CN102217203B - 具有用于ip2自测的内部环回导体的rf收发机ic - Google Patents
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Abstract
RF收发机集成电路具有可用于进行IP2自测和/或校准的、新颖分段的、低寄生电容的内部环回导体。在第一个新颖的方面，收发机的发射混频器是电流模式输出混频器。接收混频器是具有低输入阻抗的无源混频器。在环回模式中，发射混频器经由环回导体将双音调电流信号驱动到无源混频器。在第二个新颖的方面，只使用发射混频器的一个正交分支来产生用于执行IP2测试所需要的两个音调。在第三个新颖的方面，使用发射混频器的一个正交分支来执行第一校准测试，与此同时使用另一个正交分支来执行第二校准测试，从而减少环回测试时间以及功耗。
Description
技术领域
本申请所公开的实施例涉及内部环回测试以及RF收发机的校准。
背景技术
理想情况下，蜂窝电话的发射机和接收机都是线性设备，这种设备将极小的失真引入正在传输的信号。一种类型的失真被称为二阶失真。通常而言，当线性放大器工作在低输出功率电平时，其仅引入少量的二阶失真。但是，随着输出功率的增加，相对于整体输出功率的上升而言，基频(输入信号的频率)处的输出功率以第一速率增加，而由二阶失真导致的输出功率以更快的速率增加。当放大器的输出功率足够高时，二阶失真的输出功率将达到基频信号的输出功率。这个交叉点被称为二阶交调点(IP2)。系统(例如，蜂窝电话发射链或蜂窝电话接收链)的IP2点可以作为系统的二阶失真的度量来使用。
测量系统的IP2的一种方法包括使用所谓的双音调分析。一个单一频率的信号称为一个“音调”。使强度相等但是频率不同的两个音调穿过该系统。该系统将在两个基频中的每个基频处产生输出，但是由于二阶效应，同时也产生了在其他频率处的输出。举例而言，由二阶效应导致的输出包含具有等于两个输入音调的频率之和的频率的输出。举例而言，由二阶效应导致的输出还包含具有等于两个输入音调的频率之差的频率的输出。测量不在两个基频中的任一频率处的输出信号的输出功率，并且将其用于确定系统的IP2。
为了增强蜂窝电话内的收发机的操作，经常需要测量收发机的IP2并且随后校准收发机的各个部件，以便降低收发机所表现出来的IP2。可以使用外部信号源来产生双音调信号以用于上述的双音调分析，但是这些外部源可能仅在工厂内的出厂校准期间可用。虽然这种出厂校准可以实现对蜂窝电话收发机进行校准以解决用于制造收发机集成电路的半导体制造工艺中的变化，但是这种出厂校准不能解决由于蜂窝电话的工作期间发生的温度变化而造成的性能改变。类似地，这种出厂校准也不能够解决由于蜂窝电话收发机的工作期间发生的电源变化造成的性能改变。因此，期望在工厂外使用蜂窝电话期间能够监测IP2并且校准收发机的部件，以使得当工作环境改变时失真能够保持最小化。
已经提出了几种使用收发机的发射机来产生双音调IP2分析测试所需要的双音调以便能够在工厂外在运行中的收发机内进行IP2测量和校准的方法。其中一个建议是由Darabi等人在题为“An IP2 Improvement Techniquefor Zero-IF Down-Converters”的论文中提出的。该论文描述了长回路方法，其中，使用外部功率放大器(PA)和低噪声放大器(LNA)以在每个时隙中使用AM调制来产生单音调阻隔器。但是，这种方法有几个缺点。首先，不必要的大量功率(其甚至可能超过收发机的额定最大输出功率)在校准期间被驱动回收发机的天线上。为了检测非线性效应，通常在校准测试中使用的阻隔器的功率电平高于标准中规定的阻隔器的功率电平。第二，该单音调阻隔器方法利用了运行的外部功率放大器，该外部功率放大器通常消耗多于所需要的功率。由于在每个时隙中开启功率放大器，由此导致的增加的功耗减少了通话时间。第三，该单音调阻隔器方法不能有效地检测OFDMA调制解调器中的已调制信号。
