KR20110084987A

KR20110084987A - Ｉｐ２ 셀프 테스트를 위한 내부 루프백 도전체를 갖는 ｒｆ 송수신기 ｉｃ

Info

Publication number: KR20110084987A
Application number: KR1020117013344A
Authority: KR
Inventors: 진수 고; 마이클 콜만; 바흐만 아라리
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2008-11-13
Filing date: 2009-11-13
Publication date: 2011-07-26
Also published as: US20100120369A1; JP2012509033A; CN102217203B; TW201110581A; KR101266319B1; EP2359485B1; EP2359485A1; CN102217203A; WO2010057035A1; US8606193B2; JP5579732B2

Abstract

RF 송수신기 집적 회로는 IP2 셀프 테스트 및/또는 보정을 수행하기 위해 이용할 수 있는, 신규한 세그먼트화된, 저 기생 커패시턴스, 내부 루프백 도전체를 가진다. 제 1 신규 양상에서, 송수신기의 송신 믹서는 전류 모드 출력 믹서이다. 수신 믹서는 저 입력 임피던스를 갖는 수동 믹서이다. 루프백 모드에서, 송신 믹서는 루프백 도전체를 통해 수동 믹서로 2-톤(two tone) 전류 신호를 드라이빙(drive)한다. 제 2 신규 양상에서, 송신 믹서의 단 하나의 직교 브랜치가 IP2 테스트를 수행하기 위해 요구되는 2개의 톤들을 생성하기 위해 이용된다. 제 3 신규 양상에서, 제 1 보정 테스트는 나머지 직교 브랜치를 이용하여 제 2 보정 테스트가 수행되는 것과 동시에 송신 믹서의 하나의 직교 브랜치를 이용하여 수행되고, 이에 의해 루프백 테스트 시간 및 전력 소모를 줄인다.

Description

ＩＰ２ 셀프 테스트를 위한 내부 루프백 도전체를 갖는 ＲＦ 송수신기 ＩＣ{RF TRANSCEIVER IC HAVING INTERNAL LOOPBACK CONDUCTOR FOR IP2 SELF TEST}

개시되는 실시예들은 RF 송수신기들의 내부 루프백 테스트 및 보정(calibration)에 관한 것이다.

셀룰러 전화기의 송신기 및 수신기 양자 모두는 통신되는 신호에 최소 왜곡을 도입하는 이상적으로는 선형적인 디바이스들이다. 왜곡의 한가지 유형은 2차(second-order) 왜곡이라 지칭된다. 선형 증폭기는 일반적으로 증폭기가 저 출력 전력 레벨에서 동작하고 있을 때 단지 작은 양의 2차 왜곡만을 도입한다. 그러나 출력 전력이 증가함에 따라, 기본 주파수(입력 신호의 주파수)에서의 출력 전력은 전체 상승 출력 전력에 대해 제 1 레이트로 상승하는 한편, 2차 왜곡에 기인하는 출력 전력은 더 빠른 레이트로 상승한다. 증폭기의 출력 전력이 충분히 높을 때, 2차 왜곡의 출력 전력은 기본 신호의 출력 전력에 이른다. 이러한 교차점은 2차 인터셉트 포인트(IP2; second order intercept point)라 지칭된다. 셀룰러 전화기 송신 체인 또는 셀룰러 전화기 수신 체인과 같은 시스템의 IP2 포인트는 시스템의 2차 왜곡에 대한 척도로서 이용될 수 있다.

시스템의 IP2를 측정하기 위한 한가지 방법은 이른바 2-톤(two-tone) 분석의 이용을 수반한다. 하나의 순 주파수(pure frequency)를 갖는 신호는 "톤"이라 지칭된다. 동일한 세기이지만 상이한 주파수들을 갖는 2개의 톤들이 시스템을 통과(put through)한다. 시스템은 2개의 기본 주파수들 각각에서 출력을 생성하지만, 2차적인 효과들에 기인하여 다른 주파수들에서도 출력을 생성할 것이다. 2차적인 효과들에 기인하는 출력들은 예를 들어 2개의 입력 톤들의 주파수들의 합과 동일한 주파수를 갖는 출력을 포함할 것이다. 2개의 기본 주파수들 중 어느 것에도 있지 않은 출력 신호들의 출력 전력들이 측정되고 시스템의 IP2를 결정하기 위해 이용된다.

셀룰러 전화기 내의 송수신기의 동작을 개선하기 위해서, 때때로 송수신기의 IP2를 측정하고 그 다음 송수신기가 나타내는 IP2를 줄이도록 송수신기들의 다양한 부분들을 보정(calibrate)할 것이 요구된다. 외부 신호 소스들이 상기 2-톤 분석에서 이용하기 위해 2개의 톤들의 신호들을 생성하는데 이용될 수 있지만, 이러한 외부 소스들은 단지 공장(factory) 보정 동안 공장에서만 이용가능할 수 있다. 이러한 공장 보정은 셀룰러 전화기 송수신기가 송수신기 집적 회로들을 제조하기 위해 이용되는 반도체 제조 공정에서의 편차들을 처리하도록(account for) 보정될 수 있게 하지만, 이러한 공장 보정은 셀룰러 전화기의 동작 동안 발생하는 온도 변화들에 기인하여 발생하는 성능 변화들을 처리할 수는 없다. 유사하게도, 이러한 공장 보정은 셀룰러 전화기 송수신기의 동작 동안 발생하는 전압 공급 편차들에 기인하여 발생하는 성능 변화들을 처리할 수 없다. 그러므로 동작 조건들이 변화함에 따라 왜곡이 최소화된 채로 남아 있을 수 있도록 공장 밖에서 셀룰러 전화기를 사용하는 동안 IP2를 모니터링하고 송수신기의 부분들을 보정할 수 있을 것이 요구된다.

