JP2008537376A - 特別に設計された符号化された信号を受取るための回路構成および方法 - Google Patents
特別に設計された符号化された信号を受取るための回路構成および方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008537376A JP2008537376A JP2008502269A JP2008502269A JP2008537376A JP 2008537376 A JP2008537376 A JP 2008537376A JP 2008502269 A JP2008502269 A JP 2008502269A JP 2008502269 A JP2008502269 A JP 2008502269A JP 2008537376 A JP2008537376 A JP 2008537376A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- code
- filter
- codes
- signal
- autocorrelation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/10—Code generation
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
- G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
- G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
- G01S13/284—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
- G06F17/10—Complex mathematical operations
- G06F17/15—Correlation function computation including computation of convolution operations
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J13/0011—Complementary
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Mathematical Analysis (AREA)
- Mathematical Optimization (AREA)
- Pure & Applied Mathematics (AREA)
- Computational Mathematics (AREA)
- Data Mining & Analysis (AREA)
- Software Systems (AREA)
- Databases & Information Systems (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Algebra (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
受信目的のため相関フィルタのフィルタ出力において最適に圧縮された狭いパルスピークを達成するため、2進符号の自己相関関数の、干渉する次極大はできるだけ小さくなければならない。この発明は、受信フィルタにおける評価によって、受取られるシーケンスから、関連付けられる相補的信号符号を発生するよう用いられる、特別に設計された信号符号を用いる。後に続く、受取られた信号符号および相補的信号符号の自己相関関数の並列形成は、反対の数学的符号を有する次極大を示し、したがって、フィルタ出力における加算中において0に等しい次極大を有する所望される完全なパルスピークをもたらす結果となる。
Description
発明の分野
この発明は、下流の符号化されたデジタルフィルタで、送られ受取られる2進信号の自己相関関数を形成するデジタルフィルタによって、特別に設計された2進符号化された信号を受取るための回路構成および方法に向けられるものであり、それによって、パルス信号形式の、狭いパルスピークへの圧縮に至り、したがって、ノイズからの検出またはノイズ信号に関する検出をそれぞれ改善し、低減された漏話を可能にする回路構成および方法に向けられるものである。
この発明は、下流の符号化されたデジタルフィルタで、送られ受取られる2進信号の自己相関関数を形成するデジタルフィルタによって、特別に設計された2進符号化された信号を受取るための回路構成および方法に向けられるものであり、それによって、パルス信号形式の、狭いパルスピークへの圧縮に至り、したがって、ノイズからの検出またはノイズ信号に関する検出をそれぞれ改善し、低減された漏話を可能にする回路構成および方法に向けられるものである。
現在の技術
ノイズからの理論的に最適な検出のために、および分解能と精度とを改善するために、および/または同期目的のために特別な信号形式を用いる相関フィルタが、長い間信号処理およびデータ伝送において知られてきた。連続的な変調(線形、二次、対数、周波数変調)および離散的な変調(PSK、位相偏移変調2進および多相)は信号形式として選択されてきた。たとえばW.S. Burdic, Radar Signal Analysis(レーダ信号解析), Prentice Hall, 1968年、193頁以降を参照されたい。
