KR100651711B1 - 무선 통신 기기의 고주파 송수신기 장치 및 이를 이용한신호 처리 방법 - Google Patents

무선 통신 기기의 고주파 송수신기 장치 및 이를 이용한신호 처리 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 고주파 송수신기 장치는, 반송 주파수를 갖는 수신 신호를 증폭하여 출력하는 저잡음 증폭기와, 수신 신호의 한 채널의 대역폭에 따라 다른 주파수의 정현파 신호를 생성하는 국부 발진기와, 국부 발진기의 출력 신호를 입력받고 입력 신호 주파수의 1/2에 해당하는 주파수 크기를 갖는 신호를 출력하는 1/2 분주기와, 저잡음 증폭기 및 국부 발진기로부터의 출력 신호를 입력받아 중간 주파수의 신호를 출력시키는 1차 수신용 믹서와, 1차 수신용 믹서로부터의 출력 신호 및 1/2 분주기로부터의 출력 신호를 입력받아 기저대역의 신호를 출력시키는 2차 수신용 믹서와, 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우 2차 수신용 믹서로부터의 신호를 처리하여 디지털 형태로 출력하는 협대역 신호 처리부, 및 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우 2차 수신용 믹서로부터의 신호를 처리하여 아날로그 형태로 출력하는 광대역 신호 처리부를 포함한다.

Description

무선 통신 기기의 고주파 송수신기 장치 및 이를 이용한 신호 처리 방법{Apparatus of sending/receiving radio frequency signal and method of processing the signal}
도 1은 종래의 고주파 송수신기 장치의 일 예를 나타내 보인 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 고주파 송수신기 장치를 나타내 보인 도면이다.
도 3은 도 2의 고주파 송수신기 장치의 저잡음 증폭기의 회로 구성의 일 예를 나타내 보인 회로도이다.
도 4는 도 2의 고주파 송수신기 장치의 1차 수신용 믹서의 회로 구성의 일 예를 나타내 보인 회로도이다.
도 5는 도 2의 고주파 송수신기 장치의 협대역 대역 통과 필터의 회로 구성의 일 예를 나타내 보인 회로도이다.
도 6은 본 발명에 따른 고주파 송수신기 장치의 적용예로서 2.4GHz 대역의 블루투스 및 무선 랜 겸용 이중 모드 무선 통신 기기에 적용한 경우를 나타내 보인 도면이다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 사용되는 무선 통신 기기에 관한 것으로서, 특히 무선 통신 기기의 고주파 송수신기 장치 및 이를 이용한 신호 처리 방법에 관한 것이다.
최근 각종 휴대 단말기 및 무선 통신 기기가 소형화, 경량화 및 저가화 방향으로 발전하면서 이들 기기들을 구성하는 부품들의 소형화, 저전력화 및 고집적화가 요구되고 있다. 이와 같은 요구에 부응하여, 근거리 무선 네트워크의 표준으로 등장하고 있는 블루투스(bluetooth)나 IEEEE 802.11b/a 표준에 의한 무선 랜(LAN; Local Area Network) 기기의 경우, 이를 구성하는 모든 부품들을 1개 또는 2개의 실리콘 칩에 집적하는 시스템 온 칩(SOC; System On Chip) 기술을 활용하여 단말기의 크기를 극도로 줄이는 연구가 활발하게 진행되고 있다.
고주파 송수신기는 이와 같은 무선 통신 기기의 여러 핵심 부품들 중의 하나이며, 그중에서 수신부는 잡음 특성, 선형성, 안정성 또는 수율 등의 여러 특성들을 고려해야 한다. 수신부는, 이미지 제거 필터와 같은 필터들을 요구하므로 고집적 라디오 SOC에는 적합하지 않은 것으로 알려져 있는 헤테로다인(heterodyne) 구조 외에도 낮은 중간 주파수(Low-IP; Intermediate Frequency) 구조 및 직접 변환(direct-conversion) 구조 등의 다양한 구조로 대별될 수 있다.