기능하고 있는 송수신기에서 공장 외부에서 IP2 측정들 및 보정들이 이루어질 수 있도록 2-톤 IP2 분석 테스트를 위해 필요한 2개의 톤들을 생성하기 위해 송수신기의 송신기를 이용하기 위한 몇몇 방법들이 제안되었다. 한가지 제안이 Darabi 등의 "An IP2 Improvement Technique for Zero-IF Down-Converters"라 명명된 논문에서 제시된다. 이 논문은 롱 루프(long loop) 접근을 기술하고 이에 의해 외부 전력 증폭기(PA) 및 저-잡음 증폭기(LNA)가 매 슬롯마다 AM 변조를 이용하여 하나의 톤 블록커(blocker)를 생성하기 위해 사용된다. 그러나 이러한 접근은 몇몇 단점들을 가진다. 첫째로, 송수신기의 최대 출력 전력 레이팅을 초과할 수도 있는 불필요하게 큰 양의 전력이 보정 동안 송수신기의 안테나 상으로 다시 드라이빙(drive)될 수 있다. 통상적으로 보정 테스트에서 이용되는 블록커의 전력 레벨은 비선형 효과를 검출하기 위해 표준들에서 특정되는 블록커의 전력 레벨보다 높다. 둘째로, 1-톤(one tone) 블록커 접근은 필요한 것보다 많은 전력을 일반적으로 소비하는 동작 외부 전력 증폭기를 이용한다. 결과적으로 증가된 전력 소비는 매 슬롯마다 전력 증폭기가 턴온되기 때문에 통화 시간(talk time)을 감소시킬 수 있다. 셋째로, 1-톤 블록커 접근은 OFDMA 모뎀에서 변조된 신호를 검출하기 위한 효율적인 방법이 아니다.

두 번째 접근은 Bouras 등의 "A Single-Chip Digitally Calibrated 5.15-5.825-GHz 0.18-um CMOS Transceiver for 802.11a Wireless LAN"이라 명명된 논문에 WiFi, IEEE 802.11 기술들에서 제시된다. Bouras 등의 논문은 IQ 부정합 보정을 위해 하나의 톤을 생성하는데 온-칩 루프백 연결의 이용을 제안한다. 이러한 접근이 셀룰러 전화기 수신기의 IP2 보정까지 연장되고 이에 적용되는 경우, 몇몇 문제들이 발생할 가능성이 있다. 첫째로, 루프백 회로는 전압 구동 모드로 동작한다. 따라서 수신기에서 검출될 기저대역 신호는 송신기로부터 수신기로 고 주파수 RF 루프백 신호들을 때때로 전달하는 긴 온-칩 도전체(long on-chip conductor)들에 기인하여 바람직하지 않게 작은 진폭을 가질 가능성이 있다. 때때로 셀룰러 전화기 송수신기 집적 회로 내에서 송신기와 수신기 간의 거리는 수신기와 송신기 간의 커플링을 방지하기 위해 상당히 길다. 이러한 상당한 거리는, 내부 루프백 연결 기술이 이용되는 경우 송신기가 내부 루프백 보정을 위해 2개의 톤들을 공급하도록 긴 도전체들을 통해 수신기 회로로 이르게 되어야 함을 의미한다. 결과적으로 수신기에서 수신되는 기저대역 신호는 수신기의 보정이 곤란하거나 불가능하게 될 그러한 바람직하지 않은 작은 진폭을 갖게 될 가능성이 있다. 둘째로, WiFi 회로의 루프백 경로에서 회로들은 상호변조 항(term)들 및 고조파(harmonics)와 같은 비선형성들을 생성할 수 있다. 이러한 비선형성들은 셀룰러 전화기 송수신기의 수신기 보정과 간섭할 수 있다.

셀룰러 전화기의 RF 송수신기 집적 회로는 IP2 셀프 테스트 및 보정을 수행하기 위해 이용가능한 루프백 도전체 회로를 가진다. 상기 루프백 도전체 회로는 제어 회로 및 신규한 세그먼트화된, 저 기생 커패시턴스, 내부 루프백 도전체를 포함한다. 일례로서, 기저대역 프로세서 집적 회로는 기저대역 프로세서 집적 회로로부터 RF 송수신기 집적 회로로 연장되는 시리얼 버스를 통해 RF 송수신기 집적 회로에서 루프백 도전체 회로의 제어 회로를 제어할 수 있다. 루프백 도전체의 제어 회로는 시리얼 버스로부터 제어 정보를 수신하고 이에 응답하여 세그먼트화된 루프백 도전체를 제어한다.

제 1 신규 양상에서 RF 송수신기 집적 회로의 송신 체인의 송신 믹서는 전류 모드 출력 믹서이다. RF 송수신기 집적 회로의 수신 체인의 수신 믹서는 비교적 낮은 입력 임피던스를 가지는 수동 믹서이다. 수신 체인에서 능동 믹서를 이용하는 것보다는, 트랜스임피던스(transimpedance) 증폭기(TIA)가 뒤따르는 수동 믹서가 이용된다. 이러한 TIA는 수동 믹서로부터 수신된 입력 전류에 비례하는 전압을 출력한다. 루프백 모드에서, 송신 믹서는 세그먼트화된 루프백 도전체를 통해 수동 믹서로 2-톤(two tone) 전류 신호를 드라이빙한다. 송수신기의 다른 부분들은 루프백 모드 동안 송신 체인으로부터 수신 체인으로의 전력 전달을 최대화하고 전력 소비를 줄이며 원치않는 RF 송신들이 발생하는 것을 방지하도록 제어된다. RF 송수신기 집적 회로의 정상(normal) 동작 모드에서, 그렇지 않으면 루프백 도전체의 긴 세그먼트들에 기인하여 발생할 수 있는 기생 로딩 및 커플링 문제들이 최소화 또는 회피되도록 루프백 도전체의 세그먼트들은 스위치 블록들에 의해 서로 격리된다.

제 2 신규 양상에서, 송신 믹서의 단지 하나의 직교 브랜치가 IP2 테스트를 수행하기 위해 요구되는 2개의 톤들을 생성하는데 이용된다. 단일 브랜치의 이용은 기존 방식으로 2개의 브랜치들을 이용하는 것에 비해 루프백 테스트 동안 전력 소비를 줄인다. 단일 브랜치의 이용은 또한 동일한 전력 크기들을 갖는 2개의 톤들의 생성을 용이하게 한다.