ノイズからの理論的に最適な検出のために、および分解能と精度とを改善するために、および/または同期目的のために特別な信号形式を用いる相関フィルタが、長い間信号処理およびデータ伝送において知られてきた。連続的な変調(線形、二次、対数、周波数変調)および離散的な変調(PSK、位相偏移変調2進および多相)は信号形式として選択されてきた。たとえばW.S. Burdic, Radar Signal Analysis(レーダ信号解析), Prentice Hall, 1968年、193頁以降を参照されたい。
すべての方法にとって、相関フィルタにおいて、信号を受信すると(ノイズまたは他の伝送エラーがない考慮)、自己相関関数(AKF)が、フィルタのパルス応答−これは(数学的符号を除く)送られる信号に対応する−と受取られる信号との間に形成されることは、一般的である。
さらに、2進符号化された信号を用いる際、相関フィルタは非常に単純になることも公知である。2進バーカー符号(W.S. Burdic, Radar Signal Analysis(レーダ信号解析), Prentice Hall, 1968年、189頁)は、主極大(Hauptmaximum)N(サブパルスまたは符号ビットの数)の次極大(Nebenmaximum)に関する理想的な圧縮比をフィルタ出力において得、それはN:1を意味し、N=13まで知られている。2進符号については、信号形式としてN:1の理想的なAKFに達する、13より大きいサブパルスの数Nに対してはどのような符号も存在しないことが証明されている。I.M. Ivanova, Yu, L. Ketkov,およびT.S. Yampol'skaya, On the existence of Barkercodes(バーカー符号の存在において), Izvestiya Vyssheishkoly, Radiofizika 3 (1960年)、391〜396頁、ならびにR. TurynおよびJ.E. Storer: On binary Sequences. (2進シーケンスにおいて) Proc. Am. Math. Soc. (1961年)、394〜399頁を参照されたい。それは、100と1000との間における所望されるより大きなビット数Nの2進符号はAKFにおいて常に干渉する次極大を示し、それは、誤検出または誤測定に至ることを意味する。これまで、干渉する次極大を、相関フィルタにおいて振幅において異なる符号評価によって抑制することが試みられてきた。この評価は2進値+1および−1とは異なり、各AKFに対し非常に完全に計算され設定されなければならないものである。たとえばA new algorithm to optimize Barker code sidelobe suppression filters(バーカー符号サイドローブ抑制フィルタを最適化する新たなアルゴリズム); Hua, Chen Xiao, Oksman, Juhani; IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems(航空宇宙空間および電子システムにおけるIEEEトランザクション)(ISSN 0018-9251)、26巻、1990年7月、673〜677頁を参照されたい。
PNシーケンス、特にゴールドシーケンスは、同期データ伝送のために用いられ、なぜならば、周期的AKF(PAKF)はN対−1の主対次極大比を呈するからである。しかしながら、非周期的AKFならびにKKFおよびPKKF(周期的相互相関関数)は2Nの平方根よりも少なくとも大きい大きな次極大を示す。これは外乱および漏話へと至り、それらの適用の制限を意味する。
発明の概要
この発明の目的は、記載される種類の回路構成のために2進符号変調スキームを向上させることである。
この発明の目的は、記載される種類の回路構成のために2進符号変調スキームを向上させることである。
この発明のさらなる目的は、一方では、用いたい符号長がバーカー符号と比較して10倍から100倍大きく、他方では、最適なパルス圧縮を得るためにAKFにおける次極大が消えて同時に0になるように、新しい2進信号符号化を関連付けられるデジタル受信フィルタとともに用いることにより、記載される種類の回路構成を向上させることである。
この目的は、この発明に従って、独立請求項1および5に従う回路構成および方法により達成される。好ましい実施例は従属項に記載される。
この発明に従う信号符号を、デジタル受信フィルタにおいて、それぞれの関連付けられる相補的符号を用いることにより用いることにより、次極大が0に相殺される。ある符号発生方法に従うと、ビット長Nはそれぞれ反復して倍にされ得、次極大は0であるという特徴が維持される。
さらに、この発明は、相補的符号のシーケンスの対のうちの一方のシーケンスのみが送られる必要があることを可能にする。この発明に従うと、その対のうちの第2のシーケンスが受信機においてまず発生されるよう手段が設けられる。自己相関付けられた受取られた符号と自己相関付けられた相補的符号との和が受信機によって発生され、その結果、極大高さ(maximaler Hohe)の主極大が、次極大の相殺とともにもたらされる。ここにおいて、対のうちの1つのシーケンスだけが送られる必要があり、一方、対のうちの他方のシーケンスは受信機において発生されるということは、特別な関連性のものである。
