TWI608696B - 電能轉換系統 - Google Patents

Description

電能轉換系統

本發明是關於電源轉換系統及其供電方法，且特別是有關於一種可依據電子裝置的操作狀態改變輸出電流的電源轉換系統。

傳統使用二極體或蕭特基二極體(Schottky)的整流電路因二極體、蕭特基二極體的順向導通電壓大，使得整流電路的損耗成為電源轉換器的主要損耗。金屬氧化物半導體場效應電晶體具有導通電阻低、開關時間短、輸入阻抗高，成為低電壓大電流之電源轉換器首選的整流元件，根據金屬氧化物半導體場效應電晶體的控制特點，因而有同步整流之技術產生。

傳統的具備多組輸出的電源轉換器包含多組同步整流單元，當電子裝置啟動時，所述的多組同步整流單元同時啟動，並輸出電力至電子裝置。而當電子裝置關閉時，多組同步整流單元同時關閉，而停止輸出電力至電子裝置。前述的同步整流單元的控制方式雖然具備簡易控制的特點，然不論電子裝置是操作在輕載或非輕載狀態，電源轉換器輸出的電力皆為定值，這使得電源轉換器於電子裝置輕載操作時的損耗提高。

依據本發明提供一種電能轉換系統，包含隔離變壓器及輸出控制裝置。隔離變壓器包含初級繞組及複數次級繞組，次級繞組分別 與初級繞組相耦合，其中次級繞組及初級繞組間具有複數耦合距離。輸出控制裝置包含控制器及複數輸出控制模組，控制器電連接於等輸出控制模組，其中每個輸出控制模組電連接於其中之一次級繞組，且控制器用以驅動輸出控制裝置中之一者，以讓電能轉換系統輸出一電力。電能轉換系統依據電子裝置之需求電力來調整被控制器驅動之輸出控制模組的數量，進而改變電能轉換系統的漏感，當輸出控制模組皆被控制器驅動時，電能轉換系統供輸出電子裝置需求的最大電力。

本發明另提供一種對電子裝置供電之方法，其包含如下步驟：提供電能轉換系統，電能轉換系統包含初級繞組及複數次級繞組，次級繞組及初級繞組間具有複數耦合距離；檢測電子裝置之需求電流；及調整與初級繞組電磁耦合之次級繞組的數量以改變電能轉換系統之漏感，使電能轉換系統輸出該需求電流。

10‧‧‧全橋切換模組

20‧‧‧諧振模組

30‧‧‧隔離變壓器

310‧‧‧初級繞組

320a、320b、320c、320d‧‧‧次級繞組

330‧‧‧繞線架

340‧‧‧磁芯

40‧‧‧輸出控制模組

400a~400d‧‧‧輸出控制模組

410a‧‧‧第一同步整流單元

410b‧‧‧第二同步整流單元

410c‧‧‧第三同步整流單元

410d‧‧‧第四同步整流單元

420‧‧‧控制器

50‧‧‧電流感測單元

C‧‧‧電容器

Cb‧‧‧隔離直流電容器

Co‧‧‧輸出電容器

Ip‧‧‧初級側電流

L1、L2、L3、L4、L5、L6、L7、L8‧‧‧濾波器

Lr‧‧‧諧振電感器

QA‧‧‧第一功率開關

QB‧‧‧第二功率開關

QC‧‧‧第三功率開關

QD‧‧‧第四功率開關

Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8‧‧‧整流開關

Rs‧‧‧電阻器

S1、S2、S3、S4、SR1、SR2、SR3、SR4、SR5、SR6、SR7、SR8‧‧‧閘極

SW1、SW2、SW3、SW4‧‧‧輸出開關

Vi‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

Vo’‧‧‧輸出端

Vp‧‧‧初級側電壓

VQ4‧‧‧第四功率開關汲源極跨壓

圖1繪示本發明第一實施方式的電源轉換系統的電路方塊圖；圖2繪示本發明第一實施方式的電源轉換系統的電路圖；圖3繪示對應本發明的電源轉換系統輸出電流與整流開關及輸出開關的切換時序圖；圖4a繪示電源轉換系統在輕載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形；圖4b繪示本發明的電源轉換系統在輕載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形； 圖5a繪示電源轉換系統在中載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形；圖5b繪示本發明的電源轉換系統在中載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形；圖6a繪示電源轉換系統在滿載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形；圖6b繪示本發明的電源轉換系統在滿載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形；圖7繪示本發明的隔離變壓器的剖視圖；圖8為本發明的隔離變壓器於第一操作狀態的漏感及磁通密度分布圖；圖9為本發明的隔離變壓器在第二操作狀態的漏感及磁通密度分布圖；圖10為本發明的隔離變壓器在第三操作狀態的漏感及磁通密度分布圖；以及圖11繪示本發明第二實施方式的電源轉換系統的電路圖。

請參照圖1，其繪示本發明第一實施方式的電源轉換系統的電路方塊圖。電源轉換系統(未另標號)接收輸入電壓Vi並產生輸出電壓Vo。在圖1中，電源轉換系統包含被隔離變壓器30劃分成初級側及次級側。隔離變壓器30包含初級繞組310及次級繞組320a~320d，次級繞組320a~320d可與初級繞組310電磁耦合。

