TWI249311B - Algorithm for multiple-symbol differential detection - Google Patents

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TWI249311B TW092127879A TW92127879A TWI249311B TW I249311 B TWI249311 B TW I249311B TW 092127879 A TW092127879 A TW 092127879A TW 92127879 A TW92127879 A TW 92127879A TW I249311 B TWI249311 B TW I249311B
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Description

1249311 狄、發明說明： 〔發明領域〕 本發明係有關於通信系統之多重相移鍵控（MPSK)調變。特別是，本 發明係有_數位通信祕，其包括、但不限於分碼彡重存取（CD·) 系統。 〔發明背景〕 在省去技術中，通#接收器會使用兩種類型之多重相移鍵控（MpsK) > βρ : (coherentdetection) (differential detection)。在相干侧巾，這健㈣會侧—紐相位參考值，並與後 續符號相位比較·測實際t訊之相位。在絲侧中，兩連續符號之接 收相位制會進行處咖蚊實際資訊之她。脑做她參考值即是 兩連續符號之第-個符號相位，藉此，兩連續符號之接收相位差便可以計 算出來。雖然差分谓測可以省略這個接收器之載波相位參考值處理，但是， 在-給料魏差率之情況下，差分制卻需要—較高之信號雜訊比 (SNR)〇 在-相加性白高斯雜訊（AWGN)頻道中，當實施簡易性及堅固性之; 量勝過接收H靈敏度效能之考量時，差分侧係優於相干制。另外" -相干解調參考錢難以產生時，差分_會優於相干偵測。在多動 移鍵控（祖）調變之差分_中，這個傳輸器首先會差分編碼輸入械 資訊，隨後再比較連續符號間隔之接收相位以實施解調。因此，為適〜 作，這個接收載波相位參考值，至少在兩符號間隔中，應該要維持一致 1249311 多符號差分偵測（MSDD)會使用不止兩個連續符號，並且，相較於僅 使用兩個連續符號之習知差分偵測（DD)，可以提供較佳之誤差率效能。 如差分偵測(DD)所示，在處理之連續符號間隔中，多符號差分偵測(MSDD ) 之接收載波相位參考值亦應該要維持一致。 多符號差分偵測（MSDD)及多符號偵測（MSD)之詳細說明可見 於·· "Multiple - Symbol Differential Detection of MPSK，，（ Divsalar et al·，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS，Vol. 38, No. 3，March 1990) 及”Multiple—Symbol Detection for Orthogonal Modulation in CDMA System” (Li et al· ’ IEEE TRANSACTIONS ON VEHICLULAR TECHNOLOGY，
Vol· 50，No. 1，January 2001 ) 〇 習知之多重相移鍵控（MPSK)多符號差分偵測（MSDD)將配合第i 圖及第2圖詳細說明如下。第1圖係表示具有一多重相移鍵控（MpSK)信 號序列r之一相加性白高斯雜訊（AWGN)通信頻道1〇1，其中，這個多重 相移鍵控（MPSK)信號序列r係具有一接收器11〇接收個連續符號ri， h，…，rN。符號rk係表示這個長度N序列r之第k個成分，其中，。 符號仏之數值乃是等式（1)表示之一向量，亦即： rk= (2Es/Ts) 1/2.^k^k+nk 等式（1) 其中，Es表示符號能量，Ts表示符號間隔，+k表示傳輸相位，其中(一 1)1/2。數值nk表示經由具有零平均值之一固定複數白高斯雜訊處理計算出 來之一取樣。數值ek表示這個頻道加入之一任意隨機頻道相移，並且，這 1249311 〔圖式之簡單說明〕 第1圖係表示一接收器之一頻道符號串流； 第2圖係表示習知多符號差分偵測（MSDD)演算法2〇〇之流程圖； 第3A圖係表示降低複雜性之多符號差分偵測（MSDD)演算法3⑽之 流程圖； 第3B圖係表示第3A圖步驟302之詳細流程圖； 第4A、4B、4C圖係表示降低複雜性之多符號差分偵測（Msdd)演算 法300之實施方塊圖； 第5圖係表示習知多符號差分偵測（MSDD)演算法2〇〇之可能相位序 列表格；以及 第6圖係表示習知及簡化多符號差分偵測（MSDD)演算法之符號誤差 率效能之比較圖。 〔較佳實施例之詳細說明〕 第3A圖係表示一種多符號差分偵測（MSDD)演算法3〇〇，這種演算 法300係利用子集合搜尋觀念，進而降低習知多符號差分侦測（MSDD)演 算法200之搜尋複雜性。首先，在步驟3〇1中，觀察N個連續符號仏，其 中’ lSkSN—1。接著’在步驟302中，由習知多符號差分偵測（msdd) 演算法200之Mn 1個相位預測之完整集合中，選擇sn-i個相位差預測序列 {βι ’ β2，…’ βΝ-ι}集合以做為最佳預測。請參考第3B圖，步驟3〇2係進 一步詳細說明如下。在步驟302A中，啟始接收信號〇會選擇為一參考值， 11 l24931!