제 3 신규 양상에서, 제 1 보정 테스트는 제 2 보정 테스트가 나머지 직교 브랜치를 이용하여 수행되는 것과 동시에 송신 믹서의 하나의 직교 브랜치를 이용하여 수행된다. 몇몇 상황들에서, 다수의 테스트들을 동시에 수행하는 것은 루프백 테스트 시간을 줄이고 루프백 테스트 전력 소비를 줄인다.

상기 내용은 요약이고 따라서 필연적으로 단순화들, 일반화들 및 세부사항의 생략들을 포함한다; 당업자는 이러한 요약이 단지 예시적이고 결코 제한적인 것으로 의도되지 않음을 이해할 것이다. 오직 청구범위에 의해 규정되는 것과 같이, 본원에서 기술되는 디바이스들 및/또는 프로세스들의 다른 양상들, 특징들, 및 장점들은, 본원에서 제시되는 비-제한적인 상세한 설명에서 명백해질 것이다.

도 1은 하나의 신규 양상에 따른 한가지 특정 유형의 모바일 통신 디바이스(1)에 대한 단순화된 하이 레벨 블록 다이어그램이다.
도 2는 도 1의 RF 송수신기 집적 회로(3)에 대한 보다 상세한 블록 다이어그램이다.
도 3은 도 2의 RF 송수신기 집적 회로(3)의 루프백 도전체(22)에 대한 보다 상세한 다이어그램이다.
도 4는 도 2의 내부 루프백 도전체(22)를 이용하여 수행되는 IP2 테스트를 도시하는 단순화된 다이어그램이다.
도 5는 본 특허 문헌의 배경기술 부분에서 언급된 Bouras 등의 논문에서 제시된 기존 WiFi 루프백 종래 기술의 특성들에 비하여 도 1-3의 신규한 회로의 다양한 특성들을 제시하는 테이블이다.
도 6은 도 3의 송신 믹서(17)의 브랜치 부분(17A 또는 17B)의 일례에 대한 보다 상세한 다이어그램이다.
도 7은 도 3의 차동(differential) LNA(10)의 일례에 대한 보다 상세한 다이어그램이다.
도 8은 하나의 신규 양상에 따른 방법의 플로우차트이다.

도 1은 하나의 신규 양상에 따른 한가지 특정 유형의 모바일 통신 디바이스(1)에 대한 매우 단순화된 하이 레벨 블록 다이어그램이다. 이러한 특정 예에서, 모바일 통신 디바이스(1)는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA) 셀룰러 전화기 통신 프로토콜을 이용하는 셀룰러 전화기이다. 셀룰러 전화기는 (도시되지 않은 몇몇 다른 부분들 중에서) 안테나(2) 및 2개의 집적 회로들(3 및 4)을 포함한다. 집적 회로(4)는 "디지털 기저대역 집적 회로" 또는 "기저대역 프로세서 집적 회로"라 지칭된다. 집적 회로(3)는 RF 송수신기 집적 회로이다. RF 송수신기 집적 회로(3)는 송신기뿐만 아니라 수신기도 포함하기 때문에 "송수신기"라 지칭된다.

도 2는 RF 송수신기 집적 회로(3)에 대한 보다 상세한 블록 다이어그램이다. 수신기는 로컬 오실레이터(LO; 6)뿐만 아니라 이른바 "수신 체인"(5)을 포함한다. 셀룰러 전화기가 수신 중일 때, 고 주파수 RF 신호(7)가 안테나(2)를 통해 수신된다. 신호(7)로부터의 정보는 듀플렉서(8), 정합 네트워크(9), 및 수신 체인(5)을 통해 전달된다. 신호(7)는 저 잡음 증폭기(LNA; 10)에 의해 증폭되고 믹서(11)에 의해 주파수에 있어서 다운-컨버팅된다. 결과적으로 다운-컨버팅된 신호는 기저대역 필터(12)에 의해 필터링되고 디지털 기저대역 집적 회로(4)로 전달된다. 디지털 기저대역 집적 회로(4) 내의 아날로그-디지털 컨버터(13)는 상기 신호를 디지털 형태로 변환하고 결과적인 디지털 정보는 디지털 기저대역 집적 회로(4) 내의 디지털 회로에 의해 처리된다. 디지털 기저대역 집적 회로(4)는 로컬 오실레이터(6)에 의해 믹서(11)에 공급되는 로컬 오실레이터 신호(LO)의 주파수를 제어함으로써 수신기를 튜닝한다.

셀룰러 전화기가 송신 중일 때, 송신될 정보는 디지털 기저대역 집적 회로(4)에서 디지털-아날로그 컨버터(14)에 의해 아날로그 형태로 변환되고 "송신 체인"(15)에 공급된다. 기저대역 필터(16)는 디지털-아날로그 변환 프로세스로 인한 잡음을 필터링(filter out)한다. 로컬 오실레이터(18)의 제어 하에 있는 믹서 블록(17)은 이러한 신호를 고 주파수 신호로 업-컨버팅한다. 구동 증폭기(19) 및 외부 전력 증폭기(20)는 고 주파수 RF 신호(21)가 안테나(2)로부터 송신되도록 안테나(2)를 드라이빙하기 위해 고 주파수 신호를 증폭한다.

수신 체인(5) 및 송신 체인(15)에 부가하여, RF 송수신기 집적 회로(3)는 신규한 루프백 도전체 회로(23)를 포함한다. 루프백 도전체 회로(23)는 루프백 도전체(22) 및 제어 회로(24)를 포함한다. 도 2의 예에서 제어 회로(24)는 SSBI 시리얼 버스 및 도전체들(25)을 통해 디지털 기저대역 집적 회로(4)와 인터페이싱하는 버스 인터페이스 메커니즘을 포함한다. 디지털 기저대역 집적 회로(4) 내의 회로는 적절한 루프백 제어 정보를 SSMI 버스(25)를 통해 제어 회로(24)로 전송함으로써 루프백 도전체(22)를 제어하는데 이러한 SSBI 버스를 이용한다. 차례로 제어 회로(24)가 적절한 루프백 제어 신호들(26)을 루프백 도전체(22)로 전송하여 루프백 도전체(22)는 수신 체인(5)에 송신 체인(15)을 커플링하거나 수신 체인(5)으로부터 송신 체인(15)을 디커플링(decouple)하도록 제어된다.