낮은 중간 주파수 구조는 중요한 신호 처리가 수백 kHZ 내지 수 MHz 범위 내에서 이루어지며, 이로 인하여 1/f 잡음 영향을 매우 적게 받는다. 따라서 CMOS 소자로 구성된 블루투스 단일칩에서는 주로 이 구조가 적용되고 있다. 그러나 대 역폭을 가변시킬 수 있는 채널 선택 필터를 제작하기 어려우므로 다양한 통신 표준을 지원할 수 있는 다중 모드 송수신기를 구성하는데에는 적합하지 않은 것으로 알려져 있다.
직접 변환 구조는, 이미지 문제가 없고 프로그램 가능한 기저 대역(baseband)에서 채널 선택과 변복조 등의 대부분의 신호 처리가 이루어질 수 있다는 장점을 가지고 있으며, 이에 따라 향후의 소프트웨어 라디오(SDR; Software Defined Radio)를 단기간에 구현할 수 있는 기술로서 각광받고 있다. 그러나 블루투스와 같이 신호 대역폭이 넓지 않은 협대역(narrowband) 시스템에 사용될 경우, 예컨대 증폭 등과 같은 주요 신호 처리가 소자의 1/f 잡음이 매우 크게 나타나는 저주파수 영역에서 이루어지므로, 신호대 잡음비(SNR; Signal Noise Ratio)가 나빠진다는 문제가 있다.
도 1에는 이와 같은 직접 변환 구조에서 나타나는 문제들을 해결하기 위하여 제안된 바 있는 종래의 고주파 송수신기 장치의 일 예가 도시되어 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 고주파 송수신기 장치는 이중 변환(double conversion) 구조를 채택함으로써 1/f 잡음과 DC 옵셋 문제를 해결하고자 하고 있다. 먼저 수신 경로를 따라서, 예컨대 5GHz의 주파수를 갖는 RF 신호가 안테나(100)에 의해 수신되어 대역 통과 필터(101)로 입력된다. 대역 통과 필터(101)는 스위치(102)와 연결되며, 이 스위치(102)는 대역 통과 필터(101)의 출력을 수신용 발룬(BALUN; BALanced to UNbalanced) 변환기(103) 또는 송신용 발룬 변환기(104)로 선택적으로 연결시킨다. 수신용 발룬 변환기(104)는, 제1 커플링 커패시터(111)을 지나 저잡음 증폭기(105)와 연결된다. 저잡음 증폭기(105)의 출력은 제2 커플링 커패시터(112)를 통과하여 제1 믹서(106)로 입력된다. 제1 믹서(106)는, LO(Local Oscillator)(107)로부터의 신호를 이용하여 수신된 RF 신호를 IF 신호로 변환시킨다.
제1 믹서(106)의 출력은 제3 커플링 커패시터(113)를 지나 제2 믹서단(108)으로 연결된다. 제2 믹서단(108)은 I 믹서(108A) 및 Q 믹서(108B)를 포함한다. I 믹서(108A) 및 Q 믹서(108B)로는 각각 LO(107)로부터의 출력 주파수를 1/4배하는 분배기(109)의 I 출력 및 Q 출력도 입력된다. 제1 믹서(106)의 출력과 함께 분배기(109)의 I 출력 및 Q 출력을 각각 입력받은 I 믹서(108A) 및 Q 믹서(108B)는, 각각 기저대역의 I 출력(BB_I) 및 기저대역의 Q 출력(BB_Q)을 출력시킨다.
다음에 송신 경로를 따라서, 기저대역의 I 입력(BB_I') 및 기저대역의 Q 입력(BB_Q')은, 별도의 LO(미도시)로부터의 신호와 함께 각각 I 믹서(120A) 및 Q 믹서(120B)에 입력된다. I 믹서(120A) 및 Q 믹서(120B)는 뺄셈기(121)에 연결되며, 뺄셈기(121)의 출력은 파워 증폭기(122)에 의해 증폭된 후에, 제4 커플링 커패시터(114)를 지나 송신용 발룬 변환기(104)로 입력된다. 송신용 발룬 변환기(104)의 출력은 스위치(102), 대역 통과 필터(101)를 거쳐 최종적으로 안테나(100)를 통해 송신된다.
