TW201110581A - RF transceiver IC having internal loopback conductor for IP2 self test - Google Patents

Description

201110581 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 所揭示之實施例係關於射頻收發器之内部迴路返回測試 及校正。 【先前技術】 蜂巢式電話之傳輸器與接收器兩者均為將最小失真引入 至被傳達之信號中之理想線性器件。一種類型之失真被稱 作一 失真。當線性放大器在低輸出功率位準下操作時， 該放大器大體上僅引入少量的二階失真。然而，隨著輸出 功率增加，在基本頻率（輸入信號之頻率）下之輸出功率關 於總上升輸出功率以H率上升，而輸出功率歸因於 =階失真而以-更快速率上升。當放大器之輸出功率足夠 高時，二階失真之輸出功率達到基本信號之輸出功率。此 相交點被稱作二階搁截點（IP2p 一系統（諸如，蜂巢式電 話傳輸鏈或蜂巢式電話接收鏈）之IP2點可用作該系統之二 階失真的量測。 種里測系統之IP2之方式涉及使用所謂的雙載頻調分 析。-具有一個純頻率（pure㈣则⑺之信號被稱作一 :載頻調」。”該系統使用相等強度但不同頻率之兩個 載頻调。系統將以兩個基本頻率巾之每—基本頻率產生輸 ^Μ將以其他頻率產生歸因於二階效應之輸出。舉例 2 ’歸因於二階效應之輸出將包括頻率等於兩個輸入載 幹=頻率之總和的輸出。舉例而言，歸因於二階效應之 出亦將包括頻率特兩個輸人載_之頻率之差% 144651.doc 201110581 出。量測未以兩個基本頻率中之任一 輸出功率且使用該等輸出功率判定^輪出的輸出信號之 為了增強蜂巢式電話内之收發器之極:11>2。 收發器之ΙΡ2且接著;^ 刼作，常常需要量測 兮收發之各種部分以便減少由 " 現之1Ρ2。可使用外部信號源產生用於在上文 所描述之雙載頻調分析中使用的挽 等外部源僅可在工廄校正期間於工：：:但： i* -r -Τ- . ^ 风用。雖然該工廠 了允料正蜂巢式電話收發器以應對用以製 積體電路之半導體製造過程甲的變化，但工廠校正益^ =發巢式電話之操作期間的溫度改變所致的效能 改變。類似地，工廠校 …沄應對由發生在蜂巢式電話收 發器之操作㈣的電壓供應變化所致的效能改變。因此， 需要能夠在工廢外部在蜂巢式電話之使用期間監視IP2且 校正收發器之各部分以使得在操作條件改變時可保持失真 的最小化。 已提議若干方法，用來使用收發器之傳輸器產生雙載頻 調IP2分析測試所需要的兩個載頻調，以使得可在工廠外 部於一功能收發器中進行IP2量測及校正。一項建議闡述 於 Darabi 等人之題為「An IP2 Impr〇vement Technique

Zero-IF Down-Converters」的論文中。此論文描述一種長 迴路方法，在該長迴路方法中使用外部功率放大器（PA)及 低雜訊放大器（LNA)在每個時槽中產生具有調幅（am)調變 之載頻調阻斷信號（blocker)。然而，此方法具有若干缺 點。第一，在校正期間可能會將不必要的大量功率驅動回 144651.doc 201110581 至收發器之天線上，該不必要的大量功率甚至可能超過收 發态之最大輸出功率等級。通常，用於校正測試中之阻斷 信號之功率位準高於標準中所指定的阻斷信號之功率位準 以偵測非線性效應。第二，該載頻調阻斷信號方法利用一 操作性外部功率放大器，其大體上消耗多於實際所需之功 率。所造成的增加功率消耗可歸因於在每個時槽中接通之 功率放大器而減少通話時間（talk time)。第三，該載頻調 阻斷信號方法並非偵測〇FDMA數據機中之調變信號的有 效方式。

第二種方法闡述於Bouras等人之題為「A singleChip Digitally Calibrated 5.15-5.825-GHz 0.18-um CMOS

Transceiver for 802.lla Wireless lAN」之論文中的 WiFi，

