TW201714391A - 電能轉換系統 - Google Patents

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Abstract

一種電能轉換系統，包含隔離變壓器、諧振模組、切換模組及輸出控制裝置，隔離變壓器包含初級繞組及多個次級繞組。次級繞組與初級繞組間具有至少一耦合距離，隔離變壓器之漏感隨著耦合距離增加而增加。諧振模組電連接於初級繞組及切換模組。輸出控制裝置包含控制器及多個輸出控制模組，控制器電連接於輸出控制模組，每一輸出控制模組電連接於其中之一次級繞組。控制器依據電子裝置的操作狀態驅使輸出控制裝置之至少一輸出控制模組輸出對應其中之一需求電力中之一操作電力。

Description

電能轉換系統
本發明是關於電源轉換系統，且特別是有關於一種可依據電子裝置的操作狀態改變輸出電力的電源轉換系統。
傳統使用二極體或蕭特基二極體(Schottky)的整流電路因二極體、蕭特基二極體的順向導通電壓大，使得整流電路的損耗成為電源轉換器的主要損耗。金屬氧化物半導體場效應電晶體具有導通電阻低、開關時間短、輸入阻抗高，成為低電壓大電流之電源轉換器首選的整流元件，根據金屬氧化物半導體場效應電晶體的控制特點，因而有同步整流之技術產生。
傳統的具備多組輸出的電源轉換器包含多組同步整流單元，當電子裝置啟動時，所述的多組同步整流單元同時啟動，並輸出電力至電子裝置。而當電子裝置關閉時，多組同步整流單元同時關閉，而停止輸出電力至電子裝置。前述的同步整流單元的控制方式雖然具備簡易控制的特點，然不論電子裝置是操作在輕載或非輕載狀態，電源轉換器輸出的電力皆為定值，這使得電源轉換器於電子裝置輕載操作時的損耗提高。
本發明提供一種電源轉換系統，可以依據電子裝置的操作狀態改變輸出電力。
依據本發明提供一種電能轉換系統，用以提供電子裝置於不同操作狀態下的複數需求電力。電能轉換系統包含隔離變壓器、諧振模組、切換模組及輸出控制裝置。隔離變壓器包含初級繞組及複數次級繞組，每個初級繞組與次級繞組間具有耦合距離。諧振模組電連接於初級繞組，切換模組電連接於該諧振模組。輸出控制裝置包含控制器及多個輸出控制模組，控制器電連接於輸出控制模組，每一輸出控制模組電連接於其中之一次級繞組。控制器依據電子裝置的操作狀態驅使動輸出控制裝置之至少一輸出控制模組同步整流單元進行同步整流，並輸出對應其中之一需求電力中之一操作電力。
本發明的電能轉換方法透過控制器以控制同步整流單元進行同步整流與否或輸出開關的導通或截止，以改變隔離變壓器的漏感，並使電源轉換系統輸出對應於不同需求電力之操作電力。
請參照圖1，其繪示本發明第一實施方式的電源轉換系統的電路方塊圖。電源轉換系統接收輸入電壓Vi並產生多組輸出電壓Vo。在圖1中，電源轉換系統包含被隔離變壓器30劃分成初級側及次級側。隔離變壓器30包含初級繞組310及次級繞組320a-320d。電源轉換系統的初級側包含全橋切換模組10、諧振模組20及初級繞組310，電源轉換系統的次級側包含輸出控制裝置40及耦合於初級繞組310的次級繞組320a-320d，其中輸出控制裝置40包含輸出控制模組400a~400d，每個輸出控制模組400a~400d包含同步整流單元(如圖1所示的第一至第四同步整流單元410a~410d)及輸出開關SW1~SW4。
請參照圖2，其繪示本發明第一實施方式的電源轉換系統的電路圖。全橋切換模組10電連接於輸入電壓Vi，包含第一功率開關QA、第二功率開關QB、第三功率開關QC及第四功率開關QD；第一至第四功率開關QA~QD分別為金屬氧化物半導體場效電晶體。第一功率開關QA與第三功率開關QC的汲極連接輸入電壓Vi，第一功率開關QA的源極電連接於第二功率開關QB的汲極及諧振模組20，第三功率開關QC的源極電連接於第四功率開關QD的汲極及隔離變壓器30的初級繞組310。第二功率開關QB及第四功率開關QD的源極連接輸入電壓Vi。