도 3은 도 2의 RF 송수신기 집적 회로(3)의 루프백 도전체(22)에 대한 보다 상세한 다이어그램이다. 도 2의 루프백 도전체 회로(23)의 제어 도전체들 및 제어 회로(24)는 회로에 대한 다른 세부사항이 도시될 수 있도록 도 3에 도시되지 않는다. 루프백 도전체(22)는 노드(27)를 노드(28)에 커플링하고 노드(29)를 노드(30)에 커플링하기 위한 프로그램가능 메커니즘을 포함한다. 루프백 도전체(22)는 스위치 블록들(31, 32, 36 및 37) 및 도전체 세그먼트들(33, 34, 35, 38, 39 및 40)을 포함한다. 루프백 도전체(22)는 또한 4개의 DC 블록킹 커패시터들(41-44)을 포함한다. 각 DC 블록킹 커패시터는 예를 들어 대략 5 pF의 커패시턴스를 가질 수 있다. 하나의 유리한 양상에서, 도전체 세그먼트들(34 및 39)은 송신 체인 회로가 수신 체인 회로로부터 상당한 거리에 떨어져 배치될 수 있도록 비교적 길다. 송신 체인 회로가 수신 체인으로부터 상당한 거리에 떨어져 위치되도록 RF 송수신기 집적 회로(3)를 배치하는 것은 정상 동작 동안 송신기와 수신기 간의 간섭 및 송신기 누설을 줄이는데 도움이 된다. 도시된 예에서, 도전체 세그먼트들(34 및 39)은 각각 길이가 적어도 2 밀리미터이다.

RF 송수신기 집적 회로(3)의 적어도 2개의 동작 모드들이 있다: 1) 송신 및 수신 체인들이 RF 무선 통신에 관여하기 위해 이용가능한 정상 동작 모드; 및 2) 테스트 및/또는 보정을 수행하기 위해 수신 체인으로 신호들을 드라이빙하는데 송신 체인이 이용되는 루프백 모드.

정상 동작 모드에서, 스위치 블록(31) 및 스위치 블록(32)의 N-채널 스위치들은 도전체 세그먼트(34)가 도전체 세그먼트(33) 및 도전체 세그먼트(35) 양자 모두로부터 격리 및 연결해제(disconnect)되도록 제어 회로(24)에 의해 적절하게 제어된다. 중앙 도전체(34)는 플로팅(float)하도록 허용된다. 유사하게, 도전체 세그먼트(38)는 도전체 세그먼트(39)로부터 격리 및 연결해제되고 이는 차례로 도전체 세그먼트(40)로부터 격리 및 연결해제된다. 스위치 블록들(31, 32, 36 및 37) 각각에서, 중앙 "T" 노드는 중앙 "T" 노드와 접지 도전체 간의 N-채널 스위치를 닫음으로써 접지된다. 스위치 블록(31)의 예에서, 중앙 "T" 노드(31A)를 접지시키기 위해 스위치(31B)가 닫힌다. 스위치 블록(31)의 나머지 2개의 스위치들은 개방된다. 중앙 "T" 노드(31A)의 접지는 도전체(33)로부터 도전체(34)로의 스위치 블록을 통한 신호 누설을 방지한다.

정상 동작 모드에서, I 직교 신호 경로는 송신 체인(15)의 I 직교 브랜치를 통해 연장된다. I 직교 신호 경로는 기저대역 필터(16)의 부분(16A)을 통해, 믹서(17)의 부분(17A)을 통해, 탱크 회로(45)를 통해, 구동 증폭기(19)를 통해, RF 송수신기 집적 회로(3)로부터 전력 증폭기(20)(도 2 참조)로, 그리고 듀플렉서(8)를 통해 안테나(2)로 연장된다. 탱크(45)의 프라이머리(primary) 상의 가변 커패시터(46; C1) 및 탱크(45)의 세컨더리(secondary) 상의 커패시터(58; C2)는, 믹서(17)로부터 구동 증폭기(19)로의 전력 송신이 요구되는 동작 주파수에서 최대화되도록 탱크(45)를 튜닝하기 위해 제어된다. 수신 체인(5) 내의 I 직교 신호 경로는 안테나(2)(도 2 참조)로부터, 듀플렉서(8)를 통해, 정합 네트워크(9)를 통해, 그리고 RF 송수신기 집적 회로(3)로, 차동 저 전력 증폭기(10)를 통해, 믹서(11)의 부분(11A)을 통해, 기저대역 필터(12)의 트랜스임피던스 증폭기(TIA) 부분(12A)을 통해, 기저대역 필터(12)의 나머지를 통해, 그리고 기저대역 프로세서 집적 회로(4) 내의 ADC(3)로 연장된다. 차동 LNA(10)의 가변 커패시터들(47 및 48; C3)은 LNA(10)로부터 수신 믹서(11)로 전력 전달을 최대화하도록 차동 LNA(10)의 LNA 부하를 튜닝하기 위해 제어된다. 스위치 블록들(32, 37)은 수신 믹서(11) 및 차동 LNA(10)에 가능한 가까이 위치되고, 이에 의해 수신 믹서(11)에 LNA(10)의 출력을 커플링시키는 도전체들 상의 용량성 부하를 최소화한다. 유사하게도, 스위치 블록들(31 및 36)은 믹서(17) 및 탱크(45)에 가능한 가까이 위치되고 이에 의해 수신기 믹서(17)의 출력을 탱크(45)에 커플링시키는 도전체들 상의 용량성 부하를 최소화한다. 송신기를 통과하는 그리고 송신기로부터의 Q 직교 신호 경로는 상기 I 직교 송신 신호 경로와 유사하고, 수신기로의 그리고 수신기를 통과하는 Q 직교 신호 경로는 상기 Q 직교 수신 신호 경로와 유사하다.