この発明の符号発生方法に従うと、ビット長Nはそれぞれ反復して倍にされ得、そこにおいては、次極大は0であるという特徴が維持される:以下の、相補的シーケンスの部分集合は、新規な完全な相関一致されるフィルタに対して適切である。しかしながら、それらの合成は、既に、Golay(1960)およびWelti(1959)により与えられており、適用に関しては、Farley(1985), Hussain(1988), Darnell(1988), Luke(1992)によりさらに追求され提案されたが、しかしながら、以下に記載されるように、フィルタ回路におけるこれらのシーケンスの決定的な対称特徴を用いてはいない:
一例は、2つの4チップバーカーシーケンスの相補的対である:
一例は、2つの4チップバーカーシーケンスの相補的対である:
それぞれの相補的対を連続的に置くことにより、すべての長さ2nに対する任意の長い相補的対がもたらされる結果となる。図3は8チップの相補的シーケンスを一例として示すが、これは4チップバーカーシーケンスAおよびD′(D′はDの逆シーケンスを示す)からなる。4つの言及されたバーカーシーケンスまたはそれらの逆シーケンスの各々はこの発明に従って相補的対を伴う受信フィルタのための開始シーケンスとして選択され得る。
加えて、この発明は、受信フィルタにおいてパルス成形された信号を形成するための方法を提供する。第1に、信号符号が、形式+1、+1、またはそれから対称法
により導きだされる符号、または時間反転により発生される符号、または交互する数学的符号を伴う重み付けにより重複される符号、または直交成分の加算により発生される符号、または任意のサイクル状の偏移または同様の変換により変更される符号の搬送周波数信号とともに受取られるが、それは対称条件
をそれぞれ満たす。次いで、ある信号がその受取られた信号から分岐される。分岐された信号は、相補的符号を構築するため、交互する数学的符号で乗算される。その後、受取られた信号の第1の自己相関、および分岐された、受取られた信号の第2の自己相関(これは交互する数学的符号で乗算されている)が形成される。最後に、第1および第2の自己相関の結果が加算される。この方法はさらなる局面に拡大されるが、それらはこの開示から容易に認識されるものである。
加えて、ある伝送システムがこの発明に従って提供されるが、それはこの発明に従う方法を用いるものである。好ましくは、少なくとも2つの符号を伝送のために用い、次極大は、2つの符号の相互相関中は全く現れず、特に、用いられる2つの符号の相互相関は0
である。この伝送システムは、さらに、複素数値のシーケンスを用いることにより複数加入者システムとしても設計され得る。
である。この伝送システムは、さらに、複素数値のシーケンスを用いることにより複数加入者システムとしても設計され得る。
この発明は、特に、同期、システム測定技術、およびそれと並んで符号化されたアパチャを伴う線形アンテナおよびマルチアンテナシステムの分野において用いられ得る。
この発明のさらなる局面および利点は図面の説明から明らかとなる。
好ましい実施例の詳細な説明
図1aは、受信フィルタ入力において8つのサブパルスを含む、2つのパルスレベル0°および180°を伴う搬送周波数数のない、この発明に従う信号符号1のうちの1つを示す。サブパルスフィルタおよびD/A変換器2の後の受取られた信号の包絡線を、ここでは+1または−1として示される正または負のデジタル値として、送られた信号符号のフェージングに依って、シフトレジスタ3に記憶し、さらに時間において各サブパルス持続期間τを切換える。その後、フィルタ部4により、たとえば、図2の8ビット符号のためのスキームに従って、自己相関和
図1aは、受信フィルタ入力において8つのサブパルスを含む、2つのパルスレベル0°および180°を伴う搬送周波数数のない、この発明に従う信号符号1のうちの1つを示す。サブパルスフィルタおよびD/A変換器2の後の受取られた信号の包絡線を、ここでは+1または−1として示される正または負のデジタル値として、送られた信号符号のフェージングに依って、シフトレジスタ3に記憶し、さらに時間において各サブパルス持続期間τを切換える。その後、フィルタ部4により、たとえば、図2の8ビット符号のためのスキームに従って、自己相関和
が形成される。
この言及される信号符号は以下の内部対称特性を有し、それを、受信フィルタにおいて、次極大のない完全なパルス圧縮のために用いる:第1のサブパルス持続期間τの後、たとえば、第2の信号が図1aのシフトレジスタ3の点5において分岐され、代替的にフィルタ部6において+および−で重み付けされる。受取られた信号符号を交互する位相ジャンプの単純なシーケンスBi=+、−、+、−、+、−、+、−(またはデジタル値+1、−1など、または、たとえば、QPSKに対するL、0など)で重み付け6することにより、関連付けられる相補的符号Xiが、上記選択された最適な8ビット符号の例について送られた元の符号(図3のXi参照)に比して、負の次極大値そのものとともに形成される。図1aの、+、−シーケンスを伴う受取られた信号符号の重み付け6は図1に示されるように並列回路においてもなされ得る。
この言及される信号符号は以下の内部対称特性を有し、それを、受信フィルタにおいて、次極大のない完全なパルス圧縮のために用いる:第1のサブパルス持続期間τの後、たとえば、第2の信号が図1aのシフトレジスタ3の点5において分岐され、代替的にフィルタ部6において+および−で重み付けされる。受取られた信号符号を交互する位相ジャンプの単純なシーケンスBi=+、−、+、−、+、−、+、−(またはデジタル値+1、−1など、または、たとえば、QPSKに対するL、0など)で重み付け6することにより、関連付けられる相補的符号Xiが、上記選択された最適な8ビット符号の例について送られた元の符号(図3のXi参照)に比して、負の次極大値そのものとともに形成される。図1aの、+、−シーケンスを伴う受取られた信号符号の重み付け6は図1に示されるように並列回路においてもなされ得る。