第二种方法是由Bouras等人在题为“A Single-Chip Digitally Calibrated5.15-5.825-GHz 0.18-um CMOS Transceiver for 802.11a Wireless LAN”的论文中针对WiFi、IEEE 802.11技术领域提出的。Bouras等人的论文建议使用片上环回连接来产生用于IQ失配校准的单音调。如果对该方法进行扩展并且应用到蜂窝电话接收机的IP2校准，那么将可能出现几个问题。第一，环回电路工作在电压驱动模式下。因此，由于长片上导体(其常常携带从发射机到接收机的高频RF环回信号)的原因，在接收机中需要检测的基带信号将可能具有所不期望的较小幅度。通常，为了避免发射机和接收机之间的耦合，蜂窝电话收发机集成电路内的发射机和接收机之间的距离是相当大的。这个相当大的距离意味着如果采用了内部环回连接技术，那么发射机将不得不通过驱动长导体来向接收机电路提供用于内部环回校准的两个音调。结果，接收机处所接收的基带信号将可能具有所不期望的较小幅度，以致接收机的校准将难以或无法进行。第二，WiFi电路的环回路径中的电路可能产生诸如互调项和谐波之类的非线性特性。这些非线性特性可能干扰蜂窝电话收发机的接收机校准。
发明内容
蜂窝电话的RF收发机集成电路具有可用于进行IP2自测和校准的环回导体电路。环回导体电路包含控制电路以及新颖分段的、低寄生电容的内部环回导体。在一个示例中，基带处理器集成电路能够经由从基带处理器集成电路延伸到RF收发机集成电路的串行总线来控制RF收发机集成电路中的环回导体电路的控制电路。环回导体电路的控制电路从串行总线接收控制信息，并且响应于该控制信息来对分段的环回导体进行控制。
在第一个新颖的方面，RF收发机集成电路的发射链的发射混频器是电流模式输出混频器。RF收发机集成电路的接收链的接收混频器是具有相对较低的输入阻抗的无源混频器。在接收链中使用无源混频器而不是使用有源混频器，该无源混频器之后是跨阻抗放大器(TIA)。TIA输出与其从无源混频器接收的输入电流成比例的电压。在环回模式中，发射混频器经由分段的环回导体将双音调电流信号驱动到无源混频器。收发机的其他部件在环回模式期间被控制以使得从发射链到接收链的功率传输最大化，并且减少功耗和防止发生不必要的RF传输。在RF收发机集成电路的正常工作模式中，环回导体的各个段相互之间由开关部件隔离，以最小化或避免由环回导体中的长分段所引起的寄生负载和耦合问题。
在第二个新颖的方面，只使用发射混频器的一个正交分支来产生用于执行IP2测试的两个音调。与在传统方式中使用两个分支相比，使用单个分支降低了环回测试期间的功耗。使用单个分支还有利于产生具有相同功率幅度的两个音调。
在第三个新颖的方面，使用发射混频器的一个正交分支来执行第一校准测试，与此同时使用另一个正交分支来执行第二校准测试。在某些情形中，同时执行多个测试降低了环回测试时间并且降低了环回测试的功耗。
上文是一个概要，并且因此根据需要包含了对细节的简化、概括和省略。因此，本领域的技术人员将理解这个概要只是示例性的而并非旨在以任何方式对本发明进行限定。本文所描述的其他方面、创造性的特征以及设备和/或处理过程的优势(如仅由权利要求所限定的)将在下文给出的非限定性的详细描述中变得更为显而易见。
附图说明
图1是根据一个新颖的方面的一种特定类型的移动通信设备1的简化的高层次框图。
图2是图1中的RF收发机集成电路3的更为详细的框图。
图3是图2中的RF收发机集成电路3的环回导体22的更为详细的示图。
图4是示出了使用图2的内部环回导体22来执行的IP2测试的简化图。
图5是给出了将图1-3中的新颖电路的各种特性和本专利文件中的背景技术部分所提到的Bouras的论文中给出的传统WiFi环回现有技术的特性进行比较的表格。
图6是图3中的发射混频器17的分支部分17A或17B的一个示例的更为详细的示图。
图7是图3中的差分LNA 10的一个示例的更为详细的示图。
图8是根据一个新颖的方面的方法的流程图。
具体实施方式
图1是根据一个新颖的方面的一种特定类型的移动通信设备1的简化的高层次框图。在这个特定的示例中，移动通信设备1是蜂窝电话，该蜂窝电话使用码分多址(CDMA)蜂窝电话通信协议或者正交频分多址(OFDMA)蜂窝电话通信协议。除了没有示出的其他几个部件之外，蜂窝电话还包含天线2以及两个集成电路3和4。集成电路4被称为“数字基带集成电路”或“基带处理器集成电路”。集成电路3是RF收发机集成电路。RF收发机集成电路3之所以被称为“收发机”，是因为其包含发射机和接收机。