그런데 이와 같은 구조에 있어서도, 중요한 신호 처리가 기저대역에서 이루어지므로 1/f 잡음 영향을 완전히 피할 수 없어서 블루투스 또는 IEEE P802.15.1, P802.15.4등과 같은 협대역 시스템에는 여전히 적합하지 않다는 문제가 있다. 또 는 이미지 제거를 위하여 저잡음 증폭기(105)의 출력단과 1차 믹서(106)의 출력단 부하로 칩 내부의 인덕터(on-chip inductor)를 사용했는데, 온-칩 인덕터가 차지하는 넓은 면적으로 인하여 많은 제약을 제공한다는 문제도 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는,협대역 신호와 광대역 신호를 하나의 칩을 사용하여 지원하도록 하고, 모든 구성 블록들이 저비용의 CMOS 또는 BiCMOS 집적 회로 공정을 사용하여 형성할 수 있으며, 또한 성능이 향상되면서 동시에 칩 면적을 대폭적으로 줄일 수 있는 구조로 이루어진 고주파 송수신기 장치를 제공하는 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 상기 고주파 송수신기 장치를 이용한 신호 처리 방법을 제공하는 것이다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 고주파 송수신기 장치는, 반송 주파수를 갖는 수신 신호를 증폭하여 출력하는 저잡음 증폭기; 상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭에 따라 다른 주파수의 정현파 신호를 생성하는 국부 발진기; 상기 국부 발진기의 출력 신호를 입력받고 입력 신호 주파수의 1/2에 해당하는 주파수 크기를 갖는 신호를 출력하는 1/2 분주기; 상기 저잡음 증폭기 및 상기 국부 발진기로부터의 출력 신호를 입력받아 중간 주파수의 신호를 출력시키는 1차 수신용 믹서; 상기 1차 수신용 믹서로부터의 출력 신호 및 상기 1/2 분주기로부터의 출력 신호를 입력받아 기저대역의 신호를 출력시키는 2차 수신용 믹서; 상 기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우 상기 2차 수신용 믹서로부터의 신호를 처리하여 디지털 형태로 출력하는 협대역 신호 처리부; 및 상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우 상기 2차 수신용 믹서로부터의 신호를 처리하여 아날로그 형태로 출력하는 광대역 신호 처리부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 저잡음 증폭기는 부하로서 저항성 부하를 사용하여 구성함으로써 칩 면적을 줄이고, 이에 따라 비용을 낮추는 것이 바람직하다.
상기 국부 발진기는, 상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우 상기 수신 신호 주파수의 2/3배의 주파수를 갖는 정현파 신호를 생성하고, 상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우 상기 수신 신호 주파수의 2/3배의 주파수에 소정의 주파수를 더한 주파수의 정현파 신호를 생성하는 것이 바람직하다.
이 경우 상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우 상기 수신 신호 주파수의 2/3배의 주파수에 더해지는 주파수는 수 MHz인 것이 바람직하다.
상기 1/2 발진기는 상호 90°의 위상차를 갖는 I 출력 신호 및 Q 출력 신호를 각각 출력시키는 것이 바람직하다.
상기 협대역 신호 처리부는, 상기 2차 수신용 믹서로부터의 출력을 입력받아 일정 대역폭에 해당하는 신호만을 손실 없이 통과시키는 협대역 대역 통과 필터; 및 상기 협대역 대역 통과 필터를 통과한 신호를 복조하여 디지털 신호로 출력시키는 협대역 복조기를 포함하는 것이 바람직하다.