+1、−1重み付けにより発生されるこの相補的符号に対するシフトレジスタ7およびフィルタ部8により形成されるAKFは図2の元の符号のAKFに関し相補的次極大とともに図4に示される有利な結果を有する。
図1aに示される、デジタルフィルタの出力の前にあるフィルタ部9は単純な和であり、つまり:
フィルタ出力=
AKF1=AKF(記憶される元の符号と相関付けられる受取られる符号)
+
AKF2=AKF(+1,−1の連続により乗算される受取られる符号=記憶される相補的符号と相関付けられる相補的符号)。
フィルタ出力=
AKF1=AKF(記憶される元の符号と相関付けられる受取られる符号)
+
AKF2=AKF(+1,−1の連続により乗算される受取られる符号=記憶される相補的符号と相関付けられる相補的符号)。
8ビット符号に対する結果は図5に示され、それは次極大なしで最適なパルス成形された受信信号をもたらす結果となる。
双方の符号、つまり8ビット符号(符号1=A)およびここに一例として記載される(+1,−1)重み付けからもたらされる結果となるその相補的符号(符号2=B)はそれぞれ最適な信号符号として用いられ得る。加えて、第3および第4の最適な8ビット符号が、第1および第2の符号の符号シーケンスを反転した時間順序で送ることにより結果としてもたらされる。したがって、第3および第4の最適な8ビット符号は以下のように読める:
−1,+1,−1,−1,−1,+1,+1,+1,(符号3=C)
+1,+1,+1,−1,+1,+1,−1,+1,(符号4=D)
サブパルスのそれぞれの倍にされた長さ16、32、64、128、256、512、1024…を伴う最適な信号符号は、反復的符号発生方法で、相補的符号のための対称法を用いることにより、および以下の態様において、それとともに、倍にされた長さに続くことにより、次の、より下のサブパルスカウントを伴う符号から生じる:
−1,+1,−1,−1,−1,+1,+1,+1,(符号3=C)
+1,+1,+1,−1,+1,+1,−1,+1,(符号4=D)
サブパルスのそれぞれの倍にされた長さ16、32、64、128、256、512、1024…を伴う最適な信号符号は、反復的符号発生方法で、相補的符号のための対称法を用いることにより、および以下の態様において、それとともに、倍にされた長さに続くことにより、次の、より下のサブパルスカウントを伴う符号から生じる:
上記のアルゴリズムで、最適な受信フィルタが,長さN=2または4で開始する長さN−1のそれぞれの最適な符号から任意の長さ2Nに構築され得る。有効帯域幅は、N個のサブパルスを伴う最適な相関符号に対しN倍に拡大される(Burdic,184頁)。したがって、パルス測定の分解能は因数Nにより改善され得る。回路構成の実施例は、再び、記載される例におけるように選択され得、対応するより高いビット数Nを取るだけである。
これまでの2進信号符号を用いる際におけるさらなる困難は、2つの異なる信号符号を用いる際に、相互相関が干渉する次極大を発生させるということである。逆に、2つの言及された符号1および4(A、D)は符号化の集合を記載するが、その相互相関関数は次極大なしでまさに0である。これにより、この発明のさらなる実施例において、各々図1aに従って対応する2つの受信フィルタを伴うビット長Nの2つの異なる信号符号の最適な分離された検出の可能性が与えられる。
2つのシーケンスAおよびDは直交シーケンスの集合を表現するのみならず、それらの相互相関関数も次極大を伴うことなくまさに0である。これは、さらに、直接的な負のシーケンスは負の主極大をフィルタ出力において送るという特別な特徴を伴う2つの逆シーケンスA′、D′にも当てはまるが、これは、包絡線曲線検出器の後において数学的符号を得るための差分符号化の前提のもとにおける正のしきい値設定により誤検出として抑制され得る。包絡線曲線検出器の後の数学的符号が維持されるのは、0からLまたはその逆の遷移のみが差分符号化(差分コヒーレントPSK、省略されたDPSK)において送信機において符号化される場合のみである。復号が受信機において必要であり、それによってこの変化を評価する。これは、適用を、長さNのそれぞれの4つの異なるシーケンスに対する符号多重化方法(CDMA)として開く。
付加的な、完全な、相殺する相互相関を伴う、異なる直交相補的シーケンスの数−完全に相関付けられないシーケンスを意味する−は、符号多重化方法のため、直交成分(IチャネルおよびQチャネル)を用いることによりベースバンド内においてDPSKにおける複素数値を伴うシーケンスに進むことにより拡大され得、完全な特性は維持される。
4つの異なる8ビットシーケンスは、たとえば、
それぞれにより乗算されるかまたは異なるように表現され、線形位相が加えられる。このようにして、既に8つの異なるシーケンスを得得る:
負の主極大を抑制する、2進シーケンスの場合における受信フィルタにおける判断部の代わりに、0とは異なる位相を伴う各主極大を複数位相の例において抑制し、偏移された位相を伴わない主極大が現れる、フィルタバンクのうちのそのフィルタのみが、主極大を検出された信号として通過させる。その結果、さらにより異なる直交シーケンスさえもが、複素信号空間において、たとえば、位相角のそれぞれのさらなる分割により発生され得、たとえば、すでに
ステップでCDMAシステムを16の加入者に対し得ることができ、