图2是RF收发机集成电路3的更为详细的框图。接收机包含所谓的“接收链”5和本地振荡器(LO)6。当蜂窝电话正在进行接收时，高频RF信号7在天线2上被接收。来自信号7的信息通过双工器8、匹配网络9并且通过接收链5。信号7被低噪声放大器(LNA)10放大并且由混频器11下变频。由此产生的下变频信号由基带滤波器12过滤并且传给数字基带集成电路4。数字基带集成电路4中的模-数转换器13将信号转换成数字形式，并且由此产生的数字信息由数字基带集成电路4中的数字电路进行处理。数字基带集成电路4通过控制由本地振荡器6向混频器11提供的本地振荡器信号(LO)的频率来调节接收机。
如果蜂窝电话正在进行发送，那么将要发送的信号由数字基带集成电路4中的数-模转换器14转换成模拟形式，并且被提供到“发射链”15。基带滤波器16滤除由于数-模转换过程而产生的噪声。由本地振荡器18控制的混频器块17随后将信号上变频成高频信号。激励放大器19和外部的功率放大器20对高频信号进行放大以驱动天线2，以便从天线2发送高频RF信号21。
除了接收链5和发射链15以外，RF收发机集成电路3还包含新颖的环回导体电路23。环回导体电路23包含环回导体22和控制电路24。图2的示例中的控制电路24包含总线接口机制，该总线接口机制经由SSBI串行总线和导体25与数字基带集成电路4相连接。数字基带集成电路4中的电路通过跨越SSMI总线25向控制电路24发送适当的环回控制信息的方式使用SSBI总线来控制环回导体22。控制电路24进而向环回导体22发送适当的环回控制信号26，以使得环回导体22被控制以将发射链15与接收链5耦合或者将发射链15从接收链5解耦合。
图3是图2中的RF收发机集成电路3的环回导体22的更为详细的示图。为了示出电路的其他细节，图3没有示出图2中的环回导体电路23的控制导体和控制电路24。环回导体22包含可编程机制以用于将节点27耦合到节点28以及将节点29耦合到节点30。环回导体22包含开关部件31、32、36和37，以及导体段33、34、35、38、39和40。环回导体22还包含4个DC隔直流电容器41-44。每个DC隔直流电容器可以例如具有约5pF的电容值。在一个有益的方面，导体段34和39是相当长的，以便发射链电路能够被置于与接收链电路距离相当远的位置处。对RF收发机集成电路3进行布局以使得发射链电路位于与接收链距离相当远的位置处，这种做法有助于降低发射机泄露和正常工作期间发射机和接收机之间的干扰。在所示出的示例中，导体段34和39中的每一个导体段至少有2mm长。
RF收发机集成电路3的工作模式至少有两种：1)正常工作模式，其中，发射链和接收链可用于进行RF无线通信；以及2)环回模式，其中，发射链用于将信号驱动到接收链以执行测试和/或校准。
在正常工作模式中，开关部件31和开关部件32的N-沟道开关由控制电路24适当地控制，以使得导体段34与导体段33和导体段35相隔离并且从导体段33和导体段35断开。中心导体34允许是悬空的。同样地，导体段38与导体段39相隔离并且从导体段39断开，导体段39相应的也与导体段40相隔离并且从导体段40断开。在开关部件31、32、36和37中的每一个开关部件中，中心“T”节点通过闭合中心“T”节点与接地导体之间的N-沟道开关来接地。在开关部件31的示例中，闭合开关31B以将中心“T”节点31A接地。开关部件31的另外两个开关是断开的。中心“T”节点31A的接地防止了信号通过开关部件从导体33泄露到导体34。
在正常工作模式中，I正交信号路径贯穿发射链15的I正交分支。I正交信号路径延伸通过基带滤波器16的部件16A、通过混频器17的部件17A、通过振荡回路电路45、通过激励放大器19，一直延伸到RF收发机集成电路3之外，并且到达功率放大器20(参见图2)，再通过双工器8到达天线2。通过对振荡回路45的初级线圈上的可变电容器46(C1)和振荡回路45的次级线圈上的电容器58(C2)进行控制来调节振荡回路45，以便从混频器17到激励放大器19的功率传输在所期望的工作频率处最大化。