상기 광대역 신호 처리부는, 상기 2차 수신용 믹서로부터의 출력을 입력받 아 DC 옵셋을 보정하여 출력하는 DC 옵셋 보정기; 상기 DC 옵셋 보정기로부터의 출력 신호를 입력받아 일정 이득을 갖도록 증폭시켜 출력하는 가변 이득 증폭기; 및 상기 가변 이득 증폭기로부터의 출력 신호를 입력받아 일부 대역에 해당하는 신호만을 출력하는 저역 대역 필터를 포함하는 것이 바람직하다.
본 발명에 있어서, 기저대역의 송신 신호를 입력받아 일부 대역에 해당하는 신호만을 출력하는 모드 변환 저역 통과 필터; 상기 모드 변환 저역 통과 필터로부터의 출력 신호와 상기 1/2 분주기로부터의 정상파 신호를 입력받아 중간 주파수의 신호를 출력하는 1차 송신용 믹서; 상기 1차 송신용 믹서로부터의 출력 신호와 상기 국부 발진기로부터의 정상파 신호를 입력받아 상 주파수의 신호를 출력하는 2차 송신용 믹서; 및 상기 2차 송신용 믹서로부터의 출력 신호를 증폭하여 출력하는 파워 증폭기를 더 포함하는 것이 바람직하다.
상기 다른 기술적 과제를 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 고주파 송수신 신호 처리 방법은, 반송 주파수를 갖는 수신 신호의 대역폭이 광대역인지 협대역인지를 판단하는 단계; 상기 판단 결과, 상기 수신 신호의 대역폭이 협대역인 경우, 상기 수신 신호의 중심 주파수가 0보다 큰 제1 중심 주파수가 되도록 하고 채널 대역폭이 제1 채널 대역폭이 되도록 하는 단계; 상기 제1 중심 주파수 및 제1 채널 대역폭을 갖는 협대역 신호를 처리하여 일정 채널을 선택하여 출력하는 단계; 상기 판단 결과, 상기 수신 신호의 대역폭이 광대역인 경우, 상기 수신 신호의 중심 주파수가 0MHz가 되도록 하고 상기 제1 채널 대역폭보다 큰 1MHz 이상 수10MHz 이내의 크기를 갖는 제2 채널 대역폭이 되도록 하는 단계; 및 상기 중심 주파수가 0MHz이고 제2 채널 대역폭 이하인 광대역 신호를 처리하여 기저대역 아날로그 신호를 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
일 실시예로서, 상기 제1 중심 주파수는 2MHz이고, 상기 제1 채널 대역폭은 1MHz이며, 그리고 상기 제2 채널 대역폭은 4MHz인 송수신단을 기존의 블루투스와 고속 블루투스 겸용 칩에 활용할 수 있다.
이하 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 아래에서 상술하는 실시예들로 인해 한정되어지는 것으로 해석되어져서는 안된다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 고주파 송수신기 장치를 나타내 보인 도면이다.
도 2를 참조하면, 고주파의 전자기파 신호가 수신되거나 또는 고주파의 전자기파 신호를 송신시키는 안테나(210)가 대역 통과 필터(220)와 연결된다. 대역 통과 필터(220)는 일정 대역의 고주파 신호만을 통과시킨다. 대역 통과 필터(220)를 통과한 신호는 스위치(230)에 의해 수신용 발룬 변환기(240)로 입력되거나, 또는 송신용 발룬 변환기(250)로 입력된다. 즉 스위치(230)는, 고주파 송수신기(300)가 수신 모드로 동작하는 경우에는 대역 통과 필터(220)를 수신용 발룬 변환기(240)에 연결시키고, 고주파 송수신기(300)가 송신 모드로 동작하는 경우에는 대역 통과 필터(220)를 송신용 발룬 변환기(250)에 연결시킨다.
상기 고주파 송수신기 장치(300)는 수신용 발룬 변환기(240)로부터 입력된 신호를 광대역(wide-band) 또는 협대역(narrow-band)에 따라 서로 다른 방식으로 신호 처리하여 출력시키고, 또한 송신하고자 하는 신호를 처리하여 송신용 발룬 변환기(250)로 입력시킨다. 이를 수신시와 송신시로 구별하여 보다 상세하게 설명하면 다음과 같다.