IEEE 802.11技藝中。Bouras#人之論文建議使用晶片上迴 路返回連接以產生一用於IQ失配校正之載頻調。若將此方 法擴展且應用於蜂巢式電話接收器之〗p2校正，則將很可 忐產生若干問題。第一，迴路返回電路在電壓驅動模式中 操作。接收斋中待偵測之基頻信號因此將很可能具有不合 需要的小振幅，此係歸因於常常將高頻射頻迴路返回信號 自傳輸器載運至接收器之長尺寸的晶片上導體。常常，在 蜂巢式電話收發器積體電路内之傳輸器與接收器之間的距 離是貫質存在的以便防止接收器與傳輸器之間的耦接。此 實質距離意謂：若使用内部迴路返回連接技術，則傳輸器 將必須驅動穿過長導體以將兩個載頻調供應至接收器電路 以用於内部迴路返回校正。因此，如在接收器處接收到孓S 144651,doc 201110581 基頻l號將很可能具有此種不合需要的小振幅以致難以校 或…、法校正接收器。第二，^?丨電路之迴路返迴路徑中 之電路可此產生諸如互調變項及諧波之非線性。此等非線 陡了干擾锋巢式電話收發器之接收器校正。 【發明内容】 一蜂巢式電話之一射頻收發器積體電路具有一可用於進 仃IP2自我測試及校正之迴路返回導體電路。該迴路返回 導體電路包括一控制電路及一新穎分段式低寄生電容内部 迴路返回導體。在-實例中，-基頻處理n積體電路可經 由自該基頻處理器積體電路延伸至該射頻收發器積體電 路之申列匯流排控制該射頻收發器積體電路中之該迴路返 回導體電路之該控制電路。該迴路返回導體電路之該控制 電路自”玄串列匯流排接收控制資訊且回應於此而控制該分 段式迴路返回導體（segmented loopback conductor)。 在一第一新穎態樣中，該射頻收發器積體電路之傳輸鏈 之傳輸混頻器為一電流模式輸出混頻器。該射頻收發器積 體電路之接收鏈之接收混頻器為一具有一相對較低之輸入 阻抗之被動式混頻器。不是在該接收鏈中使用一主動式混 頻器，而是使用一繼之以一跨阻抗放大器（TIA)之被動式 混頻裔。該TIA輸出一與其自該被動式混頻器接收之輸入 電流成比例的電壓。在迴路返回模式中，該傳輸混頻器經 由該分段式迴路返回導體將一雙載頻調電流信號驅動至該 被動式混頻器。該收發器之其他部分經控制以將在該迴路 返回模式期間自該傳輸鏈至該接收鏈之功率傳送最大化， 144651.doc 201110581 且減少功率祕，並防止發生不需要的射頻傳輸。在該射 頻收發器㈣電路之―正常操作模式巾，該迴路返回導體 之片·Μ皮此藉由開關區塊隔離以使得另外可能歸因於該迴 路返回導體之該等長>{段而發生的寄生負載及搞接問題得 以最小化或避免。 在一第二新賴態樣中’該傳輸混頻器之僅一正交分支用 以產生執行一ΙΡ2測試所需之兩個載頻調。與以習知方式 使用兩個刀支相比’使用—單—分支減少迴路返回測試期 間的功率消耗。使用—單—分支亦有㈣產生具有相同功 率量值之兩個載頻調。 在一第二新穎態樣中，使用該傳輸混頻器之一正交分支 執仃一第一校正測試，於此同時使用另一正交分支執行一 第二校正測試n情形中，同時執行多個測試會減少 迴路返回測試時間且減少迴路返回測試功率消耗。 上述内容為一概述且因此根據必要性而含有細節之簡 化、概括及省略；因此，彼等熟習此項技術者應瞭解，該 概述僅為說明性的且不意欲以任何方式為限制性的。如僅 稭由申請專利範圍定義的本文中所描述之器件及/或過程 之其他態樣、發明特徵及優點將在本文中所闡述之非限制 性詳細描述中變得顯而易見。 【實施方式】 圖1為根據一新穎態樣之一特定類型之行動通信器件1的 極簡化之高階方塊圖。在此特定實例中，行動通信器件1 為使用分碼多重存取（CDMA)或正交分頻多重存取r 144651.doc 201110581 (OFDMA)蜂巢式f話通信協定之蜂巢式電話。锋巢式電話 干其他部分未說明）一天線2及兩個積體電路3及4。 、电路4被稱為「數位基頻積體電路」&「基頻處理器 積體電路」。積體電路3為射頻收發器積體電路。射頻收發 器積體電路3被稱為「收發器」，因為其包括_傳輸器以； 一接收器。 