位相差で、あるシステムが32の加入者に対して、または64のPSKシステムで128の加入者に対し可能であり、それらは「束ねられた」態様で同じ搬送周波数で送信され、再び、信号利用者において、それと全く相関付けられないシーケンスの完全な相関受信により受取られると「解かれる」。
言及された変調器/復調器回路は現在用いられているデジタル信号プロセッサ(DSP)によって容易に実現され得る。
Claims (10)
- サブパルスのための最適なフィルタを備える回路構成であって、D/A変換器(2)と、第1のシフトレジスタ(3)と、第1の下流自己相関フィルタ(4)とを含み、前記回路構成は、+1,+1,+1,−1,−1,−1,+1,−1(1)という形式、またはそれから対称法
前記回路構成は信号をある点(5)において分岐し、それを交互する数学的符号(6)で乗算し、それは第2のシフトレジスタ(7)および第2の下流自己相関フィルタ(8)に入り;
フィルタ部(9)における前記第2の自己相関フィルタ(8)および前記第1の下流自己相関フィルタ(4)の出力を加算し、前記回路構成は受取られる元の符号(1)の相補的符号が受信フィルタにおいて形成されるよう適合される、回路構成。 - サブパルスのための最適なフィルタを備える回路構成であって、D/A変換器(2)と、第1のシフトレジスタ(3)と、第1の下流自己相関フィルタ(4)とを含み、前記回路構成は、+1,+1という形式、またはそれから対称法
前記回路構成は信号をある点(5)において分岐し、それを交互する数学的符号(6)で乗算し、それは第2のシフトレジスタ(7)および第2の下流自己相関フィルタ(8)に入り;
フィルタ部(9)における前記第2の自己相関フィルタ(8)および前記第1の下流自己相関フィルタ(4)の出力を加算し、前記回路構成は受取られる元の符号(1)の相補的符号が受信フィルタにおいて形成されるよう適合される、回路構成。 - 前記回路構成は、受取られた元の符号(1)の相補的符号が受信フィルタにおいて交互
する数学的符号で重み付けされることにより形成される態様で適合され、前記形成は、受取られた元の符号(1)および受信フィルタにおいて構築された相補的符号の自己相関関数の和によって主極大がフィルタ出力において極大高さで築かれ、次極大はそれら自身を反対のフェージングまたは数学的符号の結果同じ和によって相殺する態様で行なわれる、請求項1または2に記載の回路構成。 - 請求項1または2に従う対称法により導き出される異なる符号に対して適合される相関フィルタであって、先行する請求項のうちの1つに従う回路構成が並列して受信フィルタとして異なる符号(1)の各々ごとに接続され、請求項1または2に従って構築された異なる信号符号(1)の相互相関関数はフィルタ出力において相殺し、相互相関フィルタはそれぞれの符号(1)を通過させるに過ぎず、それはフィルタにセットされる、相関フィルタ。
- 受信フィルタにおいてパルス成形される信号を形成するための方法であって、
+1,+1という形式、またはそれから対称法
受取られた信号を分岐するステップと、
分岐された、受取られた信号を、相補的符号を形成するための交互する数学的符号で乗算するステップと、
受取られた信号の第1の自己相関を形成するステップと、
交互する数学的符号で乗算された、分岐された、受取られた信号の第1の自己相関を形成するステップと、
第1および第2の自己相関の結果を加算するステップとを含む、方法。 - 受信フィルタにおいて形成される、第1の自己相関と第2の自己相関との和により、主極大がフィルタ出力において極大高さとともに生ずる結果となり、次極大は反対のフェージングまたは数学的符号の結果同じ和により互いを相殺する、請求項5に記載の方法。
- 請求項5または6に従う方法を用いる伝送システム。
- 前記伝送システムは、請求項5の指示に従って形成される、この発明に従って形成される2つの符号が伝送のために用いられるよう適合され、次極大は前記2つの符号の相互相関においては現れない、請求項7に記載の伝送システム。
- 前記2つの符号の相互相関は0である、請求項8に記載の伝送システム。
- 前記伝送システムは、この発明に従って請求項5に従って形成されるシーケンスから形成される、複素数値を伴うシーケンスを用いることにより複数加入者システムとして用い
られることに対して適合される、請求項7〜9の1つに記載の伝送システム。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP05102364A EP1705825A1 (de) | 2005-03-23 | 2005-03-23 | Binärer Code-Adaptivfilter für Sende-Empfangsgeräte |
PCT/EP2006/001902 WO2006099934A1 (de) | 2005-03-23 | 2006-03-02 | Schaltungsanordnung und verfahren zum empfang speziell ausgebildeter codierter signale |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008537376A true JP2008537376A (ja) | 2008-09-11 |
Family
ID=34939057