먼저 수신시, 수신용 발룬 변환기(240)로부터의 신호는 저잡음 증폭기(310)로 입력된다. 여기서 수신용 발룬 변환기(240)는 불평형 신호와 평형 신호 사이의 상호 변환을 수행한다. 저잡음 증폭기(310)는 수신용 발룬 변환기(240)를 통해 입력된 신호를 증폭하여 1차 수신용 믹서(320)로 입력시킨다. 1차 수신용 믹서(320)로는 저잡음 증폭기(310)의 출력 신호 이외에도 국부 발진기(410)에서 만들어진 출력 신호도 같이 입력된다. 이 국부 발진기(410)는 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우, 입력되는 반송파 주파수의 2/3 주파수에 해당하는 정현파를 생성한다. 그러나 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우에는 입력되는 반송파 주파수의 2/3 주파수에 수 MHz의 주파수를 더한 주파수의 정현파 신호를 생성한다. 예컨대 2.4GHz의 반송파 주파수를 갖는 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우, 국부 발진기(410)는 2.4GHz의 2/3인 1.6GHz 주파수의 정현파 신호를 발생시킨다. 그러나 2.4GHz의 반송파 주파수를 갖는 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우, 국부 발진기(410)는 2.4GHz의 2/3인 1.6GHz 주파수에 수 MHz의 주파수가 더해진 주파수를 갖는 정현파 신호를 발생시킨다.
1차 수신용 믹서(320)는, 저잡음 증폭기(310)를 통해 입력된 신호의 주파수 에서 국부 발진기(410)에서 만들어진 정현파 신호의 주파수가 감산된 주파수의 신호, 즉 중간 주파수 신호를 출력시킨다. 이 중간 주파수 신호는 제1 2차 수신용 믹서(331) 및 제2 2차 수신용 믹서(332)로 각각 입력된다. 제1 2차 수신용 믹서(331)에는, 1차 수신용 믹서(320)의 출력 신호 이외에도 1/2 분주기(420)의 제1 출력 신호가 함께 입력된다. 마찬가지로 제2 2차 수신용 믹서(332)에도, 1차 수신용 믹서(320)의 출력 신호 이외에 1/2 분주기(420)의 제2 출력 신호가 함께 입력된다. 이와 같이 1/2 분주기(420)는 각각 제1 2차 수신용 믹서(331) 및 제2 2차 수신용 믹서(332)에 입력되는 두 개의 신호들, 즉 제1 및 제2 출력 신호를 발생시키는데, 제1 및 제2 출력 신호는 서로 90°의 위상차를 갖는다. 즉 제1 2차 수신용 믹서(331) 및 제2 2차 수신용 믹서(332)로 입력되는 신호들은 주파수는 동일하지만 서로 90°의 위상차를 갖는 신호들이다.
한편 1/2 분주기(420)로 출력되는 제1 및 제2 출력 신호가 갖는 주파수도 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인지 협대역인지에 의해 결정된다. 이는 1/2 분주기(420)의 출력이 국부 발진기(410)로부터의 입력에 대한 분주 연산 결과이기 때문이다. 국부 발진기(410)로부터 출력되는 신호가 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인지 협대역인지에 따라 다르다는 것은 앞서 언급한 바 있다. 만약 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우, 1/2 분주기(420)로부터 출력되는 신호들의 주파수는, 입력되는 반송파 주파수의 2/3 주파수를 2로 나눈 값이 된다. 그러나 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우, 1/2 분주기(420)로부터 출력되는 신호들의 주파수는, 입력되는 반송파 주파수의 2/3 주파수에 수 MHz의 주파수를 더한 주파수에 다시 2로 나눈 값이 된다. 예컨대 2.4GHz의 반송파 주파수를 갖는 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우, 1/2 분주기(420)는 2.4GHz의 2/3인 1.6GHz 주파수를 다시 2로 나눈 0.8GHz의 주파수를 가지면서 서로 위상차가 90°인 출력 신호들을 발생시킨다. 그러나 2.4GHz의 반송파 주파수를 갖는 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우, 1/2 분주기(420)는 2.4GHz의 2/3인 1.6GHz 주파수에 수 MHz의 주파수가 더해진 주파수를 다시 2로 나눈 값, 즉 0.8GHz보다 조금 더 큰 주파수를 가지면서 서로 위상차가 90°인 출력 신호들을 발생시킨다.