圖4射頻收發器積體電路3之更詳細方塊圖。該接收器 匕括％為#收鏈」5之組件以及局部振盪器（[〇)6。當蜂 电舌正接收時，在天線2上接收高頻射頻信號7。來自 信號7之資訊傳遞穿過雙工器8、匹配網路9,且穿過接收 鏈5。信號7由低雜訊放大器（題）1〇放大且由混頻器心 行降頻轉換。所得之經降頻轉換之信號由基頻渡波器⑽ 行濾波且經傳遞至數位基頻積體電路4。數位基頻積體電 路4中之類比至數位轉換器丨3將信號轉換成數位形式且所 得之數位資訊由數位基頻積體電路4中之數位電路進行處 理。數位基頻積體電路4藉由控制由局部振盪器6供應至混 頻器11之局部振盪器信號（L〇)之頻率來調請接收器。 若蜂巢式電話正傳輸，則待傳輸之資訊由數位基頻積體 電路4中之數位至類比轉換器14轉換成類比形式且經供應 至「傳輸鏈」15。基頻濾波器16濾除歸因於數位至類比轉 換過程之雜訊。在局部振盪器丨8之控制下之混頻器區塊i 7 接著將信號增頻轉換成高頻信號。驅動器放大器丨9及外部 功率放大器20將高頻信號放大以驅動天線2以便自天線2傳 輸高頻射頻信號21。 14465 丨.doc 10· 201110581 除接收鏈5及傳輸鏈15之外，射頻收發器積體電路3包括 一新穎迴路返回導體電路23。迴路返回導體電路23包括一 迴路返回導體22及一控制電路24。圖2之實例中之控制電 路24包括一經由一 SSBI串列匯流排及導體25與數位基頻積 體電路4介接之匯流排介面機構。數位基頻積體電路4中之 電路使用s亥SSBI匯流排以藉由跨越SSMI匯流排25將適當 迴路返回控制資訊發送至控制電路24而控制迴路返回導體 22。控制電路24又將適當迴路返回控制信號26發送至迴路 返回導體22以便控制迴路返回導體22以將傳輸鏈15耦接至 接收鏈5或將傳輸鏈15與接收鏈5解轉。 圖3為圖2之射頻收發器積體電路3之迴路返回導體的 更詳細圖。在圖3中未說明圖2之迴路返回導體電路23之控 制導體及控制電路24以便可說明電路之其他細節。迴路返 回導體22包括一用於將節點27叙接至節點28且用於將節點 29耗接至節點3G之可程式化機構。迴路返回㈣22包括開 關區塊31、32、36及37，以及導體片段33、34、35、38、 39及40。迴路返回導體22亦包括四個直流㈣）阻斷電容器 41至母-直流阻斷電容器可（例如）具有一為大致$忡 ^電谷。在一有利態樣中，導體片段相對較長以使 :可=傳輸鏈電路安置於一遠離接收鏈電路相當長的距離 :。4射頻收發器積體電路3以使得傳輸鏈電路位於一 迷離接收鏈相當長的距離處合 、 值轸哭、e ^ θ幫助減〉在正常操作期間的 傳輸盗漏泄及傳輪器與接 ,,丄 Κ間的干擾。在所說明之眚 例中，導體片段34及39之异斤久“ 汀兄月之貫 及39之長度各自為至少兩毫米。 [s] 144651.doc 201110581 存在至少兩種操作模式的射頻收發器積體電路3 : 〇傳 輸鏈與接收鏈可用以在射頻無線通信中接合之正常操作模 式，及2)傳輸鏈用以將信號驅動至接收鏈以執行測試及/戋 校正之迴路返回模式。 在正常操作模式中，由控制電路24適當地控制開關區塊 31及開關區塊32之Ν-通道開關以便使導體片段34與導體片 段33與導體片段35兩者隔離及斷開。允許中央導體34浮 動。同樣地，使導體片段38與導體片段39隔離及斷開，導 體片段39又與導體片段40隔離及斷開。在開關區塊31、 32、36及37中之每一者中，藉由閉合中央「τ」節點與接 地導體之間的Ν-通道開關而使中央「τ」節點接地。在開 關區塊31之實例中，閉合開關316以使中央「τ」節點3ια 接地。使開關區塊3 1之其他兩個開關斷開。中央「τ」節 點3 1Α之接地防止經由開關區塊自導體33至導體34之信號 漏泄。 在正常操作模式中，1正交信號路徑延伸穿過傳輸鏈1 5 之I正父分支。該j正交信號路徑延伸穿過基頻濾波器丨6之 部分16A，穿過混頻器17之部分17A，穿過儲槽電路“抓乂 circuit)45，牙過驅動器放大器19，穿出射頻收發器積體電 路3且至功率放大器2〇(參見圖2)，且穿過雙工器8至天線 2。