電源轉換系統還包含全橋切換模組10、諧振模組20、輸出控制裝置40及電流感測單元50。全橋切換模組10、諧振模組20及初級繞組310分別位於電源轉換系統的初級側，次級繞組320a~320d、輸出控制裝置40及電流感測單元50分別位於次級側。

輸出控制裝置40包含複數輸出控制模組400a~400d，每個輸出控制模組400a~400d包含同步整流單元及輸出開關(詳見後述)。電流感測單元50感測通過電阻器Rs的電流，並發送電流感測信號給控制器420；其中，控制器420是依據電流感測信號以決定輸出控制模組400a~400d及同步整流單元410a~410d的個別操作狀態。

請參照圖2，其繪示本發明第一實施方式的電源轉換系統的電路圖。全橋切換模組10電連接於輸入電壓Vi，並包含第一功率開關QA、第二功率開關QB、第三功率開關QC及第四功率開關QD；第一至第四功率開關QA~QD可例如分別為金屬氧化物半導體場效電晶體。第一功率開關QA的汲極和第三功率開關QC的汲極連接輸入電壓Vi，第一功率開關QA的源極電連接於第二功率開關QB的汲極，第三功率開關QC的源極電連接於第四功率開關QD的汲極及隔離變壓器30的初級繞組310。第二功率開關QB的源極及第四功率開關QD的源極連接輸入電壓Vi。

全橋切換模組10更包含複數二極體D及複數電容器C，如圖2所示，所述的二極體D分別並聯在第一功率開關QA、第二功率開關QB、第三功率開關QC及第四功率開關QA~QD的汲源極之間。更具體來說，二極體D的陰極是連接在第一至第四功率開關QA~QD 的汲極，二極體D的陽極連接在第一至第四功率開關QA~QD的源極。每個電容器C與其中之一二極體D呈並聯連接。二極體D可以是第一至第四功率開關QA~QD的內嵌本體二極體，電容器C可以是第一至第四功率開關QA~QD的內嵌寄生電容器。

諧振模組20包含串聯連接的諧振電感器Lr、隔離直流電容器Cb及激磁電感器。在本實施方式中，激磁電感器整合在與隔離變壓器30中；然在實際實施時，激磁電感器可以隔離變壓器30分離設置。在圖2中，隔離直流電容器Cb的一端連接於第一功率開關QA的源極及第二功率開關QB的汲極，另一端連接於諧振電感器Lr的一端；諧振電感器Lr的另一端連接於初級繞組310。

諧振模組20用以使第一至第四功率開關QA~QD達到零電壓的切換(zero-voltage-switching，ZVS)的特性，減少切換損失進而增加電源轉換系統的效率。

輸出控制裝置40包含數量對應於次級繞組320a~320d的第一同步整流單元410a、第二同步整流單元410b、第三同步整流單元410c、第四同步整流單元410d、第一輸出開關SW1、第二輸出開關SW2、第三輸出開關SW3及第四輸出開關SW4。如圖1及圖2所示，第一同步整流單元410a連接於次級繞組320a及第一輸出開關SW1，第二同步整流單元410b連接於次級繞組320b及第二輸出開關SW2，第三同步整流單元410c連接於次級繞組320c及第三輸出開關SW3，第四同步整流單元410d連接於次級繞組320d及第四輸出開關SW4。

如圖2所示，第一同步整流單元410a包含整流開關Q1和Q2，第二同步整流單元410b包含整流開關Q3和Q4，第三同步整流單元410c包含整流開關Q5和Q6，第四同步整流單元410d包含整流開關Q7和Q8。整流開關Q1~Q8可例如分別為金屬氧化物半導體場效電晶體。

整流開關Q1的源極連接整流開關Q2的源極，整流開關Q1和Q2的汲極連接於次級繞組320a(其中整流開關Q1的汲極連接於次級繞組320a的兩端中的一端，整流開關Q2的汲極連接於次級繞組320a的另一端)。整流開關Q3的源極連接整流開關Q4的源極，整流開關Q3和Q4的汲極連接於次級繞組320b。整流開關Q5的源極連接整流開關Q6的源極，整流開關Q5和Q6的汲極連接於次級繞組320c。整流開關Q7的源極連接整流開關Q8的源極，整流開關Q7和Q8的汲極連接於次級繞組320d。整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8分別電連接於控制器420，並接受控制器420輸出的控制信號以進行導通或截止的切換動作，藉以提供同步整流之效果。

電源轉換系統更可以包含濾波器L1~L8。如圖2所示，濾波器L1~L8可例如為電感器。濾波器L1及濾波器L2位在次級繞組320a的兩端及輸出開關SW1之間，濾波器L1連接在次級繞組320a的兩端中的一端，濾波器L2連接在次級繞組320b的另一端。濾波器L3及濾波器L4位在次級繞組320b的兩端及輸出開關SW2之間，濾波器L3連接在次級繞組320b兩端中的一端，濾波器L4連接在次級繞組320b的另一端。濾波器L5及濾波器L6位在次級繞組320c的兩端 及輸出開關SW3之間，濾波器L5連接在次級繞組320c的兩端中之一端，濾波器L6連接在次級繞組320c的另一端。濾波器L7及濾波器L8位在次級繞組320d的兩端及輸出開關SW4之間，濾波器L7連接在次級繞組320d的兩端中之一端，濾波器L8連接在次級繞組320d的另一端。

