TW486872B - Direct digital frequency synthesis enabling spur elimination - Google Patents
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Description
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本發明係關於直接數位頻率合成。 直接數位頻率合成(Direct digital freqUency synthesis,DDFS)包含使用邏輯電路及/或一數位電腦來 $生一所需信號的數位化形式,再使用一數位轉類比轉換 器(DAC)將此數位化形式轉換成一類比波形。此系統相當 精簡,消耗功率低,可以提供非常良好的頻率解析度,以 及實際上為即時的頻率切換。 圖1所示為一已知的S系統,一數位調變信號輸入至 DDS累積邏輯電路,其輸出則編入一唯讀記憶體(R〇M)。 ⑽Μ的一輸出信號是由DAC轉換成一類比信號。DA(:的輸出 信號可使用一濾波器(圖中未示)做平滑化,以產生一週期 信號,例如正弦波。圖1中的DDFS取自美國專利編號’ 4,746,880,於此引用做為參考。 其它DDFS的變化型式示於圖2,圖3及圖4。在圖2中, 1的DDFS與一習用的PLL結構結合,並包含一相位/頻率圃 測器(PFD),一類比迴路濾波器,及一電壓控制振盪器 (VC0)。在圖3中,省略了圖2的R0M jDAC,DDS區塊的 要位元(MSB)直接輸入到PFD。在圖4中,DDS區塊的輪出= 號’使用一直接時間濾波器進行濾波,取自美國專 5, 247, 469,於此引用做為參考。 ’說 一種對於DDFS的挑戰是如何能夠產生一乾淨,且 變後的波形,因為受限於時間解析度和邊緣無法對 ^ 發生混充輸出信號的轉換(spurs)。 9 精確調變也是一使用PLL的習用類比頻率合成器的問題
第6頁 五、發明說明(2) ,此問題的發生,是因為pL[將信號調 試取消此調變。電路配置設計則嘗==,並嘗 問題。在圖5中,提供-加總節點,Λ服 示的 施行調變信號之處。此加總節點的路圖慮波“卜 :土圖",圖示為一調變器,其於阻 肩、並插置於迴路濾波器的接地參考點。拿营"μ刀名^ 濾波器的接地參考點是被調變信號所偏移,志,迴 ==考點以調、的量被偏移、在圖?广成二路二波 滅疋以電谷方式輕合至迴路遽波琴 ° 續的電路配置則並不應用DDS的好°處。的—個節點。後 =合成器來說,仍有需要具備DDS 一乾淨、精確調變的波形。 处仁了 Μ產生 精發明提供改善的方法’用以產生乾淨,和 精確調變後的波形,$ φ立八 a« ΛΑ ^ ^ ^ 〆邛伤使用到數位技術。依照本發 ,用以代表數信:、差值引擎”之方法,所產生的數位信號 差可被數位ΐϊΐ率與類比頻率之間的頻率誤差。頻率誤 i差而產生一數位信號,用以代表相位 ΡΗ Φ -vrn 擎可以應用到一PLL,當類比頻率為該 用數彳f彳Η古=輸ί信號。PU輸出信號的直接調變,可以 行直接進行,經由進一步提供一輔助調變路徑和執 : 徑與輔助調變路徑間的校正,變特性可以 ^ = 士 :員限制中分離出來。尤其是PLL的迴路頻寬可以 低’而可將混充輸出信號減少到任意低的水準 "、、DDS技術有關)。PLL的迴路濾波器,可以數位形