如圖2所示，第一至第四功率開關QA~QD分別並聯連接二極體D，其中第一至第四功率開關QA~QD的汲極連接二極體D的陰極，第一至第四功率開關QA~QD的源極連接二極體D的陽極；二極體D可例如為第一至第四功率開關QA~QD的內部的本體二極體。此外，第一至第四功率開關QA~QD的汲極及源極間還並聯連接電容器C，電容器C也可以例如是第一至第四功率開關QA~QD的內部的寄生電容器。
諧振模組20包含串聯連接的諧振電感器Lr、隔離直流電容器Cb及激磁電感器。在本實施方式中，激磁電感器以隔離變壓器30的初級繞組310實現之。諧振模組20用以使第一至第四功率開關QA~QD達到零電壓的切換的特性，減少切換損失進而增加電源轉換系統的效率。
輸出控制裝置40包含數量對應於次級繞組320a-320d的第一至第四同步整流單元410a-410d及第一至第四輸出開關SW1~SW4。如圖1及圖2所示，第一同步整流單元410a連接於次級繞組320a及第一輸出開關SW1，第二同步整流單元410b連接於次級繞組320b及第二輸出開關SW2，第三同步整流單元410c連接於次級繞組320c及第三輸出開關SW3，第四同步整流單元410d連接於次級繞組320d及第四輸出開關SW4。
如圖2所示，第一同步整流單元410a包含整流開關Q1、Q2，第二同步整流單元410b包含整流開關Q3、Q4，第三同步整流單元410c包含整流開關Q5、Q6，第四同步整流單元410d包含整流開關Q7、Q8。整流開關Q1的源極連接整流開關Q2的源極及輸出電容器Co，整流開關Q1、Q2的汲極分別電連接於次級繞組320a。整流開關Q3的源極連接整流開關Q4的源極，整流開關Q3、Q4的汲極分別電連接於次級繞組320b。整流開關Q5的源極連接整流開關Q6的源極，整流開關Q5、Q6的汲極分別電連接於次級繞組320c。整流開關Q7的源極連接整流開關Q8的源極，整流開關Q7、Q8的汲極分別電連接於次級繞組320d。整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8分別電連接於控制器420，並接受控制器420輸出的控制信號以進行導通或截止的切換動作，藉以提供同步整流之效果。
電源轉換系統更可以包含濾波器L1~L8。如圖2所示，濾波器L1~L8分別為電感器。濾波器L1及濾波器L2連接於次級繞組320a的兩端及輸出開關SW1，濾波器L3及濾波器L4連接於次級繞組320b的兩端及輸出開關SW2，濾波器L5及濾波器L6連接於次級繞組320c的兩端及輸出開關SW3，濾波器L7及濾波器L8連接於次級繞組320d的兩端及輸出開關SW4。
第一至第四輸出開關SW1~SW4分別接受控制器420的控制而導通(turn off)或截止(turn on)。在此要特別說明的是，本發明的電能轉換系統主要是用以提供電子裝置在不同操作狀態下的複數需求電力，故控制器420會依據電子裝置的操作狀態而驅使輸出控制裝置中之至少一輸出控制模組400a~400d輸出電子裝置操作時的需求電力。其中，控制器420可以選擇藉由控制第一至第四同步整流單元410a~410d或第一至第四輸出開關SW1~SW4而讓電源轉換系統輸出電子裝置操作時所需的電力。
諧振模組20之諧振電感器Lr及隔離變壓器30配合提供固定漏感。為了產生諧振並完成零電壓切換，在第一功率開關QA及第二功率開關QB(或第三功率開關QC及第四功率開關QD)的控制信號間明顯存在一段死區時間(dead time)。所謂死區時間，是在一個開關週期內，控制電路(圖未視)使第一功率開關QA和第二功率開關時間QB(第三功率開關QC及第四功率開關QD)同時處於截止(turn off)狀態的持續時間(其中控制電路電連接於第一至第四功率開關QA~QD的閘極S1~S4，並輸出控制信號以使第一至第四功率開關QA~QD導通或截止)，如圖4a所示的時間區間t2~t3(t4~t5)。一般來說，漏感越大，則死區時間越長。