接收链5中的I正交信号路径从天线2(见图2)开始，通过双工器8、通过匹配网络9，并且进入到RF收发机集成电路3中，再通过差分低噪声放大器10、通过混频器11的部件11A、通过基带滤波器12的跨阻抗放大器(TIA)部件12A、通过基带滤波器12的其余部分，并一直延伸到基带处理器集成电路4中的ADC 13。通过控制差分LNA 10的可变电容器47和48(C3)来调节差分LNA 10的LNA负载以使得从LNA 10到接收混频器11的功率传输最大化。开关部件32和37位于与接收混频器11和差分LNA 10尽可能近的位置，从而最小化用于将LNA 10的输出耦合到接收混频器11的导体上的电容性负载。类似地，开关31和36位于与发射混频器17和振荡回路45尽可能近的位置，从而最小化用于将接收机混频器17耦合到振荡回路45的导体上的电容性负载。穿过发射机并且到达发射机之外的Q正交信号路径类似于上述的I正交发射信号路径，而且进入接收机并且穿过接收机的Q正交信号路径类似于上述的Q正交接收信号路径。
在环回模式中，开关部件31和开关部件32的N-沟道开关由控制电路24控制以使得导体段33被耦合到导体段34，该导体段34相应的被耦合到导体段35。同样地，导体段38被耦合到导体39，该导体39相应的被耦合到导体段44。
在第一个新颖的方面，图3的发射机链15的发射混频器17是电流模式输出混频器。不同于在本专利文件的背景技术部分所提到的Bouras的论文中给出的接收混频器，图3的接收混频器11的部件11A和11B不是有源混频器，而是无源混频器。与Bouras的论文中的部件11A和11B中的每一个部件在工作频率下具有高达数百欧姆的高输入阻抗不同，本发明的部件11A和11B中的每一个部件在工作频率下具有低得多的输入阻抗。在图3的示例中，部件11A和11B中的每一个部件具有少于300欧姆的输入阻抗(例如，在这个示例中，输入阻抗约为150欧姆或者更少)。不同于Bouras的论文中所提出的发射混频器，发射混频器17的部件17A和17B中的每一个部件是电流模式输出混频器。例如，发射链的I正交分支的混频器部件17A通过环回导体22将电流信号49驱动到接收混频器11的无源I正交混频器分支11A和无源Q正交混频器分支11B。由于电流信号49的驱动并且在低阻抗部件11A和11B中终止信号路径，因此可以在从发射链到接收链的较长距离(2毫米或更长)上驱动该双音调环回信号，而仍旧在接收混频器的两个部件11A和11B中产生足够强的双音调信号以执行IP2测试。对于从发射混频器17输出的输出功率为2dBm的双音调信号，在接收混频器11处接收的双音调信号的功率为-3dBm。
在环回模式中，当导体段34和39被耦合到发射混频器的输出引线时，降低振荡回路电路45的初级线圈的可变电容器46(C1)的电容值以解决耦合到发射混频器17的输出上的额外寄生电容的问题。开关57与振荡回路45的次级线圈的电容器58(C2)串联。开关57被控制为断开，并且使次级线圈和激励放大器19的输入引线之间开关59断开。开关59阻止激励放大器19的输入电容在环回测试期间加载发射混频器17。激励放大器19也被禁用以减少环回测试期间的电流消耗，并且阻止在环回测试期间可能发生的来自天线2的不期望的强传输。在一个示例中，可变电容器46的电容值在正常工作模式中被设为1.0pF，以使得振荡回路45在所期望的频率(约2.0GHz)处共振，而可变电容器46的电容值在环回模式中被设为0.5pF，以使得振荡回路45在相同的所期望的频率(约2.0GHz)处共振。在图3的示例中，环回导体22的所增加的寄生电容由电容器符号50、51、52、53、34A和39A来表示。这些寄生电容中的每一个寄生电容可以例如是大约0.5pF。在环回模式中，差分LNA 10被禁用，以便其不驱动接收链混频器并且不干扰电流信号49。还控制与LNA负载电容47和48(C3)串联的开关以最大化环回模式中的振荡回路阻抗。