第7頁 486872 發明說明(3) 式達成,而使用數位迴路濾波器則 娜。在此描述不同的技術用以降丄需 圖1為一已知DDFS的方塊圖; 圖2為一已知使用DDS的PLL之方塊圖; 圖3為一已知使用DDS的另一 PLL之方塊圖; 圖4為一使用直接時間濾波器的DDS合成器之方塊 .圖5為-合成器的部份電路圖’說明一已知的調變技術 術 術 圖6為一合成器的部份電路圖,說明另一已知的調變技 圖7為一合成器的部份電路圖,說明又一已知的調變技 圖8為一數位,’差值引擎”的圖示,用於一合成器中· 圖9所示為圖8中DDS區塊的更詳細說明; 圖1 0所示為圖8中數據取樣區塊的更詳細說明· 圖11所示為圖10中數據取樣區塊運作的一時序圖· 圖1 2所示為圖1 〇中數據取樣區塊的一可能暫存亞穩狀雜 的時序圖; ^ 圖13為一使用圖8之差值引擎的基本pll結構圖; 圖14為一 PLL結構圖,具有一數位調變輸入和一輔助調 變路徑; 圖15為一修正過的PLL結構圖; 圖16為一PLL結構圖,在DAC之後接續一數位迴路淚波器 第8頁 486872 五、發明說明(4) 正 圖17為一PLL結構圖,其中使用一數位fir濾波器進行校 類似圖1 6,但具有一輔助調變路 使用一較低解析度的差動式DA(:; ’其可用於圖1 9中的plL ; 其具有一預置電路; 圖18為一PLL結構圖 徑耦合於DAC ; 圖19為一PLL結構圖 圖20為一類比積分器 圖21為一PLL結構圖, 圖22為一進一步的PLL結構圖;及 圖23為圖22中PLL結構的另一種構造圖。 參考圖8所示,此圖為本發明觀點中的一差值引擎 值=整!功能是能產生數位數據流,其代表頻率誤差
2情況為一類比頻率和一數值頻率間之相位誤差。一 參考時脈和數值頻率會輸入到一DDS r:;:頻率,區塊會輸出-代表數== 比=應,數據取樣區塊會輸出-數位流ί: 加總的結果為-數位流,代表類比頻ϋ:極性來加總。 率誤差,數位流具有+1,]和0 '頁率和數值頻率間的頻 和數值頻率㈣,則此代表寺誤二種值。如果類比頻率 率誤差的數位式結合可利用—數位皆為〇。頻 生-數位流,代表類比頻率和數值來執行,藉以產 DDS區塊可被當做一簡 ’’、4的相位誤差。 間早的累計器,例如圖9中所示;亦
第9頁 486872 五、發明說明(5) 或是,DDS區塊可為第二階,而不是第一階。數據取樣區 塊在圖1 0中說明,在此實施例中,係假設此時脈信號比-, 在較慢時脈的單一週期中,不會發生超過一次的較快時脈 的上升邊緣。在其它的實施例中,並未使用此假設。 擷取電路包含一輸入部份1〇01及一輸出部份1〇〇3。輸入 部份包含兩個區段,Chi及Ch2,兩者必須仔細地匹配以使 誤差最小。每一區段包含一串兩個或兩個以上的D型觸發 器串接在一起。在接下來的描述中,會使用相同的參考值 來參2個別的觸發器本身和它們的個別輸出信號。 在每一區段中,串鏈中的第一個觸發器是由一取樣時脈 信號Fx來計時,串鏈中接著的觸發器則以一取樣時脈信號 Fs來計時。上區段中第一個觸發器“的])輸入是與_輸出 耦合在一起,下區段中第一個觸發器Q1的])輸入則是與上 區段第一個觸發器的Q輸出耦合在一起。兩個區段中其餘 的觸發器則串聯地耦合在一起,即Q到D,Q到])的方式。 輸入部份的功能為1)產生兩個信號,彼此為邏輯上的 反向,在時脈信號Fx的上升邊緣轉換;2)抓取在時脈信 號Fs的上升邊緣的兩個信號的值;及3)偵測由一時脈^ 下一時脈的轉換。中間階段q3及“需要藉由兩個時脈信穿 的非同步來使亞穩態最小化。 u 在—具體實施例中,輸出部份包含三個雙輸入點的N繼 =個別的—NA_,N1及N2 ’是與輸入部份中最終的觸發 P白段的D和Q信號耦合。NAND閘,n&N2,進一步與“⑽ 閘’ N 3,結合來形成擷取電路的最終輸出。