請同時參照圖2及圖4a，其中圖4a繪示電源轉換系統在電子裝置操作於輕載(例如為滿載的20%)時的初級側電流和電壓波形。在第一狀態(即圖4a所示的時間t1~t2)，圖2所示的第一功率開關QA及第四功率開關QD截止(turn off)，第二功率開關QB及第三功率開關QC導通(turn on)，故輸入電壓Vi經由第二功率開關QB、第三功率開關QC、諧振電容器Cb諧振電感器Lr後，由初級繞組310耦合傳遞至次級繞組320a~320d。在這段期間，隔離變壓器30的初級側電流(Ip)會緩慢上升，諧振電感器Lr同時充電而儲存能量。
在第二狀態(即圖4a所示的時間t2~t3)，圖2所示的第二功率開關QB截止(第一功率開關QA及第四功率開關QD維持截止，第三功率開關QC維持導通)，隔離變壓器30的初級側電流(Ip)停止上升。然根據楞次定律，諧振電感器Lr的電流須保持持續性，故諧振電感器Lr的電流繼續往同一方向流動。此時初級側電流(Ip)對並聯在第二功率開關QB汲源極間的電容器C充電，對並聯在第一功率開關QA汲源極間的電容器C放電，直到並聯在第二功率開關QB汲源極間的電容器C的電壓相等於輸入電壓Vi。
在第三狀態(即圖4a所示的時間t3~t4)中的時間t3時，零電壓區間結束，此時第一功率開關QA的汲源極跨壓放電降至零電壓，接著跨接在第一功率開關QA汲源極間的二極體D導通，將第一功率開關QA上的汲源極箝位在零電壓，以使第一功率開關QA達成零電壓切換(Zero Voltage Switching, ZVS)，進而減少切換損失。同時，隔離變壓器30的初級側電壓(Vp)為零。
在第四階段(即圖4a所示的時間t4~t5)，諧振狀態開始於第三功率開關QC截止(即時間t4)，因諧振電感器Lr的電流須保持持續性，初級側電流(Ip)會對並聯於第三功率開關QC汲源極的電容器C充電，並對並聯在第四功率開關QD汲源極間的電容器C放電，直到並聯在第四功率開關QC汲源極間的電容器C的電壓相等於輸入電壓Vi，且第四功率開關QD的汲源極跨壓放電降至零電壓 (如VQ4曲線所示)。
在圖4a所示的時間t5，並聯於第三功率開關 QC汲源極的電容器C兩端的跨壓等於輸入電壓，且並聯於第四功率開關QD汲源極間的電容器C兩端的跨壓降為零，使得並聯在第四功率開關QD汲源極間的二極體D導通而完成諧振。同時，在並聯於第四功率開關QD汲源極的二極體D導通後，使第四功率開關QD導通，第四功率開關QD汲源極的跨壓為零電位，因此第四功率開關QD便為零電壓切換。
在第五階段(即圖4a所示的時間t5~t7)，由於諧振電感器Lr兩端的電壓相同於輸入電壓Vi，因此初級側電流(Ip)呈線性減少。其中，在時間t6時，初級側電壓(Vp)並未於第四功率開關QD導通的瞬間轉換為負電位，此區段稱為工作週期損失(duty cycle loss)；其中，當漏感越大，則工作週期損失越大。在此要特別說明的是，工作週期損失可以下式表示之:，其中: Lr為諧振電感器的電感值； Ip為電源轉換系統的初級側電流；以及 Vp為電源轉換系統的初級側電壓。
前述的圖4a所示的電源轉換系統是供應電子裝置操作於輕載(例如為滿載的20%)時的初級側電流和電壓波形，圖5a及圖6a則分別繪示電子裝置操作於中載(例如滿載的50%)時的初級側電流和電壓波形以及電子裝置操作於滿載時的初級側電流和電壓波形。要特別說明的是，當電子裝置需求電流提高，電源轉換系統輸出的電流也對應增加時，則工作週期損失因電流提高而增加。前述的工作週期損失使得輸入電壓Vi之維持時間(hold-up time)減少，致使電源轉換系統的整體效率降低。
為了進一步地降低工作週期損失以提升電源轉換系統的整理效率，必須更進一步地改變輸出控制裝置40的輸出控制模組400a~400d的控制方法。
一般來說，電子裝置在滿載操作時的需求電力最大，故電源轉換系統輸出給電子裝置的電流也較大；電子裝置在輕載操作時的需求電力最小，故電源轉換系統輸出給電子裝置的電流則相對較小。
本發明的電源轉換系統可以依據電子裝置需求電流的大小，調整同步整流裝置40的操作模式，使電源轉換系統在電子裝置於滿載操作時提供較大電流，並於電子裝置於輕載操作時，提供較小電流，藉以降低功率消耗。