電源轉換系統還進一步包含複數輸出電容器Co，輸出電容器Co的數量相同於輸出控制裝置40中同步整流單元的數量。輸出電容器Ço的一端連接於第一及第四同步整流單元410a~410d，另一端連接於第一至第四輸出開關SW1~SW4。

在此要特別說明的是，本發明的電能轉換系統主要是用以提供電子裝置在不同操作狀態下的需求電力。更具體來說，控制器420會依據電流感測單元50送出的電流感測信號以判斷電子裝置的操作狀態，並依據電流感測信號驅動第一至第四輸出控制模組400a~400d中之至少一者輸出對應電子裝置即時操作的需求電力。

在此要特別說明的是，控制器420可以選擇藉由驅動第一至第四同步整流單元410a~410d或第一至第四輸出開關SW1~SW4而讓電源轉換系統輸出電子裝置操作時所需的電力。

更具體來說，在控制器420選擇以驅動第一至第四同步整流單元410a~410d來讓電源轉換系統輸出電子裝置操作時所需電力的情況下，第一至第四輸出開關SW1~SW4皆維持在導通(turn on)或稱閉合(close)的狀態。

進一步地，當第一至第四同步整流單元410a~410d被驅動時，會執行同步整流程序；也就是說，由初級繞組310電磁耦合至次級繞組320a~320d的電力會進入被驅動的第一至第四同步整流單元410a~410d以執行同步整流程序。之後，通過第一至第四同步整流單元410a~410d整流後的電力會經由第一至第四輸出開關SW1~SW4及輸出電容器Co傳遞至輸出端Vo’。相對地，當第一至第四同步整流單元410a~410d未被控制器420驅動時，第一至第四同步整流單元410a~410d便無法執行同步整流程序，則傳遞至初級繞組310便無法順利電磁耦合至次級繞組320a~320d，且當第一至第四同步整流單元410a~410d皆未被控制器420驅動時，電源轉換系統不會有電力輸出。因此，控制器420可藉由改變所驅動的第一至第四同步整流單元410a~410d的數量，來達到輸出電力大小的控制。

又，在控制器420選擇以驅動第一至第四輸出開關SW1~SW4來讓電源轉換系統輸出電子裝置操作時所需電力的情況下，第一至第四同步整流單元410a~410d會持續地接受控制器420發出的信號而進行同步整流。

也就是說，當第一至第四輸出開關SW1~SW4受到控制器420驅動而導通(turn on)時，第一至第四輸出開關SW1~SW4會閉合(close)；如此一來，通過第一至第四同步整流單元410a~410d整流後的電力就可以傳遞到輸出電容器Co及輸出端Vo’。相反地，當第一至第四輸出開關SW1~SW4未受到控制器420的驅動而截止(turn off)時(或者說第一至第四輸出開關SW1~SW4受到控制器420的驅動而截止 時)，第一至第四輸出開關SW1~SW4開啟(open)，則通過第一至第四同步整流單元410a~410d整流後的電力就無法傳遞至輸出電容器Co及輸出端Vo’，且當第一至第四輸出開關SW1~SW4皆未閉合時，電源轉換系統不會有電力輸出。因此，控制器420可藉由控制第一至第四輸出開關SW1~SW4呈現閉合狀態的數量，便可以達到輸出電力大小的控制。

諧振模組20之諧振電感器Lr及隔離變壓器30配合提供電源轉換系統的漏感。為了提高效率並降低電磁干擾(electromagnetic interferences，EMI)，電源轉換系統需操作在零電壓切換模式中。 在此模式中，為了降低切換損失，第一至第四功率開關QA~QD受到控制而在電壓的零交越點時進行切換。其中，第一至第四功率開關QA~QD可例如是受到控制電路(未圖示)的控制而於導通(tur-on)及截止(turn off)之間切換。

在第一功率開關QA及第二功率開關QB(或第三功率開關QC及第四功率開關QD)的控制信號間明顯存在一段死區時間(dead time)，如圖4a所示的時間區間t2~t3(t4~t5)。所謂死區時間，是在一個開關週期內，控制電路使第一功率開關QA和第二功率開關時間QB(第三功率開關QC及第四功率開關QD)同時處於截止(turn off)狀態的持續時間(其中控制電路電連接於第一至第四功率開關QA~QD的閘極S1~S4，並輸出控制信號以使第一至第四功率開關QA~QD導通或截止)。一般來說，漏感越大，則死區時間越長。

請同時參照圖2及圖4a，其中圖4a繪示電源轉換系統在電子裝置操作於輕載(例如為滿載的20%)時的初級側電流和電壓波形。在圖4a所示的時間t1~t2，圖2所示的第一功率開關QA及第四功率開關QD截止(turn off)，第二功率開關QB及第三功率開關QC導通(turn on)，故輸入電壓Vi經由第二功率開關QB、第三功率開關QC、諧振電容器Cb諧振電感器Lr後，由初級繞組310耦合傳遞至次級繞組320a~320d。在這段期間，隔離變壓器30的初級側電流(Ip)會緩慢上升，諧振電感器Lr同時充電而儲存能量。