루프백 모드에서, 스위치 블록(31) 및 스위치 블록(32)의 N-채널 스위치들은 도전체 세그먼트(33)가 도전체 세그먼트(34)에 커플링되고 이것이 차례로 도전체 세그먼트(35)에 커플링되도록 제어 회로(24)에 의해 제어된다. 유사하게, 도전체 세그먼트(38)는 도전체(39)에 커플링되고 이는 차례로 도전체 세그먼트(44)에 커플링된다.

제 1 신규 양상에서, 도 3의 송신기 체인(15)의 송신 믹서(17)는 전류 모드 출력 믹서이다. 본 특허 문헌의 배경기술 정보 부분에서 언급된 Bouras 등의 논문에 제시된 수신기 믹서와 달리, 도 3의 수신 믹서(11)의 부분들(11A 및 11B)은 능동 믹서들이 아니고 오히려 수동 믹서들이다. Bouras 등의 논문에서는 각 부분들(11A 및 11B)이 동작 주파수에서 높은 수백 옴의 고 입력 임피던스를 갖지만, 각 부분들(11A 및 11B)은 동작 주파수에서 훨씬 더 낮은 입력 임피던스를 가진다. 도 3의 예에서, 각 부분들(11A 및 11B)은 300 옴 미만의 입력 임피던스를 가진다(예를 들어, 이러한 예에서 입력 임피던스는 대략 150 옴 이하이다). Bouras 등의 논문에서 제시된 송신 믹서와 달리, 송신 믹서(17)의 각 부분들(17A 및 17B)은 전류 모드 출력 믹서이다. 예를 들어, 송신 체인의 I 직교 브랜치의 믹서 부분(17A)은 루프백 도전체(22)를 통해 수신 믹서(11)의 수동 I 직교 믹서 브랜치(11A) 및 수동 Q 직교 믹서 브랜치(11B)로 전류 신호(49)를 드라이빙한다. 전류 신호(49)의 드라이빙 및 부분들(11A 및 11B)에서 저 임피던스에서의 신호 경로의 종단(terminating)에 기인하여, 2-톤 루프백 신호는 송신 체인으로부터 수신 체인으로 2 밀리미터 이상의 긴 거리로 드라이빙될 수 있는 한편 IP2 테스트를 수행하기 위해 수신 믹서의 2개의 부분들(11A 및 11B)에서 적절히 강한 2-톤 신호를 생성한다. 송신 믹서(17)로부터 출력되는 것처럼 2 dBm의 2-톤 신호 출력 전력에 대해, 2-톤 신호는 -3 dBm의 전력으로 수신 믹서(11)에서 수신된다.

루프백 모드에서, 탱크 회로(45)의 프라이머리의 가변 커패시터(46; C1)의 커패시턴스는 도전체 세그먼트들(34 및 39)이 송신 믹서 출력 리드들에 커플링될 때 송신 믹서(17)의 출력 상으로 커플링되는 추가적인 기생 커패시턴스를 처리(account for)하기 위해 감소된다. 스위치(57)는 탱크(45)의 세컨더리의 커패시터(58; C2)와 직렬이다. 스위치(57)는 개방되도록 제어되고 구동 증폭기(19)의 입력 리드와 세컨더리 간의 스위치(59)는 개방되게 된다. 스위치(59)는 구동 증폭기(19)의 입력 커패시턴스가 루프백 테스트 동안 송신 믹서(17)에 부하를 가하지(loading) 못하도록 방지한다. 구동 증폭기(19)는 또한 루프백 테스트 동안 전류 소비를 줄이고 그렇지 않으면 루프백 테스트 동안 발생할 수 있는 안테나(2)로부터의 원치않는 강한 송신들을 방지하기 위해 디스에이블된다. 일례에서, 가변 커패시터(46)의 커패시턴스는 정상 동작 모드에서, 탱크(45)가 대략 2.0 GHz의 요구되는 주파수에서 공진하도록 1.0 pF으로 설정되는 한편, 가변 커패시터(46)의 커패시턴스는 루프백 모드에서, 탱크(45)가 대략 2.0 GHz의 동일한 요구되는 주파수에서 공진하도록 대략 0.5 pF으로 설정된다. 도 3의 도시에서, 루프백 도전체(22)의 부가된 기생 커패시턴스들은 커패시터 심볼들(50, 51, 52, 53, 34A 및 39A)로 표현된다. 이러한 기생 커패시턴스들 각각은 예를 들어 대략 0.5 pF일 수 있다. 루프백 모드 동안, 차동 LNA(10)는 디스에이블되어 수신 체인 믹서를 드라이빙하지 않고 전류 신호(49)와 간섭하지 않는다. LNA 부하 커패시터들(47 및 48; C3)과 직렬인 스위치들은 또한 루프백 모드에서 탱크 임피던스를 최대화하도록 제어된다.