在本發明的輸出控制裝置的其中的一個操作狀態中，若控制器420是以輸出控制模組400a~400d中的同步整流單元410a~410d是否進行同步整流而決定輸出電力時，電源轉換系統包含如下4種操作模式。復參閱圖2，在第一操作模式，控制器420控制整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8的操作狀態，使第一至第四同步整流單元410a~410d之其中之一者進行同步整流，讓電源轉換系統輸出第一電流I1。在此可例如讓整流開關Q1、Q2依照控制器420輸出的控制信號進行導通與截止的切換而進行同步整流(如圖3的0~t1區間所示)，以讓耦合到次級繞組320a的電力能夠傳遞至輸出端。
在第二操作模式，控制器420控制整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8的操作狀態，使第一至第四同步整流單元410a~410d之其中之二者進行同步整流(如圖3的t1~t2區間所示)，讓電源轉換系統輸出第二電流I2，其中第二電流I2大於第一電流I1。
在第三操作模式，控制器420控制整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8的操作狀態，使第一至第四同步整流單元410a~410d中之三者進行同步整流(如圖3中t2~t3區間所示)，讓電源轉換系統輸出第三電流I3，其中第三電流I3大於第二電流I2。
在第四操作模式，控制器420控制整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8的操作狀態，使第一至第四同步整流單元410a~410d同時進行同步整流(如圖3的t3之後區間所示)，讓電源轉換系統輸出第四電流I4，其中第四電流I4大於第三電流I3。圖3所示為對應電源轉換系統輸出電流與整流開關的切換時序圖。依據電子裝置操作模式而分段式地驅動第一至第四同步整流單元410a~410d，可以有效地降低電源轉換系統於電子裝置操作於輕載時的功率損耗，達到節能的效果。
在本發明的輸出控制裝置的其中的一個操作狀態中，若控制器420是以控制輸出控制模組400a~400d中的第一至第四輸出開關SW1~SW4是否進行同步導通而決定輸出電力時，電源轉換系統以包含如下4種操作模式作為說明範例。要特別說明的是，在此4種操作模式操作時，控制器420皆使第一至第四同步整流單元410a~410d持續進行同步整流。復參閱圖2及圖3，在第一操作模式，控制器420使第一輸出開關SW1導通，讓電源轉換系統輸出第一電流I1；在第二操作模式，控制器420使第一輸出開關SW1及第二輸出開關SW2導通，讓電源轉換系統輸出第二電流I2；在第三操作模式，控制器420使第一至第三輸出開關SW1~SW3導通，讓電源轉換系統輸出第三電流I3；在第四操作模式，控制器420使第一至第四輸出開關SW1~SW4導通，讓電源轉換系統輸出第四電流I4。
此外，進一步地配合隔離變壓器30的初級繞組310及次級繞組320a~320d的排列方式，可以更有效地控制整體的功率消耗。
請參照圖7，其繪示本發明的隔離變壓器的剖視圖。隔離變壓器30更包含繞線架330、磁芯340，磁芯340套設於繞線架330外圍。初級繞組310及次級繞組320a~320d分別設於繞線架330上。在此要說明的是，在圖7中，隔離變壓器30包含單一個初級繞組310及四個次級繞組320a~320d，次級繞組320a~320d等間隔地設於繞線架330上，初級繞組310則纏繞在繞線架330上，並位於每個次級繞組320a~320d的一側(例如為左側)，且由隔離變壓器30的側剖面觀之，初級繞組310及次級繞組320a~320d呈交錯排列。
當施加電力於隔離變壓器30的初級繞組310，次級側電路可依輸出控制裝置40的輸出控制模組400a~400d的不同操作而有不同的電力輸出，以下茲以三種不同操作狀態進行說明。
