CN107370379A - 电能转换系统及其对电子装置供电的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电能转换系统及其对电子装置供电的方法，该系统包含隔离变压器及输出控制模块。隔离变压器包含初级绕组及多个次级绕组，次级绕组分别与初级绕组相耦合，次级绕组及初级绕组间具有多个耦合距离。输出控制装置包含控制器及多个输出控制模块，控制器电连接于输出控制模块，输出控制模块电连接于其中的一次级绕组，且控制器驱动输出控制装置中之一者，以让电能转换系统输出一电力。电能转换系统依据电子装置的需求电力来调整被控制器驱动的输出控制模块的数量，进而改变电能转换系统的漏感；当输出控制模块皆被控制器驱动时，电能转换系统供输出电子装置需求的最大电力。

Description

电能转换系统及其对电子装置供电的方法

技术领域

本发明是关于电源转换系统及其供电方法，且特别是有关于一种可依据电子装置的操作状态改变输出电流的电源转换系统。

背景技术

传统使用二极管或肖特基二极管(Schottky)的整流电路因二极管、肖特基二极管的顺向导通电压大，使得整流电路的损耗成为电源转换器的主要损耗。金属氧化物半导体场效应晶体管具有导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低电压大电流的电源转换器首选的整流元件，根据金属氧化物半导体场效应晶体管的控制特点，因而有同步整流的技术产生。

传统的具备多组输出的电源转换器包含多组同步整流单元，当电子装置启动时，所述的多组同步整流单元同时启动，并输出电力至电子装置。而当电子装置关闭时，多组同步整流单元同时关闭，而停止输出电力至电子装置。前述的同步整流单元的控制方式虽然具备简易控制的特点，然不论电子装置是操作在轻载或非轻载状态，电源转换器输出的电力皆为定值，这使得电源转换器于电子装置轻载操作时的损耗提高。

发明内容

依据本发明提供一种电能转换系统，包含隔离变压器及输出控制装置。隔离变压器包含初级绕组及多个次级绕组，次级绕组分别与初级绕组相耦合，其中次级绕组及初级绕组间具有多个耦合距离。输出控制装置包含控制器及多个输出控制模块，控制器电连接于等输出控制模块，其中每个输出控制模块电连接于其中之一次级绕组，且控制器用以驱动输出控制装置中之一者，以让电能转换系统输出一电力。电能转换系统依据电子装置的需求电力来调整被控制器驱动的输出控制模块的数量，进而改变电能转换系统的漏感，当输出控制模块皆被控制器驱动时，电能转换系统供输出电子装置需求的最大电力。

本发明另提供一种对电子装置供电的方法，其包含如下步骤:提供电能转换系统，电能转换系统包含初级绕组及多个次级绕组，次级绕组及初级绕组间具有多个耦合距离；检测电子装置的需求电流；及调整与初级绕组电磁耦合的次级绕组的数量以改变电能转换系统的漏感，使电能转换系统输出该需求电流。

附图说明

图1绘示本发明第一实施方式的电源转换系统的电路方块图；

图2绘示本发明第一实施方式的电源转换系统的电路图；

图3绘示对应本发明的电源转换系统输出电流与整流开关及输出开关的切换时序图；

图4a绘示电源转换系统在轻载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图4b绘示本发明的电源转换系统在轻载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图5a绘示电源转换系统在中载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图5b绘示本发明的电源转换系统在中载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图6a绘示电源转换系统在满载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图6b绘示本发明的电源转换系统在满载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形；

图7绘示本发明的隔离变压器的剖视图；

图8为本发明的隔离变压器于第一操作状态的漏感及磁通密度分布图；

图9为本发明的隔离变压器在第二操作状态的漏感及磁通密度分布图；

图10为本发明的隔离变压器在第三操作状态的漏感及磁通密度分布图；以及

图11绘示本发明第二实施方式的电源转换系统的电路图。

其中，附图标记：

10 全桥切换模块

20 谐振模块

30 隔离变压器

310 初级绕组

320a、320b、320c、320d 次级绕组

330 绕线架

340 磁芯

40 输出控制模块

400a～400d 输出控制模块

410a 第一同步整流单元

410b 第二同步整流单元

410c 第三同步整流单元

410d 第四同步整流单元

420 控制器

50 电流感测单元

C 电容器

Cb 隔离直流电容器

Co 输出电容器

Ip 初级侧电流

L1、L2、L3、L4、L5、L6、L7、L8 滤波器

Lr 谐振电感器

QA 第一功率开关

QB 第二功率开关

QC 第三功率开关

QD 第四功率开关

Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8 整流开关

Rs 电阻器

S1、S2、S3、S4、SR1、SR2、SR3、SR4、SR5、SR6、SR7、SR8 栅极

SW1、SW2、SW3、SW4 输出开关

Vi 输入电压

Vo 输出电压

Vo’ 输出端

Vp 初级侧电压

VQ4 第四功率开关漏源极跨压

具体实施方式

请参照图1，其绘示本发明第一实施方式的电源转换系统的电路方块图。电源转换系统(未另标号)接收输入电压Vi并产生输出电压Vo。在图1中，电源转换系统包含被隔离变压器30划分成初级侧及次级侧。隔离变压器30包含初级绕组310及次级绕组320a-320d，次级绕组320a～320d可与初级绕组310电磁耦合。