轉以決定這個信號Γι及後續信號rk間之相位差。在步驟3〇2B中，經由M 個可能相位{2π/Μ，m=〇，；1，··_，M-1}，選擇s個相位差預測—， k …’ βΜ (lSkSN—1)之一小候選子集合，其中，1<S<M，且s係預· - 定的。這s個選擇之相位差預測數值係最靠近實際相位差Δ((^。為了得到相- 位差預測之最靠近數值，各個相位差預測Pk會施加於習知差分偵測（DD) 表不式h+i^e’kl2，藉此，產生最大數值之s個相位差預測{^，&，...，
Pks}便可以進彳于選擇。加入這個符號一符號之差分偵測（dd)處理步驟（步 驟302B)，這種演算法300可以視為多符號差分偵測（MSDD)及差分偵測 春 (DD)處理之組合。在步驟3〇2C中，現在總共有個集合之最佳相位 差序列，其中，Pk={Pkl，Pa，…，Pks}。再回到第3A圖，步驟3〇2之結 果為SW個序狀相位{Ρι，&，·.·，Pn_i}。這些乃是最可能之候選相位差。 也就疋說’ p〗之s數值係最靠近實際相位差Δ(ρι，卩2之s數值係最靠近實際 相位差Δφ2，以此類推。 在步驟303中，Sn-i個可能相位差序列{ρι，&，…υ均會嘗試於
表丁式Ιη + Ση^2 rmei|2。這些集合之候選相位，相較於習知多符號差分 偵測（MSDD)演算法200，會具有較少數目，因為s<m且sN_i<mN—丨。 田S非常小時，欲搜尋相位差序列之數目亦會變得非常小，進而大幅鮮 其複雜性。舉例來說，當s=2，N=4，M=4時，總共會有八個集合之 位差序列。這她目會遠小於胃知歸縣分侧（M咖）演算法2 之六十四個相位差相子集合，如第5騎示。 、 在步驟3〇4中’步驟303得到之最大向量會決定最佳相位差序列{βι 12 1249311 是乘法器418，419輸出之乘積rk+Ie—jpld及rk+1e-jpk2。 決定電路402及403具有與方塊401類似元件之並聯集合。決定電路 402具有延遲方塊420,421，其容許參考符號rk及符號rk+2之處理，藉此， 決定方塊427便可以選擇候選相位差ρ2={βυ，βΜ}。同樣地，方塊403具 有延遲方塊431，藉以容許決定方塊437選擇參考符號rk及符號rk+3之候選 相位差P3={pk5，pk6}。加法器404係相加方塊401，402，403輸出（利用 開關450，451，452交替）及參考符號rk之組合。因為s = 2，開關450， 451，452產生的相位差序列{Pl，p2，p3}總共有/ = 8個組合。決定方塊 405則是選擇最佳相位差序列{βι，β2，β3}，亦即：產生最大總和的相位差 序列{Pi，Ρ2，Ρ3}。 第6圖係表示十六等分相移鍵控（16pSK)之符號誤差率（SER)效能， 中S 2且’符號觀察長度n=3 ’ 4 ’ 5。如第6圖所示，降低複雜性 之多符號差分偵測（MSDD)演算法300 (S = 2)與習知多符號差分偵測 (MSDD)演算法200 (S = M)會提供幾乎相同之效能。這是因為··多符 號差分偵測（MSDD)演算法300僅會在向量rk+ie-jPk (BhN—丨）及ri 間之兩個最靠近相位帽擇—個她，藉以最大化等式⑹之統計數值。 因此’當2<S<M時，多符號差分躺（MSDD)演算法300的效能基本上 會與s=2時的效能相同，亦即：增加演算法之複雜性至s〉2當無實質 幫助。因此，最佳結果將可以則最簡㈣實施方式（s = 2)得到。 第1表係表示演算法300 (s = 2且符號觀察長度N=5)與演算法· 之複雜性比較。其中，法勤之欲搜尋相位差序舰目將可以大幅降 1249311 低，進而得到更有效的處理速度。
第1表 Μ 調變 演算法200之搜尋 相位差序列數目 (ΜΝ-” 演算法300之搜尋 相位差序列數目 (SN-1) 降低因 子 速度因 子 4 4PSK 256 16 16 12 8 8PSK 4096 16 256 229 16 16PSK 65536 16 4096 3667 15