復參閱圖2，在第一操作狀態，第一至第四同步整流單元410a~410d的整流開關Q1~Q8均接受控制器420的控制信號而進行同步整流，或者第一至第四輸出開關SW1~SW4接受控制器420的控制信號而導通時(如圖3的t3之後區間所示)，次級繞組320a~320d會經電磁感應而產生電力輸出。同時，初級繞組310及次級繞組320a~320d之間也會產生磁通量耦合不完全而產生漏感，圖8所示為對應圖7的隔離變壓器30的漏感、 磁通密度及溫度分布圖。由圖8可以得知，隔離變壓器30的漏感在初級繞組310與次級繞組320a~320d間之耦合距離短處最低，並且漏感會隨著遠離初級繞組310與次級繞組320a~320d間之耦合距離的增加而增加。因圖7所示的初級繞組310及次級繞組320a~320d呈交錯排列，故隔離變壓器30的漏感在一定範圍內變動。
在第二操作狀態，僅有圖7所示的第一同步整流單元410a的整流開關SR1、SR2接受控制器420的控制信號而進行同步整流，而整流開關SR3、SR4、SR5、SR6、SR7、SR8皆截止，或者第一輸出開關SW1接受控制器420的控制信號而導通時(如圖3的0~t1區間所示)，故僅有次級繞組320a會經電磁感應而產生電力輸出。如圖9所示，在初級繞組310與次級繞組320a間耦合距離短處，隔離變壓器30的漏感低，隨著初級繞組310與次級繞組320a間之耦合距離增加，隔離變壓器30的漏感亦增加。
在第三操作狀態，僅有圖7所示的第一同步整流單元410a及第四同步整流單元410d的整流開關SR3、SR4、SR5、SR6接受控制器420的控制信號而進行同步整流，整流開關SR1、SR1、SR7、SR8皆截止，或者第一輸出開關SW1及第四輸出開關SW4接受控制器420的控制信號而導通時，故僅有次級繞組320b、320c會經電磁感應而產生電力輸出。如圖9所示，在初級繞組310與次級繞組320a~320d間之耦合距離短處，隔離變壓器30的漏感最低，並隨著初級繞組310與次級繞組320a、320d間之耦合距離增加，隔離變壓器30的漏感亦增加。
由前述內容可以得知，藉由控制隔離變壓器30的次級繞組320a~320d的進行同步整流的數量及其與初級繞組310間的耦合距離，便可以有效地調整隔離變壓器30的漏感，如此一來，電源轉換系統便可以依照電子裝置需求電力的不同而輸出相應的操作電力。要讓次級繞組320a~320d導通並與初級繞組310產生電磁耦合並輸出操作電力，必須讓連接在次級繞組320a~320d後端的同步整流單元進行同步整流；例如，當圖2所示的第一同步整流單元410a進行同步整流，則由初級繞組310耦合至次級繞組320a的電能才能經由電感器L1、L2輸出，並產生漏感以縮減工作週期損失。換言之，藉由控制如圖2所示的第一至第四同步整流單元410a~410d的進行同步整流與否，可以改變隔離變壓器30的漏感。下表一(漏感值僅為此例測試數據)所示為對應第一至第四同步整流單元410a~410d的進行同步整流與否所對應產生的漏感。
在表一中，「同步整流」表示第一至第四同步整流單元中的其中之至少一者進行同步整流，並可初級繞組310耦合至連接於其上的次級繞組320a~320d的電力輸出至電子裝置；「截止」表示第一至第四同步整流單元410a~410d中的其中之至少一者不進行同步整流操作，且無操作電力輸出至電子裝置。
藉由改變隔離變壓器30的漏感，可以有效地縮減工作週期損失。其中，圖4b所示為對應電源供應器在20%負載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形。在圖4b中，時間t5-t6’所示為利用控制隔離變壓器30的次級繞組320a~320d的導通數量及其與初級繞組310間的耦合距離以改變隔離變壓器30的漏感後的工作週期損失，其相較於圖4a所示的工作週期損失(即時間t5-t6)來的短；換言之，圖4b所示時間t6’-t6即為工作週期損失改變(即縮減)的區段。
圖5b及圖6b分別繪示本發明的電源供應器在50%及100%負載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形，其中，時間t5-t6所示為未利用控制隔離變壓器310的次級繞組320a~320d的導通數量及其與初級繞組310間的耦合距離以改變隔離變壓器30的漏感後的工作週期損失，時間t5-t6’所示為利用控制隔離變壓器30的次級繞組320a~320d的導通數量及其與初級繞組310間的耦合距離以改變隔離變壓器30 的漏感後的工作週期損失。