第10頁 486872 五、發明說明(6) 輸出部份的功能是偵測輸入時脈信號位準在任一頻道中 ,在兩個輸入區段中所形成由一取樣時脈到下一時脈的改 變’這兩個輸入區段是以乒乓式(ping —pong 行功3b ’輪流地彳貞測輸入時脈信號位準的改變。 圖10中的擷取電路的操作,可參考圖丨丨的時序圖以取得 更完整的瞭解。兩個頻道的第一階段形成相反的信號,Q1 及Q2大致重合於輸入時脈信號的上升邊緣,但會稱微延 遲一些。信號Q3及Q4由分別取樣Q1及Q2信號而形成,而與 取樣時脈一致。信號Q5及Q6分別為Q3及Q4信號延遲的複本 ° NAND閘則共同實施邏輯函數,X = 圖11的範例中,所示的信號皆為理想化的方波信號。實 =上’這些信號皆具有有限的上升和下降的時段。Q1和⑽ 信號中有限的上升和下降的時段,及電路的非同步之可能 影=會是亞穩態,如圖12所示。此處,q3及的信號,Q4及 Q6信號在一週期當中會有一個處於不確定狀態。電路的輸 出結果可能會不正確,然而,因為此結果僅是開頭時的,, ^鈞一髮,,,此一偶然的誤差結果對電路的整體運作而言 疋可以忽略的。不穩疋的時間窗可藉由增加路徑中整體的 f益來降低。如果Q3及Q9中的增益值,足夠降低錯誤的機 率到一可接受的水準,則並不需要額外的電路;如果不是 的話’則需要額外的電路來增加增益。 如果數據取樣區塊可由圖1〇中瞭解,則假設⑽s區塊是 ★〜階,甚至當類比頻率和數值頻率完全的吻合時,數位 ^也不會完全地匹配。一DDS區塊的第二階構建仍然對降
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低調性雜訊有幫助。 圖8中的差值弓丨擎可被用來瞭解圖13所示的基本PLL電路 。相位誤差係輸入到一雷荇爷 .a . 土+電路 ^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ J電何果’其具有一拉高電流源和一 位相位誤差流的現值,會啟動-個或 動任何電荷栗。電荷泵的輸出信號係 輸入到迴路濾波器,迴路濾波器的輸出則輸 控制振蘯器(觸。最冑,則的輸出則輸人到 = 塊,如同類比頻率,並關閉迴路。
與一使用習用的相位/頻率偵測器(PFD)相比,圖i3的 P^L的優點在於其可得到平滑的鎖定,且不會造成滑動鎖
圖1 3中的PLL,數值頻率可被調變以取得調變信號,” 接調變”容易造成迴路頻寬限制,如先前的技術有關。參 考圖14,所示為一具有改良調變特性的pLL。為了直接調 變,一數值調變輸入會施加到差值引擎,此外,數值調 輸入則施加到一DAC,DAC所產生的輸出電壓則施加到迴路 濾波器的一節點。圖13中的PLL特性,是如果直接調變增 益與輔助調變路徑完全吻合,則pLL的輸出頻率可以改變 、,並不需要改變閉迴路調變電壓vMci。此特性即意味調變 並不會受到迴路頻寬限制的約束。迴路頻寬可設定在任音 一水準,例如可允許將DDS的混充輸出信號經過濾波,而〜 可降低到任何所需要的水準。 參考圖15,係提出一乘法器,藉以允許直接調變增益與 輔助調變路徑吻合,此乘法器應用一比例因子到數值調變