电源转换系统还包含全桥切换模块10、谐振模块20、输出控制装置40及电流感测单元50。全桥切换模块10、谐振模块20及初级绕组310分别位于电源转换系统的初级侧，次级绕组320a～320d、输出控制装置40及电流感测单元50分别位于次级侧。

输出控制装置40包含多个输出控制模块400a～400d，每个输出控制模块400a～400d包含同步整流单元及输出开关(详见后述)。电流感测单元50感测通过电阻器Rs的电流，并发送电流感测信号给控制器420；其中，控制器420是依据电流感测信号以决定控制模块400a～400d及同步整流单元410a～410d的个别操作状态。

请参照图2，其绘示本发明第一实施方式的电源转换系统的电路图。全桥切换模块10电连接于输入电压Vi，并包含第一功率开关QA、第二功率开关QB、第三功率开关QC及第四功率开关QD；第一至第四功率开关QA～QD可例如分别为金属氧化物半导体场效晶体管。第一功率开关QA的漏极和第三功率开关QC的漏极连接输入电压Vi，第一功率开关QA的源极电连接于第二功率开关QB的漏极，第三功率开关QC的源极电连接于第四功率开关QD的漏极及隔离变压器30的初级绕组310。第二功率开关QB的源极及第四功率开关QD的源极连接输入电压Vi。

全桥切换模块10更包含多个二极管D及多个电容器C，如图2所示，所述的二极管D分别并联在第一功率开关QA、第二功率开关QB、第三功率开关QC及第四功率开关QA～QD的漏源极之间。更具体来说，二极管D的阴极是连接在第一至第四功率开关QA～QD的漏极，二极管D的阳极连接在第一至第四功率开关QA～QD的源极。每个电容器C与其中的一二极管D呈并联连接。二极管D可以是第一至第四功率开关QA～QD的内嵌本体二极管，电容器C可以是第一至第四功率开关QA～QD的内嵌寄生电容器。

谐振模块20包含串联连接的谐振电感器Lr、隔离直流电容器Cb及激磁电感器。在本实施方式中，激磁电感器整合在与隔离变压器30中；然在实际实施时，激磁电感器可以隔离变压器30分离设置。在图2中，隔离直流电容器Cb的一端连接于第一功率开关QA的源极及第二功率开关QB的漏极，另一端连接于谐振电感器Lr的一端；谐振电感器Lr的另一端连接于初级绕组310。

谐振模块20用以使第一至第四功率开关QA～QD达到零电压的切换(zero-voltage-switching，ZVS)的特性，减少切换损失进而增加电源转换系统的效率。

输出控制装置40包含数量对应于次级绕组320a-320d的第一同步整流单元410a、第二同步整流单元410b、第三同步整流单元410c、第四同步整流单元410d、第一输出开关SW1、第二输出开关SW2、第三输出开关SW3及第四输出开关SW4。如图1及图2所示，第一同步整流单元410a连接于次级绕组320a及第一输出开关SW1，第二同步整流单元410b连接于次级绕组320b及第二输出开关SW2，第三同步整流单元410c连接于次级绕组320c及第三输出开关SW3，第四同步整流单元410d连接于次级绕组320d及第四输出开关SW4。

如图2所示，第一同步整流单元410a包含整流开关Q1和Q2，第二同步整流单元410b包含整流开关Q3和Q4，第三同步整流单元410c包含整流开关Q5和Q6，第四同步整流单元410d包含整流开关Q7和Q8。整流开关Q1～Q8可例如分别为金属氧化物半导体场效晶体管。

整流开关Q1的源极连接整流开关Q2的源极，整流开关Q1和Q2的漏极连接于次级绕组320a(其中整流开关Q1的漏极连接于次级绕组320a的两端中的一端，整流开关Q2的漏极连接于次级绕组320a的另一端)。整流开关Q3的源极连接整流开关Q4的源极，整流开关Q3和Q4的漏极连接于次级绕组320b。整流开关Q5的源极连接整流开关Q6的源极，整流开关Q5和Q6的漏极连接于次级绕组320c。整流开关Q7的源极连接整流开关Q8的源极，整流开关Q7和Q8的漏极连接于次级绕组320d。整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8分别电连接于控制器420，并接受控制器420输出的控制信号以进行导通或截止的切换动作，藉以提供同步整流的效果。

电源转换系统更可以包含滤波器L1～L8。如图2所示，滤波器L1～L8可例如为电感器。滤波器L1及滤波器L2位在次级绕组320a的两端及输出开关SW1之间，滤波器L1连接在次级绕组320a的两端中的一端，滤波器L2连接在次级绕组320b的另一端。滤波器L3及滤波器L4位在次级绕组320b的两端及输出开关SW2之间，滤波器L3连接在次级绕组320b两端中的一端，滤波器L4连接在次级绕组320b的另一端。滤波器L5及滤波器L6位在次级绕组320c的两端及输出开关SW3之间，滤波器L5连接在次级绕组320c的两端中的一端，滤波器L6连接在次级绕组320c的另一端。滤波器L7及滤波器L8位在次级绕组320d的两端及输出开关SW4之间，滤波器L7连接在次级绕组320d的两端中的一端，滤波器L8连接在次级绕组320d的另一端。