此外，為了避免隔離變壓器30因局部的熱積蓄而損壞，可以進一步地依據前表一改變第一至第四同步整流單元410a~410d進行同步整流的順序，例如控制器420可使進行同步整流之同步整流單元逐步開啟的方式控制同步整流單元，以防止隔離變壓器30產生熱積蓄的問題。進一步地，更可以藉由控制器420以讓進行同步整流之同步整流單元與繞線架330之中心軸間的間距逐步收斂開啟的方式控制同步整流單元，以防止隔離變壓器30產生熱積蓄的問題；即依序由第一同步整流單元410a、第四同步整流單元410d、第二同步整流單元410b及第三同步整流單元410c單獨進行同步整流。
此外，例如在表一所示的第一狀態及第二狀態，皆僅有單一個同步整流單元開啟，而其他三個同步整流單元停止，且開啟的同步整流單元恰好位於隔離變壓器30剖面中心線兩側相應的位置，使得兩者的漏感差異小。因此，在電源轉換系統操作時，可以依序開啟第一同步整流單元410a及第四同步整流單元410d，使次級繞組320a及320d分別傳遞電力至電子裝置。如此一來，可以有效地避免僅有位於磁芯340特定位置的次級繞組長時間傳遞電力至電子裝置所造成熱積蓄的問題。
當然，在實際操作時，並不限定僅有恰好位於隔離變壓器30剖面中心線兩側相應位置的同步整流單元進行依時序的不同進行切換，只要是可以提供相近漏感(例如小於5 μH)值得狀態所對應之同步整流單元皆可依序開啟，藉以防止隔離變壓器30產生熱積蓄的問題。
綜上所述，本發明的電源轉換系統可利用如下的電能轉換方法以提供電子裝置在不同操作狀態下的需求電力。
首先，提供隔離變壓器30，隔離變壓器30包含至少一初級繞組310及複數次級繞組(例如圖2所示的次級繞組320a~320d)，其中每個次級繞組320a、320b、320c、320d與初級繞組310間的具有至少一耦合距離；換言之，初級繞組310與次級繞組320a~320d的距離可以皆不同，或者每個次級繞組320a、320b、320c、320d與初級繞組310間的距離可以相同。隔離變壓器30的初級繞組310是電連接於諧振模組20，諧振模組20透過全橋切換模組10電連接於輸入電壓Vi。隔離變壓器30的每個次級繞組310電連接於同步整流單元(例如為圖2所示的第一至第四整流單元410a~410d)，同步整流單元410a~410d透過濾波器L1~L8連接電子裝置。
接著，感測電子裝置的工作模式，即電子裝置是操作在輕載、中載或滿載狀態，並依據電子裝置在對應的工作模式下的操作電力以使第一至第四同步整流單元410a、410b、410c、410d中之至少一者進行同步整流，藉以改變隔離變壓器30的漏感。
當隔離變壓器30的漏感改變時，隔離變壓器30的初級側電流(Ip)改變，則耦合至隔離變壓器次級繞組320a~320d的電力亦改變，致使傳遞至電子裝置的電力改變，以輸出符合電子裝置在相應工作模式下的操作電力。
配合參閱圖11，為本發明第三實施方式的電源轉換系統的電路圖。圖11所示的電源轉換系統包含全橋切換模組10、諧振模組20、變壓器30及輸出控制裝置40，變壓器30包含相耦合的初級繞組310及次級繞組320a~320d。
在此要特別說明的是，圖11所示全橋切換模組10及諧振模組20的電路架構及操作方法皆相同於圖2所示的全橋切換模組10及諧振模組20；換句話說，圖11所示的變壓器30及輸出控制裝置40的架構是不相同於圖2所示的變壓器30及輸出控制模組40。
在圖11中，變壓器30為中心抽頭式變壓器，故其相較於圖2所示的變壓器30而言，具備小體積的特點，而圖2所示的變壓器30具備倍流的特點。輸出控制模組40電連接於變壓器310的次級繞組320a~320d，輸出控制模組40包含第一至第四同步整流單元410a-410d、控制器420及第一至第四輸出開關SW1~SW4。第一同步整流單元410a連接於次級繞組320a，第二同步整流單元410b連接於次級繞組320b，第三同步整流單元410c連接於次級繞組320c，第四同步整流單元410d連接於次級繞組320d。