在圖4a所示的時間點t2，圖2所示的第二功率開關QB截止(第一功率開關QA及第四功率開關QD維持截止，第三功率開關QC維持導通)，隔離變壓器30的初級側電流(Ip)在時間點t3停止上升。然根據楞次定律，諧振電感器Lr的電流須保持持續性，故諧振電感器Lr的電流繼續往同一方向流動。此時初級側電流(Ip)對並聯在第二功率開關QB汲源極間的電容器C充電，對並聯在第一功率開關QA汲源極間的電容器C放電，直到並聯在第二功率開關QB汲源極間的電容器C的電壓相等於輸入電壓Vi。

在圖4a所示的時間點t3時，零電壓區間結束，此時第一功率開關QA的汲源極跨壓放電降至零電壓，接著跨接在第一功率開關QA汲源極間的二極體D導通，將第一功率開關QA上的汲源極箝位在零電壓，以使第一功率開關QA達成零電壓切換，進而減少切換損失。同時，隔離變壓器30的初級側電壓(Vp)為零。

諧振狀態開始於第三功率開關QC截止(即時間點t4)，因諧振電感器Lr的電流須保持持續性，初級側電流(Ip)會對並聯於第三功率開關QC汲源極的電容器C充電，並對並聯在第四功率開關QD汲源極間的電容器C放電，直到並聯在第四功率開關QC汲源極間的電容器C的電壓相等於輸入電壓Vi，且第四功率開關QD的汲源極跨壓放電降至零電壓(如VQ4曲線所示)。

在圖4a所示的時間點t5，並聯於第三功率開關QC汲源極的電容器C兩端的跨壓等於輸入電壓，且並聯於第四功率開關QD汲源極間的電容器C兩端的跨壓降為零，使得並聯在第四功率開關QD汲源極間的二極體D導通而完成諧振。同時，在並聯於第四功率開關QD汲源極的二極體D導通後，使第四功率開關QD導通，第四功率開關QD汲源極的跨壓為零電位，因此第四功率開關QD便為零電壓切換。

在圖4a所示的時間點t5至t6，由於諧振電感器Lr兩端的電壓相同於輸入電壓Vi，因此初級側電流(Ip)呈線性減少。其中，在時間t6時，初級側電壓(Vp)並未於第四功率開關QD導通的瞬間轉換為負電位，此區段稱為工作週期損失(duty cycle loss)；其中，當漏感越大，則工作週期損失越大。在此要特別說明的是，工作週期損失可以下式表示之： ，其中：Lr為諧振電感器的電感值； Ip為電源轉換系統中的初級側電流；以及Vp為電源轉換系統的初級側電壓。

前述的圖4a所示的電源轉換系統是供應電子裝置操作於輕載(例如為滿載的20%)時的初級側電流和電壓波形，圖5a及圖6a則分別繪示電子裝置操作於中載(例如滿載的50%)時的初級側電流和電壓波形以及電子裝置操作於滿載時的初級側電流和電壓波形。要特別說明的是，當電子裝置需求電流提高，電源轉換系統輸出的電流也對應增加時，則工作週期損失因電流提高而增加。前述的工作週期損失使得輸入電壓Vi之維持時間(hold-up time)減少，致使電源轉換系統的整體效率降低。

為了克服前述電源轉換系統效率低落的問題，可以藉由調整電源轉換系統的漏感，來減少其切換損失，進而達到抑制增加工作週期損失的效果(詳見後述)。

一般來說，電子裝置在滿載操作時的需求電力最大，故電源轉換系統輸出給電子裝置的電流也較大；電子裝置在輕載操作時的需求電力最小，故電源轉換系統輸出給電子裝置的電流則相對較小。

本發明的電源轉換系統可以依據電子裝置需求電流的大小，調整輸出控制裝置40的操作模式，使電源轉換系統在電子裝置於滿載操作時提供較大電流，並於電子裝置於輕載操作時，提供較小電流，藉以降低功率消耗。

在本發明的輸出控制裝置的其中的一個操作狀態中，若控制器420是以輸出控制模組400a~400d中的同步整流單元410a~410d是否進行同步整流而決定輸出電力時，電源轉換系統包含如下4種操作模式。復參閱圖2，在第一操作模式，控制器420依據電流感測單元50(如圖1所示)指示的電子裝置的需求電力為第一電流I1控制整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8的操作狀態，使第一至第四同步整流單元410a~410d之其中之一者進行同步整流，讓電源轉換系統輸出第一電流I1。在此，控制器420可例如是讓整流開關Q1、Q2進行導通與截止的切換以進行同步整流(如圖3的0~t1區間所示)，及第一輸出開關SW1導通，以讓電磁耦合到次級繞組320a的電力能夠傳遞至輸出端Vo’。在此要特別說明的是，控制器420也可以選擇性地驅動第一至第四輸出開關SW1~SW4皆導通，以讓通過第一同步整流單元410a的電力通過第一輸出開關SW1傳遞至輸出端Vo’；換言之，在第一操作模式中，第二至第四輸出開關SW2~SW4並不會有電力通過。

在第二操作模式，控制器420依據電流感測單元50所指示電子裝置的需求電力為第二電流I2控制整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8的操作狀態，使第一至第四同步整流單元410a~410d之其中之二者進行同步整流，讓電源轉換系統輸出第二電流I2，其中第二電流I2大於第一電流I1。在此，控制器420可例如是讓整流開關Q1~Q4進行導通與截止的切換以進行同步整流(如圖3的t1~t2區間所示)，以讓電磁耦合到次級繞組320a和320b的電力能夠通過濾波器L1~L4、 第一輸出開關SW1及第二輸出開關SW2及連接於第一和第二輸出開關SW1~SW2的輸出電容器Co傳遞至輸出端Vo’。