电源转换系统还进一步包含多个输出电容器Co，输出电容器Co的数量相同于输出控制装置40中同步整流单元的数量。输出电容器Co的一端连接于第一及第四同步整流单元410a～410d，另一端连接于第一至第四输出开关SW1～SW4。

在此要特别说明的是，本发明的电能转换系统主要是用以提供电子装置在不同操作状态下的需求电力。更具体来说，控制器420会依据电流感测单元50送出的电流感测信号以判断电子装置的操作状态，并依据电流感测信号驱动第一至第四输出控制模块400a～400d中的至少一者输出对应电子装置即时操作的需求电力。

在此要特别说明的是，控制器420可以选择藉由驱动第一至第四同步整流单元410a～410d或第一至第四输出开关SW1～SW4而让电源转换系统输出电子装置操作时所需的电力。

更具体来说，在控制器420选择以驱动第一至第四同步整流单元410a～410d来让电源转换系统输出电子装置操作时所需电力的情况下，第一至第四输出开关SW1～SW4皆维持在导通(turn on)或称闭合(close)的状态。

进一步地，当第一至第四同步整流单元410a～410d被驱动时，会执行同步整流程序；也就是说，由初级绕组310电磁耦合至次级绕组320a～320d的电力会进入被驱动的第一至第四同步整流单元410a～410d以执行同步整流程序。之后，通过第一至第四同步整流单元410a～410d整流后的电力会经由第一至第四输出开关SW1～SW4及输出电容器Co传递至输出端Vo’。相对地，当第一至第四同步整流单元410a～410d未被控制器420驱动时，第一至第四同步整流单元410a～410d便无法执行同步整流程序，则传递至初级绕组310便无法顺利电磁耦合至次级绕组320a～320d，且当第一至第四同步整流单元410a～410d皆未被控制器420驱动时，电源转换系统不会有电力输出。因此，控制器420可藉由改变所驱动的第一至第四同步整流单元410a～410d的数量，来达到输出电力大小的控制。

又，在控制器420选择以驱动第一至第四输出开关SW1～SW4来让电源转换系统输出电子装置操作时所需电力的情况下，第一至第四同步整流单元410a～410d会持续地接受控制器420发出的信号而进行同步整流。

也就是说，当第一至第四输出开关SW1～SW4受到控制器420驱动而导通(turn on)时，第一至第四输出开关SW1～SW4会闭合(close)；如此一来，通过第一至第四同步整流单元410a～410d整流后的电力就可以传递到输出电容器Co及输出端Vo’。相反地，当第一至第四输出开关SW1～SW4未受到控制器420的驱动而截止(turn off)时(或者说第一至第四输出开关SW1～SW4受到控制器420的驱动而截止时)，第一至第四输出开关SW1～SW4开启(open)，则通过第一至第四同步整流单元410a～410d整流后的电力就无法传递至输出电容器Co及输出端Vo’，且当第一至第四输出开关SW1～SW4皆未闭合时，电源转换系统不会有电力输出。因此，控制器420可藉由控制第一至第四输出开关SW1～SW4呈现闭合状态的数量，便可以达到输出电力大小的控制。

谐振模块20的谐振电感器Lr及隔离变压器30配合提供电源转换系统的漏感。为了提高效率并降低电磁干扰(electromagnetic interferences，EMI)，电源转换系统需操作在零电压切换模式中。在此模式中，为了降低切换损失，第一至第四功率开关QA～QD受到控制而在电压的零交越点时进行切换。其中，第一至第四功率开关QA～QD可例如是受到控制电路(未图示)的控制而于导通(tur-on)及截止(turn off)之间切换。

在第一功率开关QA及第二功率开关QB(或第三功率开关QC及第四功率开关QD)的控制信号间明显存在一段死区时间(dead time)，如图4a所示的时间区间t2～t3(t4～t5)。所谓死区时间，是在一个开关周期内，控制电路使第一功率开关QA和第二功率开关时间QB(第三功率开关QC及第四功率开关QD)同时处于截止(turnoff)状态的持续时间(其中控制电路电连接于第一至第四功率开关QA～QD的栅极S1～S4，并输出控制信号以使第一至第四功率开关QA～QD导通或截止)。一般来说，漏感越大，则死区时间越长。

请同时参照图2及图4a，其中图4a绘示电源转换系统在电子装置操作于轻载(例如为满载的20％)时的初级侧电流和电压波形。在图4a所示的时间t1～t2，图2所示的第一功率开关QA及第四功率开关QD截止(turnoff)，第二功率开关QB及第三功率开关QC导通(turnon)，故输入电压Vi经由第二功率开关QB、第三功率开关QC、谐振电容器Cb谐振电感器Lr后，由初级绕组310耦合传递至次级绕组320a～320d。在这段期间，隔离变压器30的初级侧电流(Ip)会缓慢上升，谐振电感器Lr同时充电而储存能量。