第一同步整流單元410a包含整流開關Q1、Q2，第二同步整流單元410b包含整流開關Q3、Q4，第三同步整流單元410c包含整流開關Q5、Q6，第四同步整流單元410d包含整流開關Q7、Q8。整流開關Q1及Q2的源極分別接地，整流開關Q1、Q2的汲極電連接於次級繞組320a的兩端，濾波器L1連接於次級繞組320a的中心抽頭端。整流開關Q3及Q4的源極分別接地，整流開關Q3、Q4的汲極分別電連接於次級繞組320a的兩端，濾波器L2連接於次級繞組320b的中心抽頭端。整流開關Q5、Q6的源極分別接地，整流開關Q5、Q6的汲極電連接於次級繞組320b的兩端，濾波器L3連接於次級繞組320c的中心抽頭端。整流開關Q7、Q8的源極分別接地，整流開關Q7、Q8的汲極電連接於次級繞組320d的兩端，濾波器L4連接於次級繞組320d的中心抽頭端。整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8，以及第一至第四輸出開關SW1~SW4分別電連接於控制器420。整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8接受控制器420輸出的控制信號以進行導通或截止的切換動作，藉以提供同步整流之效果；第一至第四輸出開關SW1~SW4接受控制器420輸出的控制信號以導通或截止。變壓器30的次級繞組320a、320b的中心抽頭端電連接於輸出電容器Co。
圖11所示本發明第三實施方式的電源轉換系統的其他各元件的功用與相關說明，實際上皆與圖2所示的第二實施方式的電源轉換系統相同，在此不予贅述。圖11所示的電源轉換系統至少可以達到與圖1及圖2所示的電源轉換系統相同的功能。
雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作各種的更動與潤飾，因此本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
10‧‧‧全橋切換模組
20‧‧‧諧振模組
30‧‧‧隔離變壓器
310‧‧‧初級繞組
320a、320b、320c、320d‧‧‧次級繞組
330‧‧‧繞線架
340‧‧‧磁芯
40‧‧‧輸出控制模組
400a~400d‧‧‧輸出控制模組
410a‧‧‧第一同步整流單元
410b‧‧‧第二同步整流單元
410c‧‧‧第三同步整流單元
410d‧‧‧第四同步整流單元
420‧‧‧控制器
C‧‧‧電容器
Cb‧‧‧隔離直流電容器
Co‧‧‧輸出電容器
Ip‧‧‧初級側電流
L1、L2、L3、L4、L5、L6、L7、L8‧‧‧濾波器
Lr‧‧‧諧振電感器
QA‧‧‧第一功率開關
QB‧‧‧第二功率開關
QC‧‧‧第三功率開關
QD‧‧‧第四功率開關
Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8‧‧‧整流開關
S1、S2、S3、S4、SR1、SR2、SR3、SR4、SR5、SR6、SR7、SR8‧‧‧閘極
SW1、SW2、SW3、SW4‧‧‧輸出開關
Vi‧‧‧輸入電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
Vp‧‧‧初級側電壓
VQ4‧‧‧第四功率開關汲源極跨壓
圖1繪示本發明第一實施方式的電源轉換系統的電路方塊圖；
圖2繪示本發明第一實施方式的電源轉換系統的電路圖；
圖3繪示對應本發明的電源轉換系統輸出電流與整流開關及輸出開關的切換時序圖；
圖4a及圖4b繪示本發明的電源轉換系統在輕載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形；
圖5a及圖5b繪示本發明的電源轉換系統在中載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形；