제 2 신규 양상에서, 송신 믹서(17)의 단지 하나의 직교 브랜치가 IP2 테스트를 수행하기 위해 요구되는 2개의 톤들을 생성하는데 이용된다. 도 4는 IP2 테스트를 도시하는 단순화된 다이어그램이다. 2개의 신호들(F1 및 F2)은 동일한 전력 진폭들을 가진다. 이러한 2개의 톤들은 루프백 도전체(22)를 통해 수신 체인 내로 드라이빙된다. 수신 체인(5)으로부터 나오는 임의의 결과적인 상호변조 왜곡의 크기가 그 후 측정된다. 상호변조 왜곡 전력의 크기가 수용가능한 레벨 미만으로 떨어질 때까지 송수신기의 다양한 회로 파라미터들 및 설정들이 변경될 수 있고 상호변조 왜곡이 다시 측정될 수 있다. 신규한 루프백 도전체(22)를 이용하여 이러한 IP2 테스트를 수행하기 위해, 도 1의 차동 전류 DAC(14)의 I 직교 브랜치 부분(14A)은 송신 체인의 부분(16A)으로 차동 전류 신호를 드라이빙하도록 된다. I 브랜치의 부분(16A) 및 DAC(14)가 단순화된 형태로 도시되어 있지만, Q 브랜치에서 보다 완전하게 도시된 것처럼 이들은 양자 모두 차동 회로들이다. 부분(16A)은 RC 필터뿐만 아니라 전류 미러(mirror)를 포함한다. 전류 미러는 부분(17A)이 2개의 톤들을 포함하는 전류 신호(49)를 출력하도록 송신 믹서(17)의 부분(17A)으로 전류 신호를 출력한다. 이러한 2개의 톤들은 위에서 설명된 것처럼 루프백 도전체(22)를 통해 수신 체인으로 통신된다. 나머지 직교 믹서 브랜치(이러한 예에서 Q 직교 믹서 브랜치(17B))의 트랜지스터들은, 기저대역 필터(16)의 부분(16B)의 출력들이 루프백 도전체(22)로부터 격리되도록 턴오프되고 비도전성(nonconductive)으로 된다. 도 3에서 Q 직교 믹서 부분(17B)의 트랜지스터들의 게이트들 상에 도시되는 접지 심볼들은 트랜지스터들이 어떻게 턴오프되고 비도전성이 되도록 제어되는지를 표현한다. IP2 테스트를 위한 2개의 톤들을 출력하기 위해 송신 믹서의 하나의 직교 브랜치를 이용하는 것은 2개의 톤들을 생성하기 위해 2개의 믹서들을 이용하는 것에 비해 몇몇 장점들을 가진다. 첫째로, 2개의 톤들을 생성하기 위해 하나의 믹서 부분을 이용하는 것은 동일한 진폭을 갖는 2개의 톤들의 생성을 용이하게 한다. 둘째로, DAC(14) 및 기저대역 필터(16)는 단지 하나의 톤 궤적(trajectory)을 드라이빙할 필요가 있고, 결과적으로 전류 소비의 함수로써 보다 선형인 출력을 유발한다. 셋째로, 2개의 톤들의 생성은 I 및 Q 직교 신호 경로들 간의 부정합에 의존하지 않는다. 넷째로, 2개의 신호 경로 회로들에 비하여 단지 하나의 신호 경로 회로가 요구되기 때문에 전류 소비가 감소된다. 이러한 전력 소비 감소는 IP2 테스트 및 보정이 매 슬롯마다 수행되어야 하는 애플리케이션들에서 특히 유리하다.

제 3 신규 양상에서, 제 1 보정 테스트는 제 2 보정 테스트가 송신 체인의 Q 직교 브랜치(16B, 17B)를 이용하여 수행되는 것과 동시에 송신 체인의 I 직교 브랜치(16A, 17A)를 이용하여 수행된다. 송신 체인의 2개의 직교 브랜치들 중 단지 하나가 이러한 시간 동안 루프백 도전체(22)를 드라이빙한다. 일례에서, 송신 체인의 I 직교 브랜치(16A, 17A)는 IP2 보정 테스트에서 2-톤 전류 신호(49)를 루프백 도전체(22)를 통해 수신 믹서(11)의 2개의 부분들(11A 및 11B)로 드라이빙한다. 이러한 2-톤 전류 신호(49)가 루프백 도전체(22)를 통해 드라이빙되는 것과 동시에, DC 오프셋 보정 테스트는 송신 체인의 Q 직교 브랜치(16B, 17B)에서 수행된다. 제어 회로(24)는 믹서(17)의 부분(17B) 내의 트랜지스터들로 하여금 비도전성이 되도록 하고, 이에 의해 기저대역 필터 부분(16B)의 출력들을 루프백 도전체(22)로부터 격리시킨다. 제어 회로(24)는 노드(55)가 저항(56)을 통해 전압 VDD를 공급하기 위해 커플링되도록 스위치(54)가 닫히게 한다. DAC(14B)에 의해 출력되는 전류 I_DAC의 크기가 DAC(14B)에 의해 수신되는 디지털 값에 대응해야 한다는 점에서 도 1의 DAC(14)의 DAC(14B)는 전류 모드 출력 디지털-아날로그 컨버터(DAC)이다. 수신되는 주어진 디지털 값에 대하여, DAC(14B)는 노드(55) 상의 주어진 로드에 대해 노드(55) 상의 전압이 특정 전압을 갖도록 올바른 양의 전류를 기저대역 필터 부분(16B)을 통해 드라이빙해야 한다. 따라서 DC 오프셋 보정 테스트에서, 스위치(54)는 닫히고 DAC 부분(14B)에는 디지털 값이 공급되며, 도 1의 ADC(13)의 아날로그-디지털 컨버터 부분(13C)은 노드(55) 상의 전압을 판독한다. 그 다음 특정 디지털 값이 DAC 부분(14B)에 공급될 때 노드(55) 상의 전압이 요구되는 전압을 갖는다고 측정되도록 DAC(14B)의 오프셋 전류가 조정된다.

셀룰러 전화기에서, IP2 테스트 및 DC 오프셋 보정 테스트를 포함하는 다수의 보정 테스트들은 셀룰러 전화기의 정상 동작 동안 그리고/또는 처음에 셀룰러 전화기의 파워 업 시에 주기적으로 수행될 수 있다. 이러한 보정 테스트들 중 다수의 테스트들이 IP2 테스트 및 DC 오프셋 테스트에 대해 위에서 기술된 것처럼 동시에 수행될 수 있게 하면 테스트 및 보정을 수행하는데 요구되는 총 시간의 양이 감소될 수 있다. 테스트 및 보정 시간의 감소는 테스트 및 보정을 수행하는데 소비되는 전력의 양을 감소시키고 또한 파워 업 상태 이후 셀룰러 전화기가 정상 동작 모드에서 통신하도록 이용가능할 때까지의 대기 시간을 감소시킨다.

도 5는 본 특허 문헌의 배경기술 부분에서 언급된 Bouras 등의 논문에 제시된 기존 WiFi 루프백 종래 기술의 특성들에 비하여 도 1-3의 신규한 회로의 다양한 특성들을 제시하는 테이블이다.

도 6은 도 3의 송신 믹서(17)의 브랜치 부분(17A 또는 17B)의 일례에 대한 보다 상세한 다이어그램이다. DCOCEN은 액티브 하이 DC 오프셋 보정 인에이블 신호를 식별하고 DCOCENB는 액티브 로우(low) DC 오프셋 보정 인에이블 신호를 식별한다. DCOCEN 및 DCOCENB는 도 2의 루프백 도전체 회로(23)의 제어 회로(24)로부터 수신된다.