在第三操作模式，控制器420依據電流感測單元50所指示的電子裝置的需求電力為第三電流I3控制整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8的操作狀態，使第一至第四同步整流單元410a~410d中之三者進行同步整流，讓電源轉換系統輸出第三電流I3，其中第三電流I3大於第二電流I2。在此，控制器420可例如是讓整流開關Q1~Q6進行導通與截止的切換以進行同步整流(如圖3中t2~t3區間所示)，以讓電磁耦合到次級繞組320a~320c的電力能夠通過濾波器L1~L6、第一至第三輸出開關SW1~SW3及連接於第一至第三輸出開關SW1~SW3的輸出電容器Co傳遞至輸出端Vo’。

在第四操作模式，控制器420依據電流感測單元50所指示的電子裝置的需求電力為第四電流I4控制整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8的操作狀態，使第一至第四同步整流單元410a~410d同時進行同步整流，讓電源轉換系統輸出第四電流I4，其中第四電流I4大於第三電流I3。更具體來說，控制器420是讓整流開關Q1~Q8進行導通與截止的切換以進行同步整流(如圖3中時間點t3之後區間所示)，以讓電磁耦合到次級繞組320a~320d的電力能夠通過濾波器L1~L8、第一至第四輸出開關SW1~SW4及連接於第一至第四輸出開關SW1~SW4的輸出電容器Co傳遞至輸出端Vo’。

依據電子裝置操作模式而分段式地驅動第一至第四同步整流單元410a~410d，可以有效地降低電源轉換系統於電子裝置操作於輕載時的功率損耗，達到節能的效果。

在本發明的輸出控制裝置的另一個操作狀態中，控制器420可以是藉由控制輸出控制模組400a~400d中的第一至第四輸出開關SW1~SW4是否被驅動而導通而改變輸出予電子裝置的電力大小。要特別說明的是，在此4種操作模式操作時，控制器420皆使第一至第四同步整流單元410a~410d持續進行同步整流，即使整流開關Q1~Q8持續進行導通與截止的切換而進行同步整流。

復參閱圖2及圖3，在第一操作模式，控制器420使第一輸出開關SW1導通；如此一來，由初級繞組310電磁耦合至次級繞組320a，以及通過第一同步整流單元410a整流後的電力便可以通過第一輸出開關SW1傳遞至輸出端Vo’，讓電源轉換系統輸出第一電流I1(如圖3的0~t1區間所示)。

在第二操作模式，控制器420使第一輸出開關SW1及第二輸出開關SW2導通；如此一來，由初級繞組310電磁耦合至次級繞組320a和320b，以及通過第一整流單元410a及第二整流單元410b的電力便可以通過第一輸出開關SW1及第二輸出開關SW2傳遞至輸出端，讓電源轉換系統輸出第二電流I2(如圖3的t1~t2區間所示)。

在第三操作模式，控制器420使第一至第三輸出開關SW1~SW3導通，如此一來，由初級繞組310電磁耦合至次級繞組320a~320c，以及通過第一至第三整流單元410a~410c的電力便可以通過第一至 第三輸出開關SW1~SW3傳遞至輸出端，讓電源轉換系統輸出第三電流I3(如圖3的t2~t3區間所示)。

在第四操作模式，控制器420使第一至第四輸出開關SW1~SW4導通；如此一來，由初級繞組310電磁耦合至次級繞組320a~320d，以及通過第一至第四整流單元410a~410d的電力便可以通過第一至第四輸出開關SW~SW4傳遞至輸出端，讓電源轉換系統輸出第四電流I4(如圖3中時間點t3之後區間所示)。

此外，進一步地配合隔離變壓器30的初級繞組310及次級繞組320a~320d的排列方式，可以更有效地控制整體的功率消耗。

請參照圖7，其繪示本發明的隔離變壓器的剖視圖。隔離變壓器30更包含繞線架330、磁芯340，磁芯340套設於繞線架330外圍。初級繞組310及次級繞組320a~320d分別設於繞線架330上。在此要說明的是，在圖7中，隔離變壓器30包含單一個初級繞組310及四個次級繞組320a~320d，次級繞組320a~320d等間隔地設於繞線架330上(例如為插設在形成於繞線架330上，等間隔設置的槽中)，初級繞組310則纏繞在繞線架330上，並位於每個次級繞組320a~320d的一側(例如為左側)，且由隔離變壓器30的側剖面觀之，初級繞組310及次級繞組320a~320d呈交錯排列。

請配合參閱圖2及圖7，當施加電力於隔離變壓器30的初級繞組310，電源轉換系統的次級側電路可依輸出控制裝置40的輸出控制模組400a~400d的不同操作而有不同的電力輸出，以下茲以三種不同操作狀態進行說明。