486872 五、發明說明(8) 輸入,並在其應 子的方法,則述 仍參考圖15, 充輸出信號,在 容會佔空間,也 大電容的VI特性 頻寬以取代使用 1 6所示,其中省 參考圖17,前 測一最大的頻率 頻率首 由差值 限脈衝 率梯值 以所需 反覆幾 因子值 時,可 即進行 先被應用 引擎產生 反應渡波 ,適當的 的最大頻 次的計算 將可更接 進行校正 用到DAC之 於後。 為了得到一低迴路頻 迴路渡波器中需要一U;為了降低混 比較貴。再者,由於2的電容。大的電 合古π φ ® ;"電質的吸收作用, 會有不需要的非線性转 I丄 特性0可使用低迴路 一數位迴路濾波器, 略分離的調變路徑。 、 ’如圖 匕:因子可藉由使用-數位遽波器量 梯值來決定。欲達此目的,一最小的數值 到差值引擎,接著應用最大的數值頻率。 的頻率誤差信號,舉例而言,可使用一有 器(FIR)進行濾波。FIR濾波器量測最大頻 比例因子則由將觀察到的最大頻率梯值除 率梯值來決定。比例因子的計算最好經過 。每一次接續的反覆計算,所取得的比例 近完全吻合所需的比例因子。在電源開啟 ,之後可視需要間斷地進行或是在需要時 刖 而如何決定合適的比例因 參考圖18,若是一數位濾波器接續一DAC,輔助調變路 徑可使用一加總DAC來取得。一類比調變信號與數位迴路 濾、波器的輸出一起直接輸入至D A C。圖1 8的實施例避免使 用大電容。然而根據應用的需要,圖1 8的實施例會需要一 高解析度DAC,舉例而言,在一 VCO具有40MHZ/V的靈敏度
第13頁 486872 五、發明說明(9) TL形,如ΐ需要準確性,則需要-2。位元義C,如此 並且很貝。可使用許多不同的技術來 m 需求’分別於圖19和圖μ中加以說明。 接ί=二:解析度dac的需求’可藉由-差動式dac =:二 方式來省略。在圖19的實施例中,與 -2。位:的DAC㈣,舉例而言,DAC可以使用一12 if lta DAC。類比積分器可視為一電荷果, 並耦合至一積分式電容器,如圖20所示。 電何泵可配合一可調式電容器和-預置 (PRESET)輸入。來自調變DAC的 電Γ底板。如果來自調變二= 析度,如r4:ti=rrrc可以使用較低的解 70 在圖中,如在圖lq由一掸 , DAC(主迴路)為一差動式DAC,產生 的位的 刀值n m電何泵和電容的運 做
VCO ^ , , 21 , t ^ ^ Λ T
=而::其中傳送器跳到一特定的波:應用’舉 波。為達此㈣’一預置信號施加到】傳:-短突 跳到一所需的波段,然後在傳送出一突 ’使得PLL 在一段時間之後,再實施相同的事:心移開預置 電路假設為-時間多工方式的 序。圖21的 漏電流會在-段加長的時間之後頻::調式電容的 利用-修正過的電路,即可取得2 的驅動器需求,如㈣所示。圖22中的電=性和較低 疋用—類似圖 ^〇〇872 五、發明說日-'— -- 7中的調變注射結構。參考圖22,一差值引擎接收由vc〇產 引敬一類比頻率,及一調變過的數值頻率位元流。一差值 的輪出仏號經由數位濾波器進行濾波,並接續一 。在一具體實施例中,DAC為一Sigffla — Del1;a DAC,輸出的 波形’其調變過的週期係與施加電壓一致。DAC的輸出信 號經由一電阻施加到一積分電容C2,並不需要電荷泵電流 源。在積分電容中儲存的電壓則施加到yC〇。 藉由一分離調變路徑,注射一調變電壓到一電路,並與 先刖闡述的原則一致。一數位調變信號施加到一調變D A c ,其亦為Sigma-Delta形式。在圖7的方法之後,調變dac 的一輸出信號經由一電阻施加到一電容器q,其與積分電 各C2共同形成一電容式分離器網路。調變路徑中串聯的Μ 組合,對於調變DAC的輸出信號,具有一所需的濾波效果 〇 須注意調變疋經由主迴路和分離調變路徑而注射到電路 上的兩個不同端點。當調變改變時,是在同時間於兩個端 點做改變。為了確保適當的運作,則必須在由分離調變路 徑到主迴路之間,吸收掉部份的調變信號。為了達成此吸 收動作,分離調變路徑的調變輸入信號被一K因子所縮放 ’並輸入到主迴路的加總DAC。在一具體實施例中, K = Ci / ( q +。2 ) 〇 參考圖2 3,為另一個實施例,前述的吸收動作,可利用 一電阻R2 ’由調變路徑中的DAC輸出,耦合至積分電容的 頂板,而以類比的方式進行,在一具體實施例中,