在第二个新颖的方面，只有发射混频器17中的一个正交分支被用于产生执行IP2测试所需要的双音调。图4是示出了IP2测试的简化示图。两个信号F1和F2的功率幅度相同。这两个音调通过环回导体22被驱动到接收链5中。随后，测量由此产生的从接收链5输出的任何互调失真的幅度。收发机的各种电路参数和设置都可以改变，并且互调失真被再次测量直到互调失真功率的幅度下降到可接受的水平以下。为了使用这个新颖的环回导体22来执行该IP2测试，使得图1中的差分电流DAC 14的I正交分支部件14A将差分电流信号驱动到发射链的部件16A。虽然以简化的形式示出了DAC 14和I分支的部件16A，但是它们都是如同在Q分支中更为完整地示出的差分电路。部件16A包含RC滤波器和电流镜。电流镜向发射混频器17的部件17A输出电流信号，以使得部件17A输出包含两个音调的电流信号49。如上所述，这两个音调经由环回导体22被传送到接收链。关闭另一个正交混频器分支(在本示例中是Q正交混频器分支17B)的晶体管并且使其不传导，以使得基带滤波器16的部件16B的输出与环回导体22相隔离。示出在图3中的Q正交混频器部件17B的晶体管的栅极上的接地符号表示晶体管是如何被关闭并且被控制成不传导的。与使用两个混频器来产生两个音调相比，使用发射混频器的一个正交分支来输出用于IP2测试的两个音调具有几个优势。第一，使用一个混频器部件来产生两个音调有利于使得两个音调幅度相同。第二，DAC 14和基带滤波器16只需要驱动一个音调轨迹，由此根据电流消耗产生更为线性的输出。第三，两个音调的产生不依赖于I和Q正交信号路径之间的失配。第四，与两个信号路径电路相比，由于只需要一个信号路径电路，因此电流消耗得以减少。对于那些在每个时隙中都执行IP2测试和校准的应用来说，功耗的降低是特别有益的。
在第三个新颖的方面中，使用发射链的I正交分支16A、17A来执行第一校准测试，与此同时使用发射链的Q正交分支16B、17B来执行第二校准测试。在此期间，只有发射链的两个正交分支中的一个正交分支驱动环回导体22。在一个示例中，发射链的I正交分支16A、17A在IP2校准测试中驱动双音调电流信号49通过环回导体22到达接收混频器11的两个部件11A和11B。与该双音调电流信号49被驱动穿过环回导体22同时，在发射链的Q正交分支16B、17B中执行DC偏移校准测试。控制电路24导致混频器17的部件17B中的晶体管是不传导的，从而将基带滤波器部件16B的输出从环回导体22隔离开。控制电路24导致开关54闭合，以使得节点55通过电阻56被耦合到电源电压VDD。图1的DAC 14中的DAC 14B是电流模式输出数-模转换器(DAC)，其中，由DAC 14B输出的电流IDAC的幅度应当对应于由DAC 14B所接收的数字值。对于所接收的给定数字值，DAC 14B应当将正确量的电流驱动通过基带滤波器部件16B，以使得对于节点55上的给定负载，节点55上的电压具有特定的值。因此，在DC偏移校准测试中，开关54是闭合的并且将数字值提供给DAC部件14B，而且图1中的ADC 13的模-数转换器部件13C读取节点55上的电压。随后，调节DAC 14B的偏移电流以使得当向DAC部件14B提供特定的数字值时，节点55上的电压被测量为具有所期望的电压。
在蜂窝电话中，在蜂窝电话的正常工作期间，可以周期性地执行包含IP2测试和DC偏移校准测试在内的多个校准测试，和/或在蜂窝电话通电后开始执行多个校准测试。允许这些校准测试中的多个测试同时执行(如上面关于IP2测试和DC偏移测试的描述)使得执行测试和校准所需要的时间总量得以减少。测试和校准时间的减少使得用于测试和校准的功耗量得以减少，并且还减少了通电情况后直到蜂窝电话可用于在正常工作模式下进行通信的等待时间。
图5是给出了将图1-3中的新颖电路的各种特性和本专利文件中的背景技术部分所提到的Bouras的论文中给出的传统WiFi环回现有技术的特性进行比较的表格。
图6是图3中的发射混频器17的分支部件17A和17B一个示例的更为详细的示图。DCOCEN表示高电平有效DC偏移校准使能信号，并且DCOCENB表示低电平有效DC偏移校准使能信号。DCOCEN和DCOCENB是从图2中的环回导体电路23的控制电路24接收的。
图7是图3中的差分LNA 10的一个示例的更为详细的示图。
图8是表示根据一个新颖的方面的方法100的流程图。在一个步骤(步骤101)中，在环回工作模式下，电流信号由发射链的电流模式输出混频器输出的。该电流信号通过分段环回导体被提供给接收链的无源混频器。发射链、环回导体以及接收链都是同一个集成电路的组成部分。在一个示例中，该方法的电流模式输出混频器是图3中的电流模式输出混频器17。在一个示例中，该方法的无源混频器是图3中的无源混频器11。在一个示例中，该方法的分段环回导体是图3中的分段环回导体22。