在第一操作狀態，第一至第四同步整流單元410a~410d的整流開關Q1~Q8均接受控制器420的控制信號而進行同步整流，且第一至第四輸出開關SW1~SW4也同時接受控制器420的控制信號而導通(如圖3的t3之後區間所示)。藉此，電能轉換系統的的輸出端(供與電子裝置連接)可輸出經電磁耦合到次級繞組320a~320d，並經第一至第四同步整流單元410a~410d整流後通過第一至第四輸出開關SW1~SW4的電力。起因於初級繞組310及次級繞組320a~320d(及諧振電感器Lr)磁通耦合不完全的漏感也在這時產生。

請參閱圖8，其繪示對應圖7的隔離變壓器30的漏感、磁通密度及溫度分布圖。在圖8中，在初級繞組310與次級繞組320a~320d間之耦合距離最短處，漏感最低，且初級繞組310與次級繞組320a~320d之間的耦合距離增加，漏感逐漸增加。因圖7所示的初級繞組310及次級繞組320a~320d呈交錯排列，故隔離變壓器30的漏感在一定範圍內變動。

在第二操作狀態，第一輸出開關SW1可受到控制器420的驅動導通，且控制器420藉由驅動第一同步整流單元410a，使整流開關Q1、Q2進行導通或截止的切換動作，以提供整流之效果(整流開關Q3~Q8維持在截止狀態，而無不提供整流的效果)，以傳遞電力至(與電子裝置相連接的)輸出端Vo’。

此外，在第二操作狀態，控制器420也可以選擇性地驅動整流開關Q1~Q8皆進行導通或截止的切換動作以提供整流的效果，並藉由使第一輸出開關SW1接受控制器420的驅動而導通以將電磁耦合至 次級繞組320a，並通過第一同步整流單元410a的電力傳遞至(與電子裝置相連接的)輸出端Vo’。

請參閱圖9，在初級繞組310與次級繞組320a間耦合距離最短處，隔離變壓器30的漏感低，隨著初級繞組310與次級繞組320a間之耦合距離增加，漏感亦隨之增加。

在第三操作狀態，僅有圖7所示的第一同步整流單元410a及第四同步整流單元410d的整流開關Q3~Q6接受控制器420的控制信號而在導通與截止之間切換，以提供整流的效果(整流開關Q1、Q2、Q7、Q8則維持在截止狀態而不提供整流的效果)。藉此，只有電磁耦合至次級繞組320b和320c的電力會通過持續受到控制器420驅動而導通的第二輸出開關SW2及第三輸出開關SW3傳遞至(與電子裝置相連接的)輸出端Vo’。當然，在前述狀態下，第一輸出開關SW1及第四輸出開關SW4也會持續受到控制器420的控制而維持在截止狀態。

此外，在第三操作狀態，控制器420也可以選擇性地驅動整流開關Q1~Q8皆進行導通或截止的切換動作以提供整流的效果，並藉由使第二輸出開關SW2及第三輸出開關SW3接受控制器420的驅動而導通，來讓耦合至次級繞組320b和320c的電力能在經由同步整流單元410b和410c後，通過第二輸出開關SW2及第三輸出開關SW3傳遞至(與電子裝置相連接的)電子裝置。請參閱圖10，最小漏感介於次級繞組320b和320c之間，且漏感隨著遠離次級繞組320b和320c而逐漸增加。

由前述內容可以得知，藉由改變第一至第四同步整流單元410a~410d的受到控制器420驅動而執行同步整流程序的數量，以及連接在前述執行同步整流程序之第一至第四同步整流單元410a~410d之次級繞組320a~320d與初級繞組310間的耦合距離，可以有效地調整隔離變壓器30的漏感，以讓電源轉換系統能夠依照電子裝置需求電力的不同而輸出相應的操作電力。

復參閱圖2，當第一同步整流單元410a進行同步整流時，由初級繞組310電磁耦合至次級繞組320a的電能才能經由濾波器L1、L2輸出，並產生漏感以縮減工作週期損失。換言之，藉由控制如圖2所示的第一至第四同步整流單元410a~410d的進行同步整流與否，可以改變隔離變壓器30的漏感。下表一(漏感值僅為此例測試數據)所示為對應第一至第四同步整流單元410a~410d的進行同步整流與否所對應產生的漏感。

在表一中，「同步整流」表示第一至第四同步整流單元中的其中之至少一者執行同步整流程序，則由初級繞組310電磁耦合至連接於執行同步整流程序的整流單元的次級繞組320a~320d的電力可輸出至電子裝置；「截止」表示第一至第四同步整流單元410a~410d中的其中之至少一者不執行同步整流程序，且由初級繞組310電磁耦合至連接於不執行同步整流程序之同步整流單元的次級繞組320a~320d的電力無法傳遞至電子裝置。

藉由改變隔離變壓器30的漏感，可以減少電能轉換系統的切換損失，進而實現抑制增加工作週期損失的效果。其中，圖4b所示為對應電源供應器在20%負載時第一至第四功率開關QA~QD閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形。在圖4b中，時間t5-t6’所示為利用控制隔離變壓器30的次級繞組320a~320d的導通數量及其與初級繞組310間的耦合距離以改變隔離變壓器30的漏感後的工作週期損失，其相較於圖4a所示的工作週期損失(即時間t5-t6)來的短；換言之，圖4b所示時間t6’-t6即為工作週期損失改變(即縮減)的區段。