Claims (1)

  1. Ϊ249311 拾、申請專利範圍： 1. 一種多符號差分偵測相位評量多重相移鍵控（MPSK)通信資料之方 法，其包括下列步驟： A) 觀察N個連續符號riSrN之一接收集合，各對連續符號係具. 有Μ個相位中之一相位差，其中，M>2 ; B) 基於N_1元件之選擇序列，其表示由該集合(2ak/M，k …Μ 1)選擇之可能相位差序列，評量n個連續符號巧至〜之 該接收集合；以及 c) 選擇SN—1個相位序列形式(P2i，P3i，···，PNi)，其中，i=1至 S ’藉以評量該符號集合，其中，。 2·如申請專利範圍第1項所述之方法，其中，步驟B)之評量更包括： 預測第-符號g各個其他符號rk(k=2至N)間之一相位差；其中，步 驟c)之選擇更包括：在該集合(27ck/M，k=〇小…，中，為每 一 k選擇該Μ個相位之S個最靠近相位知至pks，其係表示式丨㈣❻ \丨產生s個最大數值，進而得到s個相位差之個集合，該方法更包 括： D)嘗試步驟⑹之Sn]個相位序列於表示式丨^ + ^~气—1|2並 選擇產生最大結果之相位相，藉以蚊最佳相位差相(n，…，知— 1)。 3:如申請專利範圍第2項所述之方法，更包括： )由步驟（D)之最佳相位差序列，決定_傳輸資訊相位差序列之 一預測；以及 16
    1249311 F)利用Gray解映方法，決絲位資訊位元。 4.如申請專利範圍第3項所述之方法，其中，步驟⑻之献更包括： 利用關係式，其中，心（㈣至^)表示步驟⑼. 之最佳相位差序列’並且，△“麵該傳輪資訊她差序列之該預測，藉 以計算該預測。 5·如申睛專利耗圍第2項所述之方法，其中，㈤，且兩最靠近相位 係被決定。 6.如申請專利範圍第2項所述之方法，其中，μ=4，Ν=4，且s=2， 該s個相位pkl至3ks係由該集合(Q，π/2 n/2)麟，藉以產生&ι 個相位集合： {P21 ’ P31，P41} {P21，P31，P42} {P21 ’ P32，P41} {P21，P32，P42} {?22 ’ P31，P41} {P22 ’ P31，P42} {P22 ’ P32，P41} {P22 ’ 卩32，P42} 7· —種多符號差分綱n個連續rk符號（]：1至ΓΝ)之系統，適用於一 通信接收器，各對連續符號係具有Μ個相位中之一相位差’其中，Μ>2， 該系統係包括： 17 1249311 U」丄 N—1個並聯選擇電路，分別由I 田™集合(βΐς^^πΙ^/Μ，k=0，1，…，Μ 1)中’產生s個候選相位^_鱼, &相1之集合，其中，1<S<M，各個選擇電路係包 括： 延遲元件，容許該等連續符號之評量； Μ個乘法器，產生並聯乘積（仏）（一阳入 -決定το件，選擇S個候選相位，其係產生表示式丨丨2之 S個最大數值；以及 S個乘法器，產生乘積U+i)(e-jP，k)，其中，i==i至n，且，Ρκ 表示S個選擇候選相位之一； 一加法器，相加該Ν—1個並聯選擇電路之乘積輪出；以及 一決定元件，評量該Ν—1個並聯選擇電路之Sn-i個相位序列，以及，選 擇產生最大乘積數值之相位序列。 WW n 101 1/8 rl Φ 9 Φ rk-i rk rk+i rk+2 第ΐ ,重
    200 201 110〆^ 觀察N個連縯符號ri，r2，r3，. ...9 TfsJ i 202 203 204 205 第2匱 決定個相位尊序列{4ΐ，碑2,…，} 之可能集合，各娜众乃是來自Μ個相位{27rm/M m=〇，1，…，Μ·】} “=1，…，N-1)之集合 應用各個可能相位差序列至表示式 藉以得到MNM個數値 η m-2 決定在步驟203產生最大數値之 相位差序列柳'，άφΑ2，…，（ΐφν^} 經由步驟204之序列決定最終資訊相位序列 及，利用Gray解映方法決定相位資訊位元 19
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