在另一个步骤(步骤102)中，在集成电路的正常工作模式下，分段环回导体中的开关维持断开状态，从而将环回导体的各段之间彼此解耦。环回导体的各段的解耦是用来将发射链的电流模式输出混频器与接收链的无源混频器相隔离。在一个示例中，该方法的环回导体的各段包含图3中的段33、34、35、38、39和40。在一个示例中，通过断开和闭合来将各段之间彼此耦合和解耦的开关是开关部件31、32、36和37中的开关。步骤101和102可以按照任何顺序执行，并且步骤101和102可以在蜂窝电话内的单个集成电路的工作期间以周期性的间隔重复执行。
虽然描述上述的某些特定的实施例是为了指导性的目的，但是本专利文件的教示具有普遍的适用性，而不是局限于上述的特定实施例。虽然开关部件31、32、36和37中的开关是作为N-沟道开关来描述的，但是在其他的示例中，这些开关也可以是诸如P-沟道开关或转移栅极之类的其他类型的开关。因此，在不背离下面所列出的权利要求的范围的情况下，可以对所描述的特定实施例的各个特征进行各种修改、改变和组合。
Claims (20)
1.一种收发机集成电路，包括：
接收链，其包含无源混频器；
发射链，其包含电流模式输出混频器；以及
环回导体，其可工作在环回模式和正常工作模式中，其中，在所述环回模式中，所述环回导体向所述接收链的所述无源混频器提供由所述发射链的所述电流模式输出混频器输出的电流信号。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述环回导体包含导体以及与所述导体串联的开关，其中，在所述正常工作模式中，所述环回导体的所述开关是断开的，以使得所述发射链的所述电流模式输出混频器从所述接收链的所述无源混频器解耦，其中，在所述环回模式中，所述环回导体的所述开关是闭合的，以使得所述电流信号被提供给所述接收链的所述无源混频器。
3.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述环回导体包含第一开关、导体和第二开关，其中，在所述环回模式中，由所述电流模式输出混频器输出的所述电流信号流入以下电流路径：从所述电流模式输出混频器开始，通过所述第一开关，通过所述导体，通过所述第二开关并且到达所述接收链的所述无源混频器。
4.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述无源混频器在所述电流信号的工作频率下具有少于300欧姆的输入阻抗。
5.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述发射链进一步包含可调振荡回路电路，其中，所述振荡回路电路被调节以使得所述环回模式中的所述电流模式输出混频器到无源混频器的增益被最大化。
6.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述发射链进一步包含可调振荡回路电路，其中，所述振荡回路电路被调节以在所述正常工作模式中使用第一初级线圈电容值来共振，其中，所述振荡回路电路被调节以在所述环回模式中使用第二初级线圈电容值来共振。
7.根据权利要求1所述的集成电路，其中，所述发射链进一步包含激励放大器和开关，其中，所述开关被置于所述电流模式输出混频器和所述激励放大器的输入引线之间的信号路径中，其中，所述开关在所述环回模式中是断开的，并且其中，所述开关在所述正常工作模式中是闭合的。
8.根据权利要求1所述的集成电路，其中，在所述环回模式中的一段工作时间期间，所述电流模式输出混频器被启用，以使得其将所述电流信号驱动到所述环回导体上，其中，所述集成电路进一步包括：
所述发射链的第二正交分支，其包含第二电流模式输出混频器，其中，在所述环回模式中的所述一段工作时间期间，所述第二电流模式输出混频器被禁用，以使得其不将任何信号驱动到所述环回导体上，其中，在所述正常工作模式期间，所述第二电流模式输出混频器将第二电流信号驱动到所述环回导体上。
9.根据权利要求8所述的集成电路，其中，在所述环回模式中的所述一段工作时间期间，使用所述环回导体来执行第一校准测试，与此同时在所述发射链的所述第二正交分支的一部分上执行第二校准测试。