도 7은 도 3의 차동 LNA(10)의 일례에 대한 보다 상세한 다이어그램이다.

도 8은 하나의 신규 양상에 따른 방법(100)의 플로우차트 표현이다. 하나의 단계(단계 101)에서, 동작의 루프백 모드에서, 전류 신호가 송신 체인의 전류 모드 출력 믹서에 의해 출력된다. 이러한 전류 신호는 세그먼트화된 루프백 도전체를 통해 수신 체인의 수동 믹서에 공급된다. 송신 체인, 루프백 도전체, 및 수신 체인은 모두 동일한 집적 회로의 부분들이다. 일례에서, 이러한 방법의 전류 모드 출력 믹서는 도 3의 전류 모드 출력 믹서(17)이다. 일례에서, 이러한 방법의 수동 믹서는 도 3의 수동 믹서(11)이다. 일례에서, 이러한 방법의 세그먼트화된 루프백 도전체는 도 3의 세그먼트화된 루프백 도전체(22)이다.

다른 단계(단계 102)에서, 집적 회로의 정상 동작 모드에서, 세그먼트화된 루프백 도전체 내의 스위치들은 개방 상태로 유지되고, 이에 의해 루프백 도전체의 세그먼트들을 서로 디커플링시킨다. 루프백 도전체의 세그먼트들의 디커플링은 수신 체인의 수동 믹서로부터 송신 체인의 전류 모드 출력 믹서를 격리시키는 역할을 한다. 일례에서, 이러한 방법의 루프백 도전체의 세그먼트들은 도 3의 세그먼트들(33, 34, 35, 38, 39 및 40)을 포함한다. 일례에서, 세그먼트들을 커플링시키고 서로 디커플링시키도록 개방되고 닫히는 스위치들은 스위치 블록들(31, 32, 36 및 37)의 스위치들이다. 단계들(101 및 102)은 임의의 순서로 수행될 수 있고 셀룰러 전화기 내의 단일 집적 회로의 동작 동안 주기적 간격들로 반복될 수 있다.

몇몇 특정 실시예들이 교시적(instructional) 목적을 위해 위에서 기술되었지만, 본 특허 문헌의 교시들은 일반적인 응용가능성을 가지고 상기 특정 실시예들로 제한되지 않는다. 스위치 블록들(31, 32, 36 및 37)의 스위치들이 N-채널 스위치들인 것으로 위에서 기술되었지만, 이러한 스위치들은 다른 예들에서 P-채널 스위치들 또는 전송 게이트들과 같은 다른 유형의 스위치들일 수 있다. 따라서 이하 제시되는 청구 범위로부터 벗어남이 없이 상기 특정 실시예들의 다양한 특징들의 다양한 수정들, 적응들, 및 조합들이 실시될 수 있다.