在图4a所示的时间点t2，图2所示的第二功率开关QB截止(第一功率开关QA及第四功率开关QD维持截止，第三功率开关QC维持导通)，隔离变压器30的初级侧电流(Ip)在时间点t3停止上升。然根据楞次定律，谐振电感器Lr的电流须保持持续性，故谐振电感器Lr的电流继续往同一方向流动。此时初级侧电流(Ip)对并联在第二功率开关QB漏源极间的电容器C充电，对并联在第一功率开关QA漏源极间的电容器C放电，直到并联在第二功率开关QB漏源极间的电容器C的电压相等于输入电压Vi。

在图4a所示的时间点t3时，零电压区间结束，此时第一功率开关QA的漏源极跨压放电降至零电压，接着跨接在第一功率开关QA漏源极间的二极管D导通，将第一功率开关QA上的漏源极箝位在零电压，以使第一功率开关QA达成零电压切换，进而减少切换损失。同时，隔离变压器30的初级侧电压(Vp)为零。

谐振状态开始于第三功率开关QC截止(即时间点t4)，因谐振电感器Lr的电流须保持持续性，初级侧电流(Ip)会对并联于第三功率开关QC漏源极的电容器C充电，并对并联在第四功率开关QD漏源极间的电容器C放电，直到并联在第四功率开关QC漏源极间的电容器C的电压相等于输入电压Vi，且第四功率开关QD的漏源极跨压放电降至零电压(如VQ4曲线所示)。

在图4a所示的时间点t5，并联于第三功率开关QC漏源极的电容器C两端的跨压等于输入电压，且并联于第四功率开关QD漏源极间的电容器C两端的跨压降为零，使得并联在第四功率开关QD漏源极间的二极管D导通而完成谐振。同时，在并联于第四功率开关QD漏源极的二极管D导通后，使第四功率开关QD导通，第四功率开关QD漏源极的跨压为零电位，因此第四功率开关QD便为零电压切换。

在图4a所示的时间点t5至t6，由于谐振电感器Lr两端的电压相同于输入电压Vi，因此初级侧电流(Ip)呈线性减少。其中，在时间t6时，初级侧电压(Vp)并未于第四功率开关QD导通的瞬间转换为负电位，此区段称为工作周期损失(duty cycle loss)；其中，当漏感越大，则工作周期损失越大。在此要特别说明的是，工作周期损失可以下式表示之:

其中:

Lr为谐振电感器的电感值；

Ip为电源转换系统中的初级侧电流；以及

Vp为电源转换系统的初级侧电压。

前述的图4a所示的电源转换系统是供应电子装置操作于轻载(例如为满载的20％)时的初级侧电流和电压波形，图5a及图6a则分别绘示电子装置操作于中载(例如满载的50％)时的初级侧电流和电压波形以及电子装置操作于满载时的初级侧电流和电压波形。要特别说明的是，当电子装置需求电流提高，电源转换系统输出的电流也对应增加时，则工作周期损失因电流提高而增加。前述的工作周期损失使得输入电压Vi的维持时间(hold-up time)减少，致使电源转换系统的整体效率降低。

为了克服前述电源转换系统效率低落的问题，可以藉由调整电源转换系统的漏感，来减少其切换损失，进而达到抑制增加工作周期损失的效果(详见后述)。

一般来说，电子装置在满载操作时的需求电力最大，故电源转换系统输出给电子装置的电流也较大；电子装置在轻载操作时的需求电力最小，故电源转换系统输出给电子装置的电流则相对较小。

本发明的电源转换系统可以依据电子装置需求电流的大小，调整输出控制装置40的操作模式，使电源转换系统在电子装置于满载操作时提供较大电流，并于电子装置于轻载操作时，提供较小电流，藉以降低功率消耗。

在本发明的输出控制装置的其中的一个操作状态中，若控制器420是以输出控制模块400a～400d中的同步整流单元410a～410d是否进行同步整流而决定输出电力时，电源转换系统包含如下4种操作模式。复参阅图2，在第一操作模式，控制器420依据电流感测单元50(如图1所示)指示的电子装置的需求电力为第一电流I1控制整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8的操作状态，使第一至第四同步整流单元410a～410d的其中之一者进行同步整流，让电源转换系统输出第一电流I1。在此，控制器420可例如是让整流开关Q1、Q2进行导通与截止的切换以进行同步整流(如图3的0～t1区间所示)，及第一输出开关SW1导通，以让电磁耦合到次级绕组320a的电力能够传递至输出端Vo’。在此要特别说明的是，控制器420也可以选择性地驱动第一至第四输出开关SW1～SW4皆导通，以让通过第一同步整流单元410a的电力通过第一输出开关SW1传递至输出端Vo’；换言之，在第一操作模式中，第二至第四输出开关SW2～SW4并不会有电力通过。

在第二操作模式，控制器420依据电流感测单元50所指示电子装置的需求电力为第二电流I2控制整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8的操作状态，使第一至第四同步整流单元410a～410d的其中之二者进行同步整流，让电源转换系统输出第二电流I2，其中第二电流I2大于第一电流I1。在此，控制器420可例如是让整流开关Q1～Q4进行导通与截止的切换以进行同步整流(如图3的t1～t2区间所示)，以让电磁耦合到次级绕组320a和320b的电力能够通过滤波器L1～L4、第一输出开关SW1及第二输出开关SW2及连接于第一和第二输出开关SW1～SW2的输出电容器Co传递至输出端Vo’。