圖5b及圖6b分別繪示本發明的電源供應器在50%及100%負載時第一至第四功率開關閘極控制信號極相對應的初級側電流和電壓波形，其中，時間t5-t6所示為未利用控制隔離變壓器310的次級繞組320a~320d的導通數量及其與初級繞組310間的耦合距離以改變隔 離變壓器30的漏感後的工作週期損失，時間t6-t6’所示為利用控制隔離變壓器30的次級繞組320a~320d的導通數量及其與初級繞組310間的耦合距離以改變隔離變壓器30的漏感後的工作週期損失。

此外，為了避免隔離變壓器30因局部的熱積蓄而損壞，可以進一步地依據前表一改變第一至第四同步整流單元410a~410d執行同步整流程序的順序，例如控制器420可使執行同步整流程序的同步整流單元逐步開啟或交替開啟的方式控制同步整流單元，以防止隔離變壓器30產生熱積蓄的問題。進一步地，控制器420依序驅動同步整流單元交錯執行同步整流程序的順序可以是依據同步整流單元與繞線架330之一中心軸間之一距離來決定，並且控制器420驅動該等同步整流單元執行同步整程序的順序可以例如是使前述距離呈逐漸收斂，藉以防止隔離變壓器30產生熱積蓄的問題。更具體來說，控制器420會使最遠離於繞線架330的中心軸的同步整流單元最優先導通，而最靠近於繞線架330的中心軸的同步整流單元最後導通；即依序由第一同步整流單元410a、第四同步整流單元410d、第二同步整流單元410b及第三同步整流單元410c單獨執行同步整流程序。其中，未執行同步整流程序的同步整流單元是處於截止狀態。

此外，例如在表一所示的第一狀態及第二狀態，皆僅有單一個同步整流單元開啟，而其他三個同步整流單元停止，且開啟的同步整流單元恰好位於隔離變壓器30剖面中心線兩側相應的位置，使得兩者的漏感差異小。因此，在電源轉換系統操作時，可以依序 開啟第一同步整流單元410a及第四同步整流單元410d，使次級繞組320a及320d分別傳遞電力至電子裝置。如此一來，可以有效地避免僅有位於磁芯340特定位置的次級繞組320a~320d長時間傳遞電力至電子裝置所造成熱積蓄的問題。

當然，在實際操作時，並不限定僅有恰好位於隔離變壓器30剖面中心線兩側相應位置的同步整流單元進行依時序的不同進行切換，只要是可以提供相近漏感(例如小於5μH)值得狀態所對應之同步整流單元皆可依序開啟，藉以防止隔離變壓器30產生熱積蓄的問題。

綜上所述，本發明的電源轉換系統可利用如下的電能轉換方法以提供電子裝置在不同操作狀態下的需求電力。

首先，提供隔離變壓器30，隔離變壓器30包含至少一初級繞組310及複數次級繞組(例如圖2所示的次級繞組320a~320d)，其中每個次級繞組320a、320b、320c、320d與初級繞組310間的具有複數耦合距離；換言之，初級繞組310與次級繞組320a~320d的距離可以皆不同，或者每個次級繞組320a、320b、320c、320d與初級繞組310間的至少兩者與初級繞組310可以具有相同距離。

接著，藉由感測電子裝置需求電流以決定電子裝置的工作模式(即電子裝置是操作在輕載、中載或滿載模式中)。更具體來說，電子裝置操作在輕載模式下的需求電流會小於其操作在中載模式下的需求電流，且電子裝置操作在重載模式下的需求電流會大於其操作在中載模式下的需求電流。之後，驅動至少一同步整流單元(即 前述的第一至第四同步整流單元410a~410d)執行同步整流程序以改變電能轉換系統的漏感，以產生電子裝置在特定工作模式下的需求電流。其中，電子裝置在特定工作模式下的需求電流只會由受驅動而執行同步整流程序的同步整流單元提供，且當所有的同步整流單元受驅動而執行同步整流程序時，電能轉換系統具有最小漏感，並可輸出最大電流。

要特別說明的是，要改變電能轉換系統的漏感可以藉由在單一時間內驅使其中之一同步整流單元中交替執行同步整流程序來達成，也可以在單一時間內驅使是由二或多個同步整流單元交替執行同步整流程序來達成。此外，漏感也可以是利用同步整流單元受驅動而執行同步整流程序的數量來達成調整的效果。

配合參閱圖11，為本發明第三實施方式的電源轉換系統的電路圖。在圖11中，電源轉換系統的變壓器30的次級繞組320a~320d為中心抽頭式。電源轉換系統還包含全橋切換模組10、諧振模組20及輸出控制裝置40；其中，變壓器30更包含與次級繞組320a~320d電磁耦合的初級繞組310。

在此要特別說明的是，圖11所示全橋切換模組10及諧振模組20的電路架構及操作方法皆相同於圖2所示的全橋切換模組10及諧振模組20；換句話說，圖11所示的輸出控制裝置40的架構是不相同於圖2所示的輸出控制模組40。

在圖11所示的中心抽頭式變壓器30，相較於圖2所示的變壓器30而言，具備小體積的特點，而圖2所示的變壓器30具備倍流(current double)的特點。輸出控制模組40電連接於變壓器310的次級繞組320a~320d，輸出控制模組40包含第一至第四同步整流單元410a~410d、控制器420及第一至第四輸出開關SW1~SW4。第一同步整流單元410a連接於次級繞組320a，第二同步整流單元410b連接於次級繞組320b，第三同步整流單元410c連接於次級繞組320c，第四同步整流單元410d連接於次級繞組320d。