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008502269A Withdrawn JP2008537376A (ja) | 2005-03-23 | 2006-03-02 | 特別に設計された符号化された信号を受取るための回路構成および方法 |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8423598B2 (ja) |
EP (2) | EP1705825A1 (ja) |
JP (1) | JP2008537376A (ja) |
KR (1) | KR20080002775A (ja) |
AT (1) | ATE375645T1 (ja) |
CA (1) | CA2599307A1 (ja) |
DE (1) | DE502006000129D1 (ja) |
WO (1) | WO2006099934A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009092393A1 (en) * | 2008-01-23 | 2009-07-30 | Achille Emanuele Zirizzotti | Single shot complementary code radar ( sscc radar) with qpsk modulation |
DE102009014480B4 (de) * | 2009-03-23 | 2012-03-29 | Reinhart Rudershausen | Verfahren und Dekodierer zum verbesserten Entspreizen gespreizter Datensignale und eine Vorrichtung zur digitalen Kommunikation mit Spreizmodulation |
JP5535024B2 (ja) * | 2010-10-07 | 2014-07-02 | パナソニック株式会社 | レーダ装置 |
JP5578566B2 (ja) * | 2010-12-08 | 2014-08-27 | 株式会社ワコム | 指示体検出装置および指示体検出方法 |
DE102011075650B4 (de) | 2011-05-11 | 2013-07-11 | Reinhart Rudershausen | Verfahren und Decodierer zum Entspreizen von Datensignalen, die mit Walsh-Sequenzen gespreizt sind |
US9712207B2 (en) | 2011-05-11 | 2017-07-18 | Reinhart Rudershausen | Method and decoder for despreading data signals spread using walsh sequences |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5203823A (en) * | 1989-02-28 | 1993-04-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Detecting apparatus |
US5148174A (en) * | 1991-02-13 | 1992-09-15 | Geophysical Survey Systems, Inc. | Selective reception of carrier-free radar signals with large relative bandwidth |
US6567482B1 (en) * | 1999-03-05 | 2003-05-20 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for efficient synchronization in spread spectrum communications |
-
2005
- 2005-03-23 EP EP05102364A patent/EP1705825A1/de not_active Withdrawn
-
2006
- 2006-03-02 JP JP2008502269A patent/JP2008537376A/ja not_active Withdrawn
- 2006-03-02 KR KR1020077021963A patent/KR20080002775A/ko not_active Application Discontinuation
- 2006-03-02 CA CA002599307A patent/CA2599307A1/en not_active Abandoned
- 2006-03-02 US US11/572,615 patent/US8423598B2/en active Active
- 2006-03-02 DE DE502006000129T patent/DE502006000129D1/de active Active
- 2006-03-02 WO PCT/EP2006/001902 patent/WO2006099934A1/de not_active Application Discontinuation
- 2006-03-02 AT AT06707376T patent/ATE375645T1/de not_active IP Right Cessation
- 2006-03-02 EP EP06707376A patent/EP1726114B1/de active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ATE375645T1 (de) | 2007-10-15 |