控制儲槽45之初級侧上之可變電容器46(C1)及儲槽45 之次級側上之電容器58(C2)以調諧儲槽45以便在所要之操 作頻率下將自混頻器17至驅動器放大器19之功率傳輸最大 化。接收鏈5中之〗正交信號路徑自天線2(參見圖2)延伸， 144651.doc 201110581 穿過雙工器8，穿過匹配網路9，且至射頻收發器積體電路 3中，穿過差動低雜訊放大器10，穿過混頻器u之部分 11A，穿過基頻濾波器12之跨阻抗放大器（TIA)部分12A， 穿過基頻渡波器12之剩餘部分’且至基頻處理器積體電路 4中之ADC 13。控制差動LNA 10之可變電容器47及48(C3) 以調諧差動LNA 10之LNA負載以將自LNA 1〇至接收混頻 器11中之功率傳送最大化。將開關區塊3 2、3 7定位為儘可 能地接近於接收混頻器11及差動LNA 10，藉此將將lNA 1 〇之輸出耦接至接收混頻器11之導體上的電容性負載最小 化。類似地，將開關區塊31及36定位為儘可能地接近於傳 輸混頻器1 7及儲槽45，藉此將將接收器混頻器丨7之輸出耦 接至儲槽45之導體上的電容性負載最小化。穿過傳輸器及 穿出傳輸器之Q正交信號路徑類似於上文所描述之j正交傳 輸信號路徑’且至接收器中及穿過接收器之q正交信號路 徑類似於上文所描述之Q正交接收信號路徑。 在迴路返回模式中’由控制電路24控制開關區塊3丨及開 關區塊32之N-通道開關以便將導體片段33耦接至導體片段 34 ’導體片段34又耦接至導體片段35。同樣地，將導體片 段38耦接至導體片段39,導體片段39又耦接至導體片段 40 ° 在一第一新穎態樣中’圖3之傳輸器鏈15之傳輸混頻器 17為電流模式輸出混頻器。不同於在本專利文獻之背景資 訊部分中所敍述的Bouras論文中所闡述之接收混頻器，圖 3之接收混頻器11之部分11A及11B並非主動式混頻器而表。 144651.doc •13· 201110581 -*ι4» _*Ρί σσ

抗’而是在操作頻率下部分UA及UB中之每—者具有低 得多之輸入阻抗。. 一者具有一小於三 。在圖3之實例中’部分11A及11B中之每 —百歐姆之輸入阻抗（例如，在此實例 中，輸入阻抗為大致15〇歐姆或15〇歐姆以下）。不同於在 ’傳輸混頻器17之部分

Bouras論文中所闡述之傳輸混頻器 17A及17B中之每一者為電流模式輸出混頻器。舉例而 言，傳輸鏈之I正交分支之混頻器部分nA經由迴路返回導 體22將電流信號49驅動至接收混頻器u之被動式ι正交混 頻器分支11A及被動式q正交混頻器分支丨1B。歸因於電流 k唬49之驅動及信號路徑在部分UA及UB中之低阻抗下 之終止’可在自傳輸鏈至接收鏈之兩毫米或兩毫米以上之 長距離内驅動雙載頻調迴路返回信號，同時仍在接收混頻 器之兩個部分11A及11B中產生足夠強之雙載頻調信號以 執行IP2測試。對於如自傳輸混頻器17輸出的為2 dBm之雙 載頻調信號輸出功率，在接收混頻器丨丨處接收處於為_3 dBm之功率的雙載頻調信號。 在迴路返回模式中，當導體片段34及39耦接至傳輸混頻 益輸出引線時，儲槽電路45之初級側之可變電容器46(C 1) 的電容減少以解決耦接至傳輸混頻器丨7之輸出上之額外寄 生電容。開關57與儲槽45之次級側之電容器58(C2)串聯。 將開關57控制為斷開，且使次級側與驅動器放大器19之輸 入引線之間的開關59斷開。開關59防止驅動器放大器19之 144651.doc • 14· 201110581 輪入電容在迴路返回測續至 利"式期間加載傳輸混頻器17。亦停用 驅動器放大器19以減少在迪政 e 、 在坦路返回測試期間之電流消耗且 方止另外可能在迴路返^ ^ ^ ^ 列式期間發生的來自天線2之不 ί的強傳輸。在—實例中，在正常操作模式中將可變電容 盗46之電容設㈣·QpF以使得儲槽45在—大心咖之 所要頻率下諧振，而在迴路 吟返回模式中將可變電容器46之 電容設定至大致0.5 pF以使得 “斋46之 α Λ 之侍儲槽45在大致2.0 GHz之相同 要頻率下諸振。