第一同步整流單元410a包含整流開關Q1和Q2，第二同步整流單元410b包含整流開關Q3和Q4，第三同步整流單元410c包含整流開關Q5和Q6，第四同步整流單元410d包含整流開關Q7和Q8。整流開關Q1及Q2的源極分別接地，整流開關Q1、Q2的汲極電連接於次級繞組320a的兩端，濾波器L1連接於次級繞組320a的中心抽頭端。整流開關Q3及Q4的源極分別接地，整流開關Q3及Q4的汲極分別電連接於次級繞組320a的兩端，濾波器L2連接於次級繞組320b的中心抽頭端。整流開關Q5及Q6的源極分別接地，整流開關Q5及Q6的汲極電連接於次級繞組320b的兩端，濾波器L3連接於次級繞組320c的中心抽頭端。整流開關Q7及Q8的源極分別接地，整流開關Q7及Q8的汲極電連接於次級繞組320d的兩端，濾波器L4連接於次級繞組320d的中心抽頭端。整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8，以及第一至第四輸出開關SW1~SW4分別電連接於控制器420。整流開關Q1~Q8的閘極SR1~SR8接受控制器420輸出的控制信號以進行導通或截止的切換動作，藉以提供同步整流之效 果；第一至第四輸出開關SW1~SW4接受控制器420輸出的控制信號以導通或截止。

更具體言之，整流開關Q1~Q8接受控制器420送出的信號，以驅動第一至第四同步整流單元410a~410d中之至少一者執行同步整流程序。控制器420也會發送信號給第一至第四輸出開關SW1~SW4，以使第一至第四輸出開關SW1~SW4中之至少一者導通的；其中，受控制器420驅動而導通的輸出開關可讓經同步整流後的電力傳遞至電子裝置。變壓器30的次級繞組320a、320b的中心抽頭端電連接於輸出電容器Co。

圖11所示本發明第三實施方式的電源轉換系統的其他各元件的功用與相關說明，實際上皆與圖2所示的第二實施方式的電源轉換系統相同，在此不予贅述。圖11所示的電源轉換系統至少可以達到與圖1及圖2所示的電源轉換系統相同的功能。

雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作各種的更動與潤飾，因此本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

10‧‧‧全橋切換模組

20‧‧‧諧振模組

30‧‧‧隔離變壓器

310‧‧‧初級繞組

320a、320b、320c、320d‧‧‧次級繞組

40‧‧‧輸出控制裝置

400a、400b、400c、400d‧‧‧輸出控制模組

410a‧‧‧第一同步整流單元

410b‧‧‧第二同步整流單元

410c‧‧‧第三同步整流單元

410d‧‧‧第四同步整流單元

420‧‧‧控制器

50‧‧‧電流感測單元

Rs‧‧‧電阻器

SW1、SW2、SW3、SW4‧‧‧輸出開關

Vi‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

Vo’‧‧‧輸出端

Claims (9)

1. 一種電能轉換系統，包含：一隔離變壓器，包含一初級繞組及複數次級繞組，該等次級繞組分別與該初級繞組相耦合，其中該等次級繞組及該初級繞組間具有複數耦合距離；以及一輸出控制裝置，包含一控制器及複數輸出控制模組，該控制器電連接於該等輸出控制模組，其中各該輸出控制模組電連接於其中之一次級繞組並包含一同步整流單元，且該控制器驅動該等輸出控制裝置中之至少一同步整流單元執行同步整流程序，以讓電能轉換系統輸出一電力；其中，該電能轉換系統依據電子裝置之需求的電流來調整被該控制器驅動之該同步整流單元的數量，進而改變該電能轉換系統的漏感，當該等輸出控制模組皆被該控制器驅動時，該電能轉換系統供輸出電子裝置需求的最大電力。
2. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中未受驅動之該輸出控制模組無電力輸出。
3. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中每一次級繞組至少連接於其中之一同步整流單元。
4. 如請求項1所述之電能轉換系統，其中各該輸出控制模組包含一輸出開關，每一輸出開關分別電連接於其中之一同步整流單元，該控制器驅動至少一輸出開關導通，以輸出該電力。
5. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中該隔離變壓器更包含： 一繞線架，該等次級繞組等間隔設於該繞線架上，該初級繞組纏繞於該繞線架上，並位於各該次級繞組的一側，使該等初級繞組與該等次級繞組呈交錯排列；以及一磁芯，套設於繞線架。
6. 如請求項第5項所述之電能轉換系統，其中該控制器依序驅動該等同步整流單元交錯執行同步整流程序的順序係依據各該同步整流單元與該繞線架之一中心軸間之一距離來決定，且該控制器係以該距離逐漸收斂的方式來交替地驅動該等同步整流單元執行同步整程序。
7. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中當該等輸出控制模組皆受驅動時，該電能轉換系統具有最小漏感。
8. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中該等次級繞組分別排列於該初級繞組的兩側，該控制器使電連接於該初級繞組兩側具有相同之該耦合距離之該等次級繞組之該等同步整流單元交錯進行同步整流。
9. 如請求項第1項所述之電能轉換系統，其中該控制器驅動能讓電能轉換系統具有相近之該漏感之該等同步整流單元交錯地執行同步整流程序。