圖6a及圖6b繪示本發明的電源轉換系統在滿載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形；
圖7繪示本發明的隔離變壓器的剖視圖；
圖8為本發明的隔離變壓器於第一操作狀態的漏感及磁通密度分布圖；
圖9為本發明的隔離變壓器在第二操作狀態的漏感及磁通密度分布圖；
圖10為本發明的隔離變壓器在第三操作狀態的漏感及磁通密度分布圖；以及
圖11繪示本發明第二實施方式的電源轉換系統的電路圖。
10‧‧‧全橋切換模組
20‧‧‧諧振模組
30‧‧‧隔離變壓器
310‧‧‧初級繞組
320a、320b、320c、320d‧‧‧次級繞組
40‧‧‧輸出控制裝置
400a、400b、400c、400d‧‧‧輸出控制模組
410a‧‧‧第一同步整流單元
410b‧‧‧第二同步整流單元
410c‧‧‧第三同步整流單元
410d‧‧‧第四同步整流單元
SW1、SW2、SW3、SW4‧‧‧輸出開關
Vi‧‧‧輸入電壓
Vo‧‧‧輸出電壓

Claims (9)

  1. 一種電能轉換系統，用以提供一電子裝置於不同操作狀態下的複數需求電力，該電能轉換系統包含: 一隔離變壓器，包含一初級繞組及複數次級繞組，該等次級繞組與該初級繞組間具有至少一耦合距離，該隔離變壓器之一漏感隨著該耦合距離增加而增加； 一諧振模組，電連接於該初級繞組； 一切換模組，電連接於該諧振模組；以及 一輸出控制裝置，包含一控制器及複數輸出控制模組，該控制器電連接於該等輸出控制模組，每一輸出控制模組電連接於其中之一次級繞組， 其中，該控制器依據該電子裝置的操作狀態驅使該輸出控制裝置之至少一輸出控制模組輸出對應其中之一需求電力中之一操作電力。
  2. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中各該輸出控制模組包含一同步整流單元，該控制器電連接於該等同步整流單元，每一次級繞組至少連接於其中之一同步整流單元，該控制器依據該電子裝置的操作狀態驅使至少一同步整流單元進行同步整流並輸出對應其中之一需求電力中之一操作電力。
  3. 如請求項1所述之電能轉換系統，其中各該輸出控制模組包含一同步整流單元及一輸出開關，每一輸出開關分別電連接於其中之一同步整流單元，該控制器依據該電子裝置的操作狀態驅使該輸出控制裝置中之至少一輸出開關導通並輸出對應其中之一需求電力中之一操作電力。
  4. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中該等次級繞組分別排列於該初級繞組的兩側，該控制器使電連接於該初級繞組兩側具有相同之該耦合距離之該等次級繞組之該等同步整流單元交錯進行同步整流。
  5. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中該控制器驅使該隔離變壓器產生相近漏感之該等同步整流單元交錯進行同步整流。
  6. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中該隔離變壓器更包含: 一繞線架，該等次級繞組等間隔設於該繞線架上，該初級繞組纏繞於該繞線架上，並位於各該次級繞組的一側，使該等初級繞組與該等次級繞組呈交錯排列；以及 一磁芯，套設於繞線架。
  7. 如請求項第4項所述之電能轉換系統，該控制器使該等同步整流單元按次序進行同步整流，並使進行同步整流之該等同步整流單元與該繞線架之一中心軸間的間距逐步收斂。
  8. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中該等次級繞組與該初級繞組間的耦合距離皆相異。
  9. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中當該隔離變壓器之該漏感逐漸增加，該電能轉換系統輸出之該操作電力逐漸降低。
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