在圖3之說明[藉由電容器符號％、 5—2、53、34A及39A表示迴路返回導體η之添加之寄 生電谷。此等寄生電容中夕立 ,^ 谷中之母一者可（例如）為大致0·5 PF。在迴路返回模式期間， 用差動LNA 1〇，因此其並不 驅動接收鏈混頻器且並不干擾 个丁璦電机仏唬49。控制與LNA負 載電容47及48(C3)串聯之閱關ιν介抑 ;甲％之開關以亦將迴路返回模式中之儲 槽阻抗最大化。 在一第二新穎態樣中，傳輪混頻器17之僅-個正交分支 用以產生執行IP2測試所需之兩個載頻調。圖4為說㈣ 测試之簡化圖。兩個信號FmF2具有相同功率振幅。經由 迴路返回導體22將此等兩個載頻調驅動至接收鏈5中。接 著量測來自接收鏈5之任何所得互調變失真之量值。可改 變收發器之各種電路參數及設定，且再次量測互調變失 真，直至互調變失真功率之量值降至一可接受之位準以 下。為了使用新穎迴路返回導體22執行此種的測試，由

圖1之差動電流DAC 14之Ijt❖八：fcA 正乂刀支部分14A將差動電流信 號驅動至傳輸鏈之部分16A。雖然以簡化形式說則分支^ 144651.doc •15· 201110581 DAC 14及部分16A，但其均為如在Q分支中更充分說明之 差動電路。部分16A包括一 RC濾波器以及一電流鏡。電流 鏡將電流信號輸出至傳輸混頻器17之部分17A以使得部分 17A輸出涉及兩個載頻調之電流信號49。如上文所解釋， 經由迴路返回導體22將此等兩個載頻調傳達至接收鏈。使 另一正交混頻器分支（在此實例中為交混頻器分支17B) 之電晶體關斷且使其不導電以使得基頻濾波器16之部分 16B之輸出與迴路返回導體22隔離。在圖3中之〇正交混頻 器部分17B之電晶體的閘極上所說明的接地符號表示如何 關斷電晶體及如何將電晶體控制為不導電。與使用兩個混 頻器產生兩個載頻調相比，使用傳輸混頻器之一個正交分 支輸出用於IP2測試之兩個載頻調具有若干優點。第一， 使用一個混頻器部分產生兩個載頻調有助於使兩個載頻調 具有相同振幅。第二，DAC 14及基頻濾波器16僅需要驅 動一個載頻調軌跡（trajectory)，從而產生隨電流消耗而變 的更多線性輸出。第三，兩個載頻調之產生並不依賴於工 正交信號路徑與Q正交信號路徑之間的失配。第四，與兩 個信號路徑電路相比，由於僅需要一個信號路徑電路，故 電流消耗減少。在每個時槽中均執行lp2測試及校正的應 用中，此功率消耗之減少尤其有利。 » 在一第二新穎態樣中，使用傳輸鏈之j正交分支16八、 1 7A執行第一校正測試，於此同時使用傳輸鏈之q正交分 支16B、17B執行第二校正測試。在此時間期間僅傳輸鏈 之兩個正交分支中之一者驅動迴路返回導體22。在一實例 144651.doc •16· 201110581 中’在IP2校正測試中，傳輸鏈之i正交分支16八、ι7Α經由 迴路返回導體22將雙載頻調電流信號49驅動至接收混頻器 11之兩個部分11A及11B。在正跨越迴路返回導體22驅動此 雙載頻調電流信號49的同時’在傳輸鏈之q正交分支 16B、17B中執行直流偏移校正測試。控制電路使混頻 器17之部分17B中之電晶體為不導電的，藉此將基頻濾波 益部分16B之輸出與迴路返回導體22隔離。控制電路24使 開關54閉合以使得節點55經由電阻器56而耦接至供應電壓 VDD。圖1之DAC Μ之DAC 14B為電流模式輸出數位至類 比轉換器（DAC)，其中由DAC 14B輸出之電流Idac之量值 應對應於由DAC 14B接收之數位值，對於一所接收的給定 數位值，DAC 14B應將正確量之電流驅動穿過基頻濾波器 部分16B以使得對於節點55上之一給定負載，節點55上之 電壓具有一特定電壓。因此，在直流偏移校正測試中，使 開關54閉合且為DAC部分14B供應一數位值，且圖1之八〇匸 13之類比至數位轉換器部分nc讀取節點”上之電壓。接 著調整DAC 14B之偏移電流以使得在將一特定數位值供應 至DAC部分14B時，量測節點55上之電壓具有所要電壓。 ，在一蜂巢式電話中，可在該蜂巢式電話之正常操作期間 週期地執行及/或最初在該蜂巢式電話供電後即執行包括 IP2測„式及直流偏移校正測試之多個校正測試。允許 同時執行此等校正測試中之多者（如上文關於奶測試及直 流偏移測試所描述）會允許減少執行測試及校正所需之時 間之總量。減少測試及校正時間會減少進行測試及校正机] 144651.doc •17· 201110581 消耗之功率之量且亦降低在供電條件之後直至蜂巢式電話 可用以在正常操作模式中通信之等待時間q 圖5為闡述圖丨至圖3之新穎電路之各種特性的表，該等 特性與在本專利文獻之背景部分中所敍述Bqu⑽論文^所 闡述的習知WiFi迴路返回先前技術之特性相比。 圖6為圖3之傳輸混頻器17之分支部分nA或i7B之一實 ㈣更詳細圖。DC(K：EN識別—主動式高直流偏移校正啟 用信號且DCGCENB識別-主動式低直流偏移校正啟用产 號。自圖2之迴路返回導體電路23之控制電路以接^ DCOCEN及 DCOCENB。 圖7為圖3之差動LNA 10之—實例的更詳細圖。 圖8為一根據一新穎態樣之方法1〇〇的流程圖表示。在一 步驟（步驟ΗΠ)中’在迴路返回操作模式中，由傳輸鍵之電 流模式輸出混頻器輸出電流信號。經由分段式迴路返回導 體將此電流信號供應至接收鏈之被動式混頻器。傳_、 迴路返回導體及接收鏈皆為相同積體電路的部分。在一實 例中，此方法之電流模式輸出混頻器為圖3之電流模式輔 出混頻器17。在一實例中，此方法 古之破動式混頻器為圖： 之被動式混頻器11。在一實例中，士古、也 、 M 此方法之分段式迴路运 回導體為圖3之分段式迴路返回導體22。 在另一步驟（步驟102)中，在精妒番极 仕積體電路之正常操作模式 中，將分段式迴路返回導體中之開關雉找士份

開關維持在斷開狀態，II 此將迴路返回導體之片段彼此解叙。袖％、 鮮祸。迴路返回導體之片與 之解耦用以使傳輸鏈之電流模式齡山、曰μ 式輸出混頻器與接收鏈之朝 144651.doc -18- 201110581 動式混頻器隔離。在-實例中，此方法之迴路返回導體之 片段包括圖3之片段33、34、35、38、39及40。在一實例 中，經斷開及閉合以將該等片段彼此麵接及彼此解輕之開 關為開關區塊31、32、36及37之開關。可以任何次序執行 步驟101及102 ’且可在一蜂巢式電話内之單一積體電路之 操作期間以週期間隔重複步驟1 〇 1及1 〇2。 雖然上文出於指導目的而描述某些特定實施例，但本專 利文獻之教不具有通用適用性且不限於上文所描述之特定 實施例。雖然上文將開關區塊3 i、32、36及37之開關描述 為N-通道開關，但此等開關在其他實例中可為其他類型之 開關（諸如，P-通道開關或傳送閘）。因此，可在不偏離下 文所闡述之申請專利範圍之範疇的情況下實踐所描述之特 定實施例之各種特徵的各種修改、調適及組合。 【圖式簡單說明】 圖1為根據一新穎態樣之一特定類型之行動通信器件j的 簡化高階方塊圖； 圖2為圖1之射頻收發器積體電路3的更詳細方塊圖； 圖3為圖2之射頻收發器積體電路3之迴路返回導體22的 更詳細圖； 圖4為說明一使用圖2之内部迴路返回導體22執行之ip〗 測試的簡化圖； 圖5為闡述圖1至圖3之新穎電路之各種特性的表，該等 特性與在本專利文獻之背景部分中所敍述之Bouras論文令 所闡述的習知WiFi迴路返回先前技術之特性相比； 144651.doc •19· 201110581 圖6為圖3之傳輸混頻器17之分支部分17A或17B之一實 例的更詳細圖； 圖7為圖3之差動LN A 10之一實例的更詳細圖；及 圖8為一根據一新穎態樣之方法的流程圖 【主要元件符號說明】 1 行動通信器件 2 天線 3 射頻收發器積體電路 4 數位基頻積體電路 5 接收鏈 6 局部振盪器（LO) 7 南頻射頻信號 8 雙工器 9 匹配網路 10 差動低雜訊放大器（LNA) 11 接收混頻器 11A 被動式I正交混頻器分支 11B 被動式Q正交混頻器分支 