在第三操作模式，控制器420依据电流感测单元50所指示的电子装置的需求电力为第三电流I3控制整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8的操作状态，使第一至第四同步整流单元410a～410d中之三者进行同步整流，让电源转换系统输出第三电流I3，其中第三电流I3大于第二电流I2。在此，控制器420可例如是让整流开关Q1～Q6进行导通与截止的切换以进行同步整流(如图3中t2～t3区间所示)，以让电磁耦合到次级绕组320a～320c的电力能够通过滤波器L1～L6、第一至第三输出开关SW1～SW3及连接于第一至第三输出开关SW1～SW3的输出电容器Co传递至输出端Vo’。

在第四操作模式，控制器420依据电流感测单元50所指示的电子装置的需求电力为第四电流I4控制整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8的操作状态，使第一至第四同步整流单元410a～410d同时进行同步整流，让电源转换系统输出第四电流I4，其中第四电流I4大于第三电流I3。更具体来说，控制器420是让整流开关Q1～Q8进行导通与截止的切换以进行同步整流(如图3中时间点t3之后区间所示)，以让电磁耦合到次级绕组320a～320d的电力能够通过滤波器L1～L8、第一至第四输出开关SW1～SW4及连接于第一至第四输出开关SW1～SW4的输出电容器Co传递至输出端Vo’。

依据电子装置操作模式而分段式地驱动第一至第四同步整流单元410a～410d，可以有效地降低电源转换系统于电子装置操作于轻载时的功率损耗，达到节能的效果。

在本发明的输出控制装置的另一个操作状态中，控制器420可以是藉由控制输出控制模块400a～400d中的第一至第四输出开关SW1～SW4是否被驱动而导通而改变输出予电子装置的电力大小。要特别说明的是，在此4种操作模式操作时，控制器420皆使第一至第四同步整流单元410a～410d持续进行同步整流，即使整流开关Q1～Q8持续进行导通与截止的切换而进行同步整流。

复参阅图2及图3，在第一操作模式，控制器420使第一输出开关SW1导通；如此一来，由初级绕组310电磁耦合至次级绕组320a，以及通过第一同步整流单元410a整流后的电力便可以通过第一输出开关SW1传递至输出端Vo’，让电源转换系统输出第一电流I1(如图3的0～t1区间所示)。

在第二操作模式，控制器420使第一输出开关SW1及第二输出开关SW2导通；如此一来，由初级绕组310电磁耦合至次级绕组320a和320b，以及通过第一整流单元410a及第二整流单元410b的电力便可以通过第一输出开关SW1及第二输出开关SW2传递至输出端，让电源转换系统输出第二电流I2(如图3的t1～t2区间所示)。

在第三操作模式，控制器420使第一至第三输出开关SW1～SW3导通，如此一来，由初级绕组310电磁耦合至次级绕组320a～320c，以及通过第一至第三整流单元410a～410c的电力便可以通过第一至第三输出开关SW1～SW3传递至输出端，让电源转换系统输出第三电流I3(如图3的t2～t3区间所示)。

在第四操作模式，控制器420使第一至第四输出开关SW1～SW4导通；如此一来，由初级绕组310电磁耦合至次级绕组320a～320d，以及通过第一至第四整流单元410a～410d的电力便可以通过第一至第四输出开关SW～SW4传递至输出端，让电源转换系统输出第四电流I4(如图3中时间点t3之后区间所示)。

此外，进一步地配合隔离变压器30的初级绕组310及次级绕组320a～320d的排列方式，可以更有效地控制整体的功率消耗。

请参照图7，其绘示本发明的隔离变压器的剖视图。隔离变压器30更包含绕线架330、磁芯340，磁芯340套设于绕线架330外围。初级绕组310及次级绕组320a～320d分别设于绕线架330上。在此要说明的是，在图7中，隔离变压器30包含单一个初级绕组310及四个次级绕组320a～320d，次级绕组320a～320d等间隔地设于绕线架330上(例如为插设在形成于绕线架330上，等间隔设置的槽中)，初级绕组310则缠绕在绕线架330上，并位于每个次级绕组320a～320d的一侧(例如为左侧)，且由隔离变压器30的侧剖面观之，初级绕组310及次级绕组320a～320d呈交错排列。

请配合参阅图2及图7，当施加电力于隔离变压器30的初级绕组310，电源转换系统的次级侧电路可依输出控制装置40的输出控制模块400a～400d的不同操作而有不同的电力输出，以下兹以三种不同操作状态进行说明。

在第一操作状态，第一至第四同步整流单元410a～410d的整流开关Q1～Q8均接受控制器420的控制信号而进行同步整流，且第一至第四输出开关SW1～SW4也同时接受控制器420的控制信号而导通(如图3的t3之后区间所示)。藉此，电能转换系统的的输出端(供与电子装置连接)可输出经电磁耦合到次级绕组320a～320d，并经第一至第四同步整流单元410a～410d整流后通过第一至第四输出开关SW1～SW4的电力。起因于初级绕组310及次级绕组320a～320d(及谐振电感器Lr)磁通耦合不完全的漏感也在这时产生。

