傳輸線路 P+層 170 絕緣基板 A1層 40 315438

Claims (1)

1252580 拾、申請專利範圍： 1. 一種料置，係具備：隔著料層相對配置電沒 t及第1接地線所構成之電源接地配對傳輸線路，及屬 動，晶體，及藉由此驅動電晶體的輸出信號來驅動，j 隔者絕緣層相對配置信號線及第2接地 號接地配對傳輪轉敗二u、,、雨、 、〃，而上述電源接地配對傳輸線路# 〃原、、在直接連接於上述驅動電晶體的汲極層，同時上过 = = 傳輸線路的第1接地線連接於上述驅動 2.如申請專利範圍第i項之電子電路裝置，其中 號接地配對傳輸線路的配線長度，較上述^ 動作脈衝頻率的10倍譜波的1/4波長還長。體的 3·如申請專利範圍第1項或第2項之電子電路裝置，盆 中，。上述信號接地配對傳輸線路的信號線直接連接於上 述驅動電晶體的源極層， 路的第2接地線直接料於上;ΓΓ 對傳輸線 “申請專利範圍第3項之電子晶:中的基板。 源接地配對傳輸線路的特性阻抗，大於或是等 號接地配對傳輸線路的特性阻抗。 ' 述^ 5·如申請專利範圍帛i項之電子電路， 源接地配對傳輸線路的第1接地線i上述㈣接^也^電 ^傳輸線路的第2接地線，乃通過形成於上配曰 體的基板之低電阻層來連結。 勁包曰日 6.種電子電路裝置，係具備原電源接地配對傳輪線路> 315438 41 1252580 及從此原電源接地配對傳輸線路分歧之多數的分歧+ 源接地配對傳輸線路，及分別連接於該分歧電^妾地^ 對傳輸線路之驅動電晶體，及藉由上述驅動電晶體的輸 出“號來驅動之信號接地配對傳輸線路，及接收從該信 號接地配對傳輸線路所傳送來的信號之接收電路口 7·如申請專利範圍帛6項之電子電路裝置，其中，若以上 述分歧電源#地配對傳輸線路的數目4 η，卩上述原電 源接地配對傳輸線路的特性阻抗為z〇ps,並以上述分 歧電源接地配對傳輸線路的特性阻抗為時，則; 足 ZOpsg ZOpt/ng l.2Z0pS 的條件。 丨 8·如申請專利範圍帛6項之電子電路裝置，其中，上述多 ㈣分歧電源接地配對傳輸線路，係分別於多數的配: 上呈放射狀分歧而構成網路配線，而該網路配線連接於 上述原電源接地配對傳輸線路。 9_如申請專利範圍“項之電子電路裝置，其中，構成上 述網路配線的所有配線，為相等長度的配線。 1U•如甲料利範圍第6、7、8、9項中之任—項之電子 路裝置，其中，多數的旁通電容器連接於上述原電谓 地配對傳輸線路的終端’並且從該終端當中取出 源接地配對傳輪繞技 # ” 彻琛路於该電源接地配對傳輸線路的 源線及接地線之間連接電容器，而該電源接地配 線路進而連接於電源電路。 、9項中之任一項之電子 11 ·如申請專利範圍第6、 路衣置，其中，於上述原電源接地配對傳輸線路的分 315438 42 1252580 部附近，而於該分歧電源接地配對傳輸線路的電源線及 接地線之間，設置了由一對電容器及連接於該對電容器 的電阻元件所組成之電容器電阻電路。 12·如申請專利範圍第n項之電子電路裝置，其中，上述 對電容器具有與沿著上述電容器電阻電路傳向上述 原電源接地配對傳輸線路之傳輸方向的尺寸為相同之 尺寸之上述原電源接地配對傳輸線路的部分所具備的 電容值的5 0倍以上的電容值。 13.如I請專利範圍第6、7、8、9項中之任一項之電子電 =裝置，其中，於上述原電源接地配對傳輸線路的分歧 邛附近，β又置了由插入於該分歧電源接地配對傳輸線路 的電源線及接地線之間之一對電容器電極及連接該對 電容器電極之間的電阻元件所組成的電纟器電阻 路。 14·如申請專利範圍第13項之電子電路裝置，其中，形 於上述一對的電容器電極及上述原電源接地配對傳車 線路之間的私谷态，具有與沿著上述電容器電阻電路 向上述原電源接地配對傳輸線路之傳輸方向的尺寸^ 相同之尺寸之上述原電源接地配對傳輪線路的部分戶) 具備的電容值的50倍以上的電容值。 15.如：請專利範圍第6、7、8、9項中之任一項之電子 路I置，其中，於上述原電源接地配對傳輸線路的分 點附近，配置與該原電源接地配對傳輪線路鄰接並由 對線路所構成之方向性結合器，而該方向性結合器的 315438 43 125258〇 對線路之間係以終端電阻來結合。 6·如申請專利範圍第15項之電子電路壯 原電源接地配對傳輸線路及上述方置，其令，上述 y 吩汉上迷方向性結合器的間隔 寸係為構成上述方向性結合器的導體的厚度以下。 315438 44