12 基頻濾波器 12A 跨阻抗放大器（TIA)部分 13 類比至數位轉換器 13C 類比至數位轉換器部分 14 數位至類比轉換器 14A I正交分支部分 144651.doc -20· 201110581 14B DAC部分 15 傳輸鏈 16 基頻滤·波器 16A 基頻濾波器16之部分 16B 基頻濾波器16之部分 17 傳輸混頻器 17A 傳輸混頻器17之部分 17B 傳輸混頻器17之部分 18 局部振盪器 19 驅動器放大器 20 外部功率放大器 21 高頻射頻信號 22 迴路返回導體 23 迴路返回導體電路 24 控制電路 25 SSBI串列匯流排及導體 26 迴路返回控制信號 27 節點 28 節點 29 節點 30 節點 31 開關區塊 31A 中央「T」節點 31B 開關 144651.doc -21- 201110581 32 開關區塊 33 導體片段 34 中央導體 34A 電容器符號 35 導體片段 36 開關區塊 37 開關區塊 38 導體片段 39 導體片段 39A 電容器符號 40 導體片段 41 直流阻斷電容器 42 直流阻斷電容器 43 直流阻斷電容器 44 直流阻斷電容器 45 儲槽電路 46 可變電容器 47 可變電容器 48 可變電容器 49 雙載頻調電流信號 50 電容器符號 51 電容器符號 52 電容器符號 53 電容器符號 144651.doc -22- 201110581 54 開關 55 節點 56 電阻器 57 開關 58 電容器 59 開關 144651.doc -23

Claims (1)

1. 201110581 七 、申請專利範圍： 11 一種積體電路，其包含： 接收鏈，其包括一被動式混頻器； 傳輪鏈，其包括一電流模式輪出混頻器；及 常操2返回導體’其可在—迴路返回模式中及在一正 莫式中操作’其中在該迴路返回模式中，該迴路 之^體將—由該傳輸鍵之該電流模式輸出混頻器輸出 電〜信號供應至該接收鏈之該被動式混頻器。 2·如請求項1之積體電路’其中該迪路返回導體包括一導 體及-與該導體串聯之開關，其中在該正常操作模式 中’使該迴路返回導體之該開關斷開以便使該傳輸鏈之 該電流模式輸出混頻器與該接收鏈之該被動式混頻器解 耗’其中在該迴路返回模式中，使該迴路返回導體之該 開關閉合以便將該電流信號供應至該接收鍵之該被動式 混頻器。 3·如請求項丨之積體電路，其中該迴路返回導體包括一第 開關、一導體及一第二開關’其中在該迴路返回模式 中，由該電流模式輸出混頻器輸出之該電流信號在一電 流路徑中流動，該電流路徑係自該電流模式輸出混頻 器、經由該第一開關、經由該導體、經由該第二開關而 至該接收鏈之該被動式混頻器。 4.如請求項1之積體電路，其中該被動式混頻器在該電流 信號之一操作頻率下具有一小於三百歐姆之輸入阻抗。 5·如請求項1之積體電路，其中該傳輸鏈進一步包括一可 I S1 144651.doc 201110581 調諸儲槽電路’其中該儲槽電路經調諧以使得該迴路返 回榼式中之電流模式輸出混頻器對被動式混頻器之增益 實質上最大化β 6_如明求項1之積體電路，其中該傳輸鏈進一步包括一可 調。6儲槽電路，其中該儲槽電路經調諧以在該正常操作 '气中，、第一初級線圈電容（primary capacitance)讀 振且其中該儲槽電路經調諸以在該迴路返回模式中與 一第二初級線圈電容諧振。 7.如請求項1之積體電路，其中該傳輸鏈進-步包括-驅 動器放大器及一開關，其中該開關安置於一信號路徑 中，忒k號路徑在該電流模式輸出混頻器與該驅動器放 大器之一輸入引線之間，其中該開關在該迴路返回模式 中斷開其中该開關在該正常操作模式中閉合。 ”月求項1之積體電路，其中在該迴路返回模式中之— 操作週期期間’啟用該電流模式輸出混頻器以使得盆將 該電流信號驅動至該迴路返回導體上，該積體電路進— 步包含： 第 :得輸鍵之……支，其包括一第二電流模 t頻器，其中在該迴路返回模式中之該操作週期 :停用該第二電流模式輪出混頻器以使得其不會 何k號驅動至該迴路返導 十一 W等體上，其中在該正常操作 ;β，該第二電流模式輸出混頻器將一第二電 驅動至該迴路返回導體上。 