请参阅图8，其绘示对应图7的隔离变压器30的漏感、磁通密度及温度分布图。在图8中，在初级绕组310与次级绕组320a～320d间的耦合距离最短处，漏感最低，且初级绕组310与次级绕组320a～320d之间的耦合距离增加，漏感逐渐增加。因图7所示的初级绕组310及次级绕组320a～320d呈交错排列，故隔离变压器30的漏感在一定范围内变动。

在第二操作状态，第一输出开关SW1可受到控制器420的驱动导通，且控制器420藉由驱动第一同步整流单元410a，使整流开关Q1、Q2进行导通或截止的切换动作，以提供整流的效果(整流开关Q3～Q8维持在截止状态，而无不提供整流的效果)，以传递电力至(与电子装置相连接的)输出端Vo’。

此外，在第二操作状态，控制器420也可以选择性地驱动整流开关Q1～Q8皆进行导通或截止的切换动作以提供整流的效果，并藉由使第一输出开关SW1接受控制器420的驱动而导通以将电磁耦合至次级绕组320a，并通过第一同步整流单元410a的电力传递至(与电子装置相连接的)输出端Vo’。

请参阅图9，在初级绕组310与次级绕组320a间耦合距离最短处，隔离变压器30的漏感低，随着初级绕组310与次级绕组320a间的耦合距离增加，漏感亦随之增加。

在第三操作状态，仅有图7所示的第一同步整流单元410a及第四同步整流单元410d的整流开关Q3～Q6接受控制器420的控制信号而在导通与截止之间切换，以提供整流的效果(整流开关Q1、Q2、Q7、Q8则维持在截止状态而不提供整流的效果)。藉此，只有电磁耦合至次级绕组320b和320c的电力会通过持续受到控制器420驱动而导通的第二输出开关SW2及第三输出开关SW3传递至(与电子装置相连接的)输出端Vo’。当然，在前述状态下，第一输出开关SW1及第四输出开关SW4也会持续受到控制器420的控制而维持在截止状态。

此外，在第三操作状态，控制器420也可以选择性地驱动整流开关Q1～Q8皆进行导通或截止的切换动作以提供整流的效果，并藉由使第二输出开关SW2及第三输出开关接受控制器420的驱动而导通，来让耦合至次级绕组320b和320c的电力能在经由同步整流单元410b和410c后，通过第二输出开关SW2及第三输出开关SW3传递至(与电子装置相连接的)电子装置。请参阅图10，最小漏感介于次级绕组320b和320c之间，且漏感随着远离次级绕组320b和320c而逐渐增加。

由前述内容可以得知，藉由改变第一至第四同步整流单元410a～410d的受到控制器420驱动而执行同步整流程序的数量，以及连接在前述执行同步整流程序的第一至第四同步整流单元410a～410d的次级绕组320a～320d与初级绕组310间的耦合距离，可以有效地调整隔离变压器30的漏感，以让电源转换系统能够依照电子装置需求电力的不同而输出相应的操作电力。

复参阅图2，当第一同步整流单元410a进行同步整流时，由初级绕组310电磁耦合至次级绕组320a的电能才能经由滤波器L1、L2输出，并产生漏感以缩减工作周期损失。换言之，藉由控制如图2所示的第一至第四同步整流单元410a～410d的进行同步整流与否，可以改变隔离变压器30的漏感。下表一(漏感值仅为此例测试数据)所示为对应第一至第四同步整流单元410a～410d的进行同步整流与否所对应产生的漏感。

在表一中，“同步整流”表示第一至第四同步整流单元中的其中的至少一者执行同步整流程序，则由初级绕组310电磁耦合至连接于执行同步整流程序的整流单元的次级绕组320a～320d的电力可输出至电子装置；“截止”表示第一至第四同步整流单元410a～410d中的其中的至少一者不执行同步整流程序，且由初级绕组310电磁耦合至连接于不执行同步整流程序的同步整流单元的次级绕组320a～320d的电力无法传递至电子装置。

藉由改变隔离变压器30的漏感，可以减少电能转换系统的切换损失，进而实现抑制增加工作周期损失的效果。其中，图4b所示为对应电源供应器在20％负载时第一至第四功率开关QA～QD栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形。在图4b中，时间t5-t6’所示为利用控制隔离变压器30的次级绕组320a～320d的导通数量及其与初级绕组310间的耦合距离以改变隔离变压器30的漏感后的工作周期损失，其相较于图4a所示的工作周期损失(即时间t5-t6)来的短；换言之，图4b所示时间t6’-t6即为工作周期损失改变(即缩减)的区段。

图5b及图6b分别绘示本发明的电源供应器在50％及100％负载时第一至第四功率开关栅极控制信号极相对应的初级侧电流和电压波形，其中，时间t5-t6所示为未利用控制隔离变压器310的次级绕组320a～320d的导通数量及其与初级绕组310间的耦合距离以改变隔离变压器30的漏感后的工作周期损失，时间t6-t6’所示为利用控制隔离变压器30的次级绕组320a～320d的导通数量及其与初级绕组310间的耦合距离以改变隔离变压器30的漏感后的工作周期损失。