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- 486872案號89104818 分年a月曰 修丑 六、申請專利範圍 1 . 一種類比信號合成方法,包含: 利用數位邏輯回應於一數值頻率而產生一第一數位位 元流; 對一類比頻率信號取樣,以產生一第二數位位元流; 及 結合第一及第二位元流,以產生一數位信號,藉以代 表至少在數值頻率和類比頻率間之頻率差值和相位差值之 —— Ο 2 .如申請專利範圍第1項之方法,包含使用數位信號來 驅動一具有受控制的振盡器之相位鎖定迴路的一前迴路, 其中由受控振盪器產生上述的類比頻率信號。 3 .如申請專利範圍第2項之方法,包含在前迴路中,將 一辅助調變路徑搞合至一電路節點。 4.如申請專利範圍第3項之方法,其中該輔助調變路徑 包含一縮放操作,更可包含執行一校正動作,來決定一比 例因子,並使用此比例因子於一縮放操作中。 5 .如申請專利範圍第4項之方法,其中該比例因子的值 ,使相位鎖定迴路的直接調變增益值與辅助調變路徑的_增 益值測定路徑損耗值為實質相等。 6 .如申請專利範圍第3項之方法,其中該相位鎖定迴路 包含一類比迴路濾波器,其具有在類比迴路濾波器中將輔 助調變路徑耦合至一節點。 7 ·如申請專利範圍第3項之方法,其中該相位鎖定迴路 包含一數位迴路濾波器,其在數位迴路濾波器之後將辅助O:\63\63284.ptc 第18頁 486872 _案號 89104818_7/ 年 3 月3了曰__ 六、申請專利範圍 調變路徑耦合至一節點。 8 ·如申請專利範圍第7項之方法,其中該相位鎖定迴路 包含一數位到類比轉換器,其耦合於數位迴路濾波器的輸 出信號,並將輔助調變路徑耦合到數位到類比轉換器的一 輸入端。 9 .如申請專利範圍第8項之方法,其中該相位鎖定迴路 包含一預置信號及一可調式電容器,更可包含將一數位到 類比轉換器的輸出信號耦合到可調式電容器的一片板。 1 0 .如申請專利範圍第9項之方法,包含將數位到類比轉 換器的輸出信號,在耦合至可調式電容器之前,加以衰減 〇 1 1 .如申請專利範圍第8項之方法,其中該數位到類比轉 換器為一差動式數位到類比轉換器,藉以產生一輸出信號 ,與其輸入信號的變化率成一比例,更包含執行輸出信號 的類比式積分。 1 2 . —種頻率合成電路,包含: 數位邏輯,用以回應於一數值頻率而產生一第一數 位位元流; — 一取樣裝置,用以取樣一類比頻率信號,以產生一 第二數位位元流;及 一結合裝置,用以結合第一及第二位元流,以產生 一信號,藉以代表至少在數值頻率和類比頻率間之頻率差 值和相位差值之一。 1 3 ·如申請專利範圍第1 2項之頻率合成電路,更可包含O:\63\63284.ptc 第19頁 486872 _案號 89104818_Θ/年二月」7曰_修正 _ / 六、申請專利範圍 一具有受 控振盪器之相位鎖定迴路,其中利用數位信號來驅動相位 鎖定迴路的前迴路,並由受控振盪器產生上述的類比頻率 信號。 1 4 .如申請專利範圍第1 3項之頻率合成電路,更可包含 在前迴路中,將一輔助調變路徑耦合至一電路節點。 1 5 .如申請專利範圍第1 4項之頻率合成電路,其中該辅 助調變路徑包含一縮放器,藉以吻合相位鎖定迴路的直接 調變增益值與輔助調變路徑的增益值。 1 6 .