机5 9.如請求項8之積體電路，其中在該迴路返回模式中之 144651.doc • 2 - 201110581 回導體執行一第一校正測 第二正交分支之一部分執 操作週期期間，使用該迴路返 試，於此同時對該傳輪鏈之該 行第一校正測試。 10. 一種方法，其包含： ⑷在-積體電路之-迴路返回操作模式中，經由一迴 =返回導體將—由-傳輸鏈之—電流模式輸出混頻器輪 出之電流信號供應至-接收鏈之一被動式混頻器；及 (b)斷開該迴路返回導體中之―第―開關以使得在 體電路之操作之-正常操作模式中，該傳輸鏈之該電流 '式輸出混頻器與該接收鏈之該被動式混頻器隔離，其 中6玄傳輪鏈、該接收鏈及該迴路返回導體為該積體 的部分。 岭 11 ·如請求項1 〇之方法，其進一步包含： (C)在（b)中斷開該第一開關的同時，斷開該迴路返回 T體中之一第二開關，其中在（a)中該電流信號在—電 抓路役中傳遞，該電流路徑係自該電流模式輸出混頻器 、’二由該第一開關、經由該迴路返回導體之一導體及經由 該第二開關而至該被動式混頻器。 12.如請求項1〇之方法，其進一步包含： (c) 調諧儲槽電路之一電容器以在該正常操作模式中具 有第一電容’其中該儲槽電路耦接至該電流模式輸出混 頻器；I ^ (d) 調諧該電容器以在該迴路返回模式中具有一第二電 容。 [S } 144651.doc 201110581 如請求項10之方法，其進一步包含： 、（C)㈣—儲槽電路以將該迴路返回模式中的-電流模 式輸出此頻态對被動式混頻器之增益最大化，其中該儲 槽電路輕接至該電流模式輸出混頻器。 14_如請求項1〇之方法，其進一步包含： 將-開關控制為在該正常操作模式中閉合以便將一 !號路徑維持在該電流模式輸出混頻器與-驅動器放大 器之一輸入引線之間；及 ⑷將該開關控制為在該迴路返回模式中斷開以使得該 電机模式輪出混頻器與該驅動器放大器之該輸入引線隔 離。 15. 如請求項10之方法，其進一步包含： (e)在該坦路返回模式中之—操作週期期間將該電流模 式輸出混頻器維持處於—啟用狀態，以使得該電流模式 輸出混頻器將該電流信號供應至該迴路返回導體上； (—f)在該迴路返回模式中之該操作週期期間將該傳輸鏈 之一第二正交分支之-第二電流模式輸U頻器維持處 於-停用狀態’以使得該第二電流模式輸出混頻器不會 將任何信號驅動至該迴路返回導體上，其中該傳輸鍵: 5玄第二正交分支亦為該積體電路之一部分；及 。⑷在紅常操作模式中，將該第—電流模式輸出混頻 器及該第二電流模式輸出混頻器維持處於一啟用狀熊。 16. 如請求項10之方法，其進一步包含： 〜 ⑷在該迴路返回模式中使用該迴路返回導體執行—第 144651.doc 201110581 一校正測試；及 ⑷在(C)中執行該第一校正測試的同時，使用該傳輪 鏈之-第：正交分支執行H正測試，其中該傳輸 鏈之該第二正交分支亦為該積體電路之一部分。 17. —種裝置’其包含： 一接收鏈之一混頻器； 一傳輸鏈之一電流輸出模式混頻器；及 。用於在一積體電路之一迴路返回操作模式中經由一信 號路位驅動-電流信號的構件’該信號路徑係自該傳輸 鏈之該電流輪出模式混頻器至該接收鏈之該混頻器，其 中》亥構件及該接收鏈及該傳輸鏈為該積體電路的部分， 其中該，件亦用於切斷該信號路#以使得該電流輸出模 式混頻益與該接收鏈之該混頻器在該積體電路之一正常 操作模式中隔離。 18. 如明求項17之I置，其中該接收鏈之該混頻器為-被動 式混頻器。 19. 如响求項18之裝置，其中該被動式混頻器在該電流信號 之知作頻率下具有一小於三百歐姆之輸入阻抗。 20. 如明求項17之裝置’其中該構件包括一第—開關、一導 第二開關，其中該第一開關及該第二開關在該正 二乍模式令閉合以使得該信號路徑延伸穿過該第一開 關：穿過該導體，且穿過該第二開關，且其中該開關在 °亥^路返回模式中之一操作週期中斷開。 144651.doc