EP1726114A1 (de) | 2006-11-29 |
DE502006000129D1 (de) | 2007-11-22 |
WO2006099934A1 (de) | 2006-09-28 |
KR20080002775A (ko) | 2008-01-04 |
EP1726114B1 (de) | 2007-10-10 |
US20080147766A1 (en) | 2008-06-19 |
EP1705825A1 (de) | 2006-09-27 |
CA2599307A1 (en) | 2006-09-28 |
US8423598B2 (en) | 2013-04-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4771646B2 (ja) | ゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法、送信機および受信機 | |
US8401056B2 (en) | Method and apparatus for packet acquisition | |
US8090033B2 (en) | Differential orthogonal modulation method and apparatus using repetition time interval difference of chirp signal | |
US6205169B1 (en) | Spread spectrum pulse position modulation communication system | |
JPH06296171A (ja) | 広帯域伝送システム | |
KR100294173B1 (ko) | 통신시스템의코히런트채널추정용장치및그방법 | |
FI97583B (fi) | Tiedonsiirtomenetelmä, lähetin ja vastaanotin | |
US7511637B2 (en) | Spreading code derived from weil sequences | |
JP2008537376A (ja) | 特別に設計された符号化された信号を受取るための回路構成および方法 | |
RU2658625C1 (ru) | Способ формирования сигнала c расширенным спектром, устройство формирования сигнала, способ приема сигнала и приемное устройство | |
KR102341875B1 (ko) | 송신기 및 수신기와 해당 방법들 | |
US7366227B2 (en) | Chip-to-symbol receiver despreader architectures and methods for despreading spread spectrum signals | |
US6658072B1 (en) | Digital communication system transmitting and receiving devices therefor and frame synchronization detection circuit | |
US7817709B2 (en) | Non-coherent phase differential and multiple orthogonal signal reception | |
US20130170576A1 (en) | Assembly and Method for Detecting Multiple Level Signals | |
TWI249311B (en) | Algorithm for multiple-symbol differential detection | |
KR102650673B1 (ko) | Css 신호를 이용하는 수중 통신 시스템 및 그 수중 통신방법 | |
CN114039827B (zh) | 基于多级pn序列的连续相位调制的同步方法和装置 | |
Pereira et al. | M-ary mutually orthogonal complementary gold codes | |
Lee | A pair of asymmetric weighting receivers and polyphase codes for efficient aperiodic correlations | |
JP3237322B2 (ja) | Cn比測定手段 | |
Donato et al. | Uncorrelated binary sequences of lengths 2a3b4c5d7e11f13g based on nested Barker codes and complementary sequences | |
CN115766361A (zh) | 用于雷达通信一体化设备的前导序列处理方法及相关装置 | |
JP6009962B2 (ja) | 無線送信装置、無線受信装置、及び方法 | |
KR100399198B1 (ko) | 부분 응답 부호기를 사용하는 확산 통신 시스템 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20090512 |