此外，为了避免隔离变压器30因局部的热积蓄而损坏，可以进一步地依据前表一改变第一至第四同步整流单元410a～410d执行同步整流程序的顺序，例如控制器420可使执行同步整流程序的同步整流单元逐步开启或交替开启的方式控制同步整流单元，以防止隔离变压器30产生热积蓄的问题。进一步地，控制器420依序驱动同步整流单元交错执行同步整流程序的顺序可以是依据同步整流单元与绕线架330的一中心轴间的一距离来决定，并且控制器420驱动该等同步整流单元执行同步整程序的顺序可以例如是使前述距离呈逐渐收敛，藉以防止隔离变压器30产生热积蓄的问题。更具体来说，控制器420会使最远离于绕线架330的中心轴的同步整流单元最优先导通，而最靠近于绕线架330的中心轴的同步整流单元最后导通；即依序由第一同步整流单元410a、第四同步整流单元410d、第二同步整流单元410b及第三同步整流单元410c单独执行同步整流程序。其中，未执行同步整流程序的同步整流单元是处于截止状态。

此外，例如在表一所示的第一状态及第二状态，皆仅有单一个同步整流单元开启，而其他三个同步整流单元停止，且开启的同步整流单元恰好位于隔离变压器30剖面中心线两侧相应的位置，使得两者的漏感差异小。因此，在电源转换系统操作时，可以依序开启第一同步整流单元410a及第四同步整流单元410d，使次级绕组320a及320d分别传递电力至电子装置。如此一来，可以有效地避免仅有位于磁芯340特定位置的次级绕组320a～320d长时间传递电力至电子装置所造成热积蓄的问题。

当然，在实际操作时，并不限定仅有恰好位于隔离变压器30剖面中心线两侧相应位置的同步整流单元进行依时序的不同进行切换，只要是可以提供相近漏感(例如小于5μH)值得状态所对应的同步整流单元皆可依序开启，藉以防止隔离变压器30产生热积蓄的问题。

综上所述，本发明的电源转换系统可利用如下的电能转换方法以提供电子装置在不同操作状态下的需求电力。

首先，提供隔离变压器30，隔离变压器30包含至少一初级绕组310及多个次级绕组(例如图2所示的次级绕组320a～320d)，其中每个次级绕组320a、320b、320c、320d与初级绕组310间的具有多个耦合距离；换言之，初级绕组310与次级绕组320a～320d的距离可以皆不同，或者每个次级绕组320a、320b、320c、320d与初级绕组310间的至少两者与初级绕组310可以具有相同距离。

接着，藉由感测电子装置需求电流以决定电子装置的工作模式(即电子装置是操作在轻载、中载或满载模式中)。更具体来说，电子装置操作在轻载模式下的需求电流会小于其操作在中载模式下的需求电流，且电子装置操作在重载模式下的需求电流会大于其操作在中载模式下的需求电流。之后，驱动至少一同步整流单元(即前述的第一至第四同步整流单元410a～410d)执行同步整流程序以改变电能转换系统的漏感，以产生电子装置在特定工作模式下的需求电流。其中，电子装置在特定工作模式下的需求电流只会由受驱动而执行同步整流程序的同步整流单元提供，且当所有的同步整流单元受驱动而执行同步整流程序时，电能转换系统具有最小漏感，并可输出最大电流。

要特别说明的是，要改变电能转换系统的漏感可以藉由在单一时间内驱使其中的一同步整流单元中交替执行同步整流程序来达成，也可以在单一时间内驱使是由二或多个同步整流单元交替执行同步整流程序来达成。此外，漏感也可以是利用同步整流单元受驱动而执行同步整流程序的数量来达成调整的效果。

配合参阅图11，为本发明第三实施方式的电源转换系统的电路图。在图11中，电源转换系统的变压器30的次级绕组320a～320d为中心抽头式。电源转换系统还包含全桥切换模块10、谐振模块20及输出控制装置40；其中，变压器30更包含与次级绕组320a～320d电磁耦合的初级绕组310。

在此要特别说明的是，图11所示全桥切换模块10及谐振模块20的电路架构及操作方法皆相同于图2所示的全桥切换模块10及谐振模块20；换句话说，图11所示的输出控制装置40的架构是不相同于图2所示的输出控制模块40。

在图11所示的中心抽头式变压器30，相较于图2所示的变压器30而言，具备小体积的特点，而图2所示的变压器30具备倍流(current double)的特点。输出控制模块40电连接于变压器310的次级绕组320a～320d，输出控制模块40包含第一至第四同步整流单元410a-410d、控制器420及第一至第四输出开关SW1～SW4。第一同步整流单元410a连接于次级绕组320a，第二同步整流单元410b连接于次级绕组320b，第三同步整流单元410c连接于次级绕组320c，第四同步整流单元410d连接于次级绕组320d。