10.一种用于收发机的方法，包括：
（a）在集成电路的环回工作模式中，通过环回导体将由发射链的电流模式输出混频器输出的电流信号提供给接收链的无源混频器；以及
（b）断开所述环回导体中的第一开关，以使得在所述集成电路的操作的正常工作模式中，所述发射链的所述电流模式输出混频器与所述接收链的所述无源混频器相隔离，其中，所述发射链、所述接收链以及所述环回导体是所述集成电路的组成部分。
11.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
（c）与步骤（b）中断开所述第一开关同时，断开所述环回导体中的第二开关，其中在步骤（a）中，所述电流信号在以下电流路径中通过：从所述电流模式输出混频器开始，通过所述第一开关，通过所述环回导体的导体，通过所述第二开关并且到达所述无源混频器。
12.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
（c）在所述正常工作模式中调节振荡回路电路的电容器以具有第一电容值，其中，所述振荡回路电路被耦合到所述电流模式输出混频器；以及
（d）在所述环回模式中调节所述电容器以具有第二电容值。
13.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
（c）调节振荡回路电路以最大化所述环回模式中的电流模式输出混频器到无源混频器的增益，其中，所述振荡回路电路被耦合到所述电流模式输出混频器。
14.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
（c）在所述正常工作模式中，将开关控制为闭合，以使得信号路径维持在所述电流模式输出混频器和激励放大器的输入引线之间；以及
（d）在所述环回模式中，将所述开关控制为断开，以使得所述电流模式输出混频器与所述激励放大器的所述输入引线相隔离。
15.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
（e）在所述环回模式中的一段工作时间期间，将所述电流模式输出混频器维持在启用状态，以使得所述电流模式输出混频器将所述电流信号提供到所述环回导体上；
（f）在所述环回模式中的所述一段工作时间期间，将所述发射链的第二正交分支的第二电流模式输出混频器维持在禁用状态，以使得所述第二电流模式输出混频器不将任何信号驱动到所述环回导体上，其中，所述发射链的所述第二正交分支也是所述集成电路的组成部分；以及
（g）在所述正常工作模式中，将所述电流模式输出混频器和所述第二电流模式输出混频器都维持在启用状态。
16.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
（c）在所述环回模式中使用所述环回导体来执行第一校准测试；以及
（d）与在步骤（c）中执行所述第一校准测试同时，使用所述发射链的第二正交分支来执行第二校准测试，其中，所述发射链的所述第二正交分支也是所述集成电路的组成部分。
17.一种收发机装置，包括：
接收链的混频器；
发射链的电流输出模式混频器；以及
用于在集成电路的环回工作模式中将电流信号驱动通过从所述发射链的所述电流输出模式混频器到所述接收链的所述混频器的信号路径的模块，其中所述模块、所述接收链和所述发射链是所述集成电路的组成部分，其中，所述模块还用于中断所述信号路径，以便在所述集成电路的正常工作模式中，所述电流输出模式混频器与所述接收链的所述混频器相隔离。
18.根据权利要求17所述的装置，其中，所述接收链的所述混频器是无源混频器。
19.根据权利要求18所述的装置，其中，所述无源混频器在所述电流信号的工作频率下具有少于300欧姆的输入阻抗。
20.根据权利要求17所述的装置，其中，所述模块包含第一开关、导体和第二开关，其中，所述第一开关和所述第二开关在所述正常工作模式中是闭合的，以使得所述信号路径延伸通过所述第一开关，通过所述导体并且通过所述第二开关，并且其中，所述开关在所述环回模式中的一段工作时间内是断开的。
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