如申請專利範圍第1 4項之頻率合成電路,其中該相 位鎖定迴路包含一類比迴路濾波器,係在類比迴路濾波器 中將輔助調變路徑耦合至一節點。 1 7 ·如申請專利範圍第1 4項之頻率合成電路,其中該相 位鎖定迴路包含一數位迴路濾波器,其在數位迴路濾波器 之後將輔助調變路徑耦合至一節點。 1 8 .如申請專利範圍第1 7項之頻率合成電路,其中該相 位鎖定迴路包含一數位到類比轉換器,其耦合於數位迴路 濾波器的輸出信號,並將輔助調變路徑耦合到數位到類_比 轉換器的一輸入端。 1 9 .如申請專利範圍第1 8項之頻率合成電路,其中該相 位鎖定迴路包含一預置信號及一可調式電容器,以及將一 數位到類比轉換器的輸出信號耦合到可調式電容器的一片 板。 2 0 ·如申請專利範圍第1 9項之頻率合成電路,其中將數O:\63\63284.ptc 第20頁 486872 _案號 89104818_f>/ 年 a 月」7曰_iii_ 六、申請專利範圍 位到類比轉換器的輸出信號,經由一電阻式分離器耦合至 可調式電容器。 2 1 .如申請專利範圍第1 9項之頻率合成電路,其中該預 置電路包含一可調式電容,以及數位到類比轉換器的輸出 信號係耦合到可調式電容器的一片板。 2 2 .如申請專利範圍第1 8項之頻率合成電路,其中該數 位到類比轉換器為一差動式數位到類比轉換器,更可包含 一類比積分器,藉以執行數位到類比轉換器的輸出信號的 類比式積分。 2 3. —種相位鎖定迴路,包含: 一產生裝置,用以回應一類比波形,具有一頻率屬 性和一輸入位元流,代表一所需的波形而產生一輸出位元 流,其代表在類比波形和所需波形之間的差值; 一濾波器和一數位到類比轉換器,共同產生一濾波 後的類比差分信號; 一受控振盪器,用以產生類比波形;及 一第一電容器,耦合濾波後的類比差值信號和一受 控振盪器的輸入端。 — 2 4.如申請專利範圍第2 3項之相位鎖定迴路,其中該濾 波器為一數位濾波器。 2 5 .如申請專利範圍第2 3項之相位鎖定迴路,其中該第 一電容器為一分流電容器,據有一片板耦合至一電路參考 電位。 · 2 6 .如申請專利範圍第2 3項之相位鎖定迴路,更可包含O:\63\63284.ptc 第21頁 486872 _案號 89104818_y/ 年 3 月 37 曰_ifi_ 六、申請專利範圍 、 一分離調變路徑,用以注射一調變信號到相位鎖定迴路的 一主要迴路,在分離調變路徑中產生的調變信號,藉由至 少該第一電容器,將其耦合至受控振盪器的輸入端。 2 7 .如申請專利範圍第2 6項之相位鎖定迴路,更可包含 一第二電容器,與第一電容器共同形成一電容分離器,其 中調變信號係經由此電容分離器而施加到受控振盪器的輸 入端。 2 8 .如申請專利範圍第2 7項之相位鎖定迴路,其中該第 二電容器為一串聯式電容器。 2 9 .如申請專利範圍第2 8項之相位鎖定迴路,更可包含 一電阻器,與第二電容器串聯式耦合在一起。 3 0 .如申請專利範圍第2 9項之相位鎖定迴路,其中該濾 波後類比差值信號,係透過一電阻而施加到第一電容器。 3 1 .如申請專利範圍第2 6項之相位鎖定迴路,更可包含 一分流路徑,位於分離調變路徑和相位鎖定迴路的主迴路 之間,此分流路徑將第二電容器做分流。 3 2 .如申請專利範圍第3 1項之相位鎖定迴路,其中該分 流路徑包含一數位縮放器。 _ 3 3.如申請專利範圍第3 1項之相位鎖定迴路,其中該分 流路徑包含一電阻。O:\63\63284.ptc 第22頁
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