第一同步整流单元410a包含整流开关Q1和Q2，第二同步整流单元410b包含整流开关Q3和Q4，第三同步整流单元410c包含整流开关Q5和Q6，第四同步整流单元410d包含整流开关Q7和Q8。整流开关Q1及Q2的源极分别接地，整流开关Q1、Q2的漏极电连接于次级绕组320a的两端，滤波器L1连接于次级绕组320a的中心抽头端。整流开关Q3及Q4的源极分别接地，整流开关Q3及Q4的漏极分别电连接于次级绕组320a的两端，滤波器L2连接于次级绕组320b的中心抽头端。整流开关Q5及Q6的源极分别接地，整流开关Q5及Q6的漏极电连接于次级绕组320b的两端，滤波器L3连接于次级绕组320c的中心抽头端。整流开关Q7及Q8的源极分别接地，整流开关Q7及Q8的漏极电连接于次级绕组320d的两端，滤波器L4连接于次级绕组320d的中心抽头端。整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8，以及第一至第四输出开关SW1～SW4分别电连接于控制器420。整流开关Q1～Q8的栅极SR1～SR8接受控制器420输出的控制信号以进行导通或截止的切换动作，藉以提供同步整流的效果；第一至第四输出开关SW1～SW4接受控制器420输出的控制信号以导通或截止。

更具体言之，整流开关Q1～Q8接受控制器420送出的信号，以驱动第一至第四同步整流单元410a～410d中的至少一者执行同步整流程序。控制器420也会发送信号给第一至第四输出开关SW1～SW4，以使第一至第四输出开关SW1～SW4中的至少一者导通的；其中，受控制器420驱动而导通的输出开关可让经同步整流后的电力传递至电子装置。变压器30的次级绕组320a、320b的中心抽头端电连接于输出电容器Co。

图11所示本发明第三实施方式的电源转换系统的其他各元件的功用与相关说明，实际上皆与图2所示的第二实施方式的电源转换系统相同，在此不予赘述。图11所示的电源转换系统至少可以达到与图1及图2所示的电源转换系统相同的功能。

虽然本发明已以实施方式公开如上，但其并非用以限定本发明，任何本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与修改，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求书保护范围所界定者为准。

Claims (14)

1.一种电能转换系统，其特征在于，包含:

一隔离变压器，包含一初级绕组及多个次级绕组，该等次级绕组分别与该初级绕组相耦合，其中该等次级绕组及该初级绕组间具有多个耦合距离；以及

一输出控制装置，包含一控制器及多个输出控制模块，该控制器电连接于该等输出控制模块，其中各该输出控制模块电连接于其中的一次级绕组，且该控制器用以驱动该等输出控制装置中之一者，以让电能转换系统输出一电力；

其中，该电能转换系统依据电子装置的需求电力来调整被该控制器驱动的输出控制模块的数量，进而改变该电能转换系统的漏感，当该等输出控制模块皆被该控制器驱动时，该电能转换系统供输出电子装置需求的最大电力。

2.如权利要求1所述的电能转换系统，其特征在于，未受驱动的该输出控制模块无电力输出。

3.如权利要求1所述的电能转换系统，其特征在于，各该输出控制模块包含一同步整流单元，该控制器电连接于该等同步整流单元，每一次级绕组至少连接于其中的一同步整流单元，该控制器驱动至少一同步整流单元执行同步整流程序以输出该电力。

4.如权利要求1所述的电能转换系统，其特征在于，各该输出控制模块包含一同步整流单元及一输出开关，每一输出开关分别电连接于其中的一同步整流单元，该控制器驱动至少一输出开关导通，以输出该电力。

5.如权利要求1所述的电能转换系统，其特征在于，该隔离变压器还包含:

一绕线架，该等次级绕组等间隔设于该绕线架上，该初级绕组缠绕于该绕线架上，并位于各该次级绕组的一侧，使该等初级绕组与该等次级绕组呈交错排列；以及

一磁芯，套设于绕线架。

6.如权利要求5所述的电能转换系统，其特征在于，该控制器依序驱动该等同步整流单元交错执行同步整流程序的顺序系依据各该同步整流单元与该绕线架的一中心轴间的一距离来决定，且该控制器以该距离逐渐收敛的方式来交替地驱动该等同步整流单元执行同步整程序。

7.如权利要求1所述的电能转换系统，其特征在于，当该等输出控制模块皆受驱动时，该电能转换系统具有最小漏感。

8.如权利要求1所述的电能转换系统，其特征在于，该等次级绕组分别排列于该初级绕组的两侧，该控制器使电连接于该初级绕组两侧具有相同的该耦合距离的该等次级绕组的该等同步整流单元交错进行同步整流。

9.如权利要求1所述的电能转换系统，其特征在于，该控制器依据该电子装置需求的电流以驱动至少一同步整流单元执行同步整流程序。

10.如权利要求1所述的电能转换系统，其特征在于，该控制器驱动能让电能转换系统具有相近的该漏感的该等同步整流单元交错地执行同步整流程序。

11.一种对电子装置供电的方法，其特征在于，包含:

提供一电能转换系统，该电能转换系统包含一初级绕组及多个次级绕组，该等次级绕组及该初级绕组间具有多个耦合距离；

检测该电子装置的一需求电流；及

依据该需求电流调整与该初级绕组电磁耦合的该等次级绕组的数量以改变该电能转换系统的一漏感，使该电能转换系统输出该需求电流。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包含:

驱动该电能转换系统中的多个输出控制模块中的至少一者，以改变该电能转换系统的该漏感，其中各该控制模块电连接于其中的一次级绕组。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，该需求电流由受驱动的该输出控制模块来提供。

14.如权利要求12所述的方法，其特征在于，当该等输出控制模块皆受驱动时，该电能转换系统具有最小漏感。