Claims

집적 회로로서,
수동 믹서를 포함하는 수신 체인;
전류 모드 출력 믹서를 포함하는 송신 체인; 및
루프백 모드 및 정상(normal) 동작 모드로 동작가능한 루프백 도전체(conductor)
를 포함하고, 상기 루프백 모드에서 상기 루프백 도전체는 상기 송신 체인의 상기 전류 모드 출력 믹서에 의해 출력되는 전류 신호를 상기 수신 체인의 상기 수동 믹서에 공급하는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 루프백 도전체는 도전체 및 상기 도전체와 직렬인 스위치를 포함하고, 상기 정상 동작 모드에서 상기 루프백 도전체의 스위치는 상기 송신 체인의 상기 전류 모드 출력 믹서가 상기 수신 체인의 상기 수동 믹서로부터 디커플링(decouple)되도록 개방되고, 상기 루프백 모드에서 상기 루프백 도전체의 스위치는 상기 전류 신호가 상기 수신 체인의 상기 수동 믹서에 공급되도록 닫히는,
집적 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 루프백 도전체는 제 1 스위치, 도전체 및 제 2 스위치를 포함하고, 상기 루프백 모드에서 상기 전류 모드 출력 믹서에 의해 출력되는 상기 전류 신호는 상기 제 1 스위치를 통하여 상기 도전체를 통하여 상기 제 2 스위치를 통하여 상기 전류 모드 출력 믹서로부터 상기 수신 체인의 상기 수동 믹서로의 전류 경로로 흐르는,
집적 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 수동 믹서는 상기 전류 신호의 동작 주파수에서 300 옴 미만의 입력 임피던스를 가지는,
집적 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 송신 체인은 튜닝가능한(tunable) 탱크 회로를 더 포함하고, 상기 탱크 회로는 상기 루프백 모드에서 상기 전류 모드 출력 믹서 대 수동 믹서 이득이 실질적으로 최대화되도록 튜닝되는,
집적 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 송신 체인은 튜닝가능한 탱크 회로를 더 포함하고, 상기 탱크 회로는 상기 정상 동작 모드에서 제 1 프라이머리 커패시턴스(primary capacitance)와 공진하도록 튜닝되고, 상기 탱크 회로는 상기 루프백 모드에서 제 2 프라이머리 커패시턴스와 공진하도록 튜닝되는,
집적 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 송신 체인은 구동 증폭기 및 스위치를 더 포함하고, 상기 스위치는 상기 전류 모드 출력 믹서와 상기 구동 증폭기의 입력 리드(lead) 사이의 신호 경로에 배치되고, 상기 스위치는 상기 루프백 모드에서 개방되며, 상기 스위치는 상기 정상 동작 모드에서 닫히는,
집적 회로.
제 1 항에 있어서,
상기 루프백 모드에서의 동작 기간 동안 상기 전류 모드 출력 믹서는 상기 루프백 도전체 상으로 상기 전류 신호를 드라이빙(drive)하도록 인에이블되고, 상기 집적 회로는:
제 2 전류 모드 출력 믹서를 포함하는 상기 송신 회로의 제 2 직교(quadrature) 브랜치를 더 포함하고, 상기 루프백 모드에서의 상기 동작 기간 동안 상기 제 2 전류 모드 출력 믹서는 상기 루프백 도전체 상으로 어떠한 신호도 드라이빙하지 않도록 디스에이블되며, 상기 정상 동작 모드 동안 상기 제 2 전류 모드 출력 믹서는 상기 루프백 도전체 상으로 제 2 전류 신호를 드라이빙하는,
집적 회로.
제 8 항에 있어서,
상기 루프백 모드에서의 상기 동작 기간 동안 제 1 보정(calibration) 테스트는 제 2 보정 테스트가 상기 송신 체인의 상기 제 2 직교 브랜치의 일부 상에서 수행되는 것과 동시에 상기 루프백 도전체를 이용하여 수행되는,
집적 회로.
방법으로서,
(a) 집적 회로의 동작의 루프백 모드에서 송신 체인의 전류 모드 출력 믹서에 의해 출력되는 전류 신호를 루프백 도전체를 통해 수신 체인의 수동 믹서에 공급하는 단계; 및
(b) 상기 집적 회로의 동작의 정상 동작 모드에서 상기 송신 체인의 상기 전류 모드 출력 믹서가 상기 수신 체인의 상기 수동 믹서로부터 격리(isolate)되도록 상기 루프백 도전체에서 제 1 스위치를 개방하는 단계
를 포함하고, 상기 송신 체인, 상기 수신 체인 및 상기 루프백 도전체는 상기 집적 회로의 부분(part)들인,
방법.
제 10 항에 있어서,
(c) 상기 제 1 스위치가 (b) 단계에서 개방되는 것과 동시에 상기 루프백 도전체에서 제 2 스위치를 개방하는 단계를 더 포함하고, (a) 단계에서 상기 전류 신호는 상기 제 1 스위치를 통하여 상기 루프백 도전체의 도전체를 통하여 상기 제 2 스위치를 통하여 상기 전류 모드 출력 믹서로부터 상기 수동 믹서로의 전류 경로로 전달되는,
방법.
제 10 항에 있어서,
(c) 상기 정상 동작 모드에서 제 1 커패시턴스를 갖도록 탱크 회로의 커패시터를 튜닝하는 단계 ― 상기 탱크 회로는 상기 전류 모드 출력 믹서에 커플링됨 ―; 및
(d) 상기 루프백 모드에서 제 2 커패시턴스를 갖도록 상기 커패시터를 튜닝하는 단계
를 더 포함하는, 방법.
제 10 항에 있어서,
(c) 상기 루프백 모드에서 전류 모드 출력 믹서 대 수동 믹서 이득을 최대화하도록 탱크 회로를 튜닝하는 단계
를 더 포함하고, 상기 탱크 회로는 상기 전류 모드 출력 믹서에 커플링되는, 방법.
제 10 항에 있어서,
(c) 신호 경로가 상기 전류 모드 출력 믹서와 구동 증폭기의 입력 리드 사이에 유지되도록 상기 정상 동작 모드에서 스위치가 닫히도록 제어하는 단계; 및
(d) 상기 전류 모드 출력 믹서가 상기 구동 증폭기의 상기 입력 리드로부터 격리되도록 상기 루프백 모드에서 상기 스위치가 개방되도록 제어하는 단계
를 더 포함하는, 방법.
제 10 항에 있어서,
(e) 상기 전류 모드 출력 믹서가 상기 루프백 도전체 상으로 상기 전류 신호를 공급하도록 상기 전류 모드 출력 믹서를 상기 루프백 모드에서의 동작 기간 동안 인에이블 상태로 유지하는 단계;
(f) 제 2 전류 모드 출력 믹서가 상기 루프백 도전체 상으로 어떠한 신호도 드라이빙하지 않도록 상기 송신 체인의 제 2 직교 브랜치의 상기 제 2 전류 모드 출력 믹서를 상기 루프백 모드에서의 상기 동작 기간 동안 디스에이블 상태로 유지하는 단계 ― 상기 송신 체인의 상기 제 2 직교 브랜치는 또한 상기 집적 회로의 부분임 ―; 및
(g) 상기 정상 동작 모드에서 상기 제 1 및 제 2 전류 모드 출력 믹서들을 인에이블 상태로 유지하는 단계
를 더 포함하는, 방법.
제 10 항에 있어서,
(c) 상기 루프백 모드에서 제 1 보정 테스트를 수행하기 위해 상기 루프백 도전체를 이용하는 단계; 및
(d) 상기 제 1 보정 테스트가 (c) 단계에서 수행되는 것과 동시에 제 2 보정 테스트를 수행하기 위해 상기 송신 체인의 제 2 직교 브랜치를 이용하는 단계
를 더 포함하고, 상기 송신 체인의 상기 제 2 직교 브랜치는 또한 상기 집적 회로의 부분인, 방법.
장치로서,
수신 체인의 믹서;
송신 체인의 전류 출력 모드 믹서; 및
집적 회로의 동작의 루프백 모드에서 상기 송신 체인의 상기 전류 출력 모드 믹서로부터 상기 수신 체인의 믹서로의 신호 경로를 통해 전류 신호를 드라이빙하기 위한 수단
을 포함하고, 상기 수단, 상기 수신 체인 및 상기 송신 체인은 상기 집적 회로의 부분들이고, 상기 수단은 또한 상기 집적 회로의 정상 동작 모드에서 상기 전류 출력 모드 믹서가 상기 수신 체인의 믹서로부터 격리되도록 상기 신호 경로를 단절(break)시키기 위한 것인, 장치.
제 17 항에 있어서,
상기 수신 체인의 믹서는 수동 믹서인,
장치.
제 18 항에 있어서,
상기 수동 믹서는 상기 전류 신호의 동작 주파수에서 300 옴 미만의 입력 임피던스를 가지는,
장치.
제 17 항에 있어서,
상기 수단은 제 1 스위치, 도전체, 및 제 2 스위치를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 스위치들은 상기 신호 경로가 상기 제 1 스위치를 통해 상기 도전체를 통하여 상기 제 2 스위치를 통해 연장되도록 상기 정상 동작 모드에서 닫히고, 상기 스위치는 상기 루프백 모드에서의 동작 기간에 개방되는,
장치.