제1 2차 수신용 믹서(331)는, 1차 수신용 믹서(320)로부터의 중간 주파수 신호와 1/2 분주기(420)로부터의 제1 출력 신호를 입력받고, 입력된 두 신호들을 곱하여 기저대역의 I(In-phase) 신호를 출력시킨다. 제2 2차 수신용 믹서(332)는 1차 수신용 믹서(320)로부터의 중간 주파수 신호와 1/2 분주기(420)로부터의 제2 출력 신호를 입력받고, 입력된 두 신호들을 곱하여 기저대역의 Q(Quadrature-phase) 신호를 출력시킨다. 제1 2차 수신용 믹서(331)로부터의 I 신호와 제2 2차 수신용 믹서(332)로부터의 Q 신호는, 협대역 신호 처리부(340) 또는 광대역 신호 처리부(350)로 선택적으로 전송된다. 즉 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우, 제1 2차 수신용 믹서(331)로부터의 I 신호와 제2 2차 수신용 믹서(332)로부터의 Q 신호는 협대역 신호 처리부(340)로 입력되어 처리된다. 반면에 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우, 제1 2차 수신용 믹서(331)로부터의 I 신호와 제2 2차 수신용 믹서(332)로부터의 Q 신호는 광대역 신호 처리부(350)로 입력되어 처리된다.
이와 같이 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인지 광대역인지의 판단은 제1 및 제2 2차 수신용 믹서(331, 332)의 출력 신호의 대역폭과 스펙트럼 분포에 의해 판단될 수 있다. 즉 제1 및 제2 2차 수신용 믹서(331, 332)의 출력 신호가 대략 1MHz 이하의 통과 대역과, 중심 주파수를 중심으로 스펙트럼 분포가 가우시안 형태를 갖는 경우 협대역으로 간주하고, 반면에 제1 및 제2 2차 수신용 믹서(331, 332)의 출력 신호가 대략 1MHz 이상 수10MHz 이내의 대역폭, 예컨대 4MHz의 대역폭을 갖는 경우 광대역으로 간주한다.
고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우, 즉 협대역 신호 처리부(340)로 제1 2차 수신용 믹서(331)로부터의 I 신호와 제2 2차 수신용 믹서(332)로부터의 Q 신호가 입력된 경우, 협대역 통과 필터(341)에 의해 일정 대역의 신호들만 통과된다. 협대역 통과 필터(341)를 통과한 신호는 협대역 복조기(342)에 의해 복조되어 기저대역의 디지털 출력 신호(BB)를 발생시킨다.
고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우, 즉 광대역 신호 처리부(350)로 제1 2차 수신용 믹서(331)로부터의 I 신호와 제2 2차 수신용 믹서(332)로부터의 Q 신호가 입력된 경우, I 신호 및 Q 신호는 각각 제1 DC 옵셋 보상기(351a) 및 제2 DC 옵셋 보상기(351b)에 의해 DC 성분의 옵셋이 보상된다. 여기서 DC 성분의 옵셋은, 신호가 수신 처리되는 동안에 원하지 않게 발생한 신호의 DC 성분을 의미하며, 이는 원하지 않은 신호이므로 제거되는 것이 바람직하다. DC 옵셋이 보상된 I 신호 및 Q 신호는, 각각 제1 가변 이득 증폭기(352a) 및 제2 가변 이득 증폭기(352b)로 입력된다. 제1 가변 이득 증폭기(352a) 및 제2 가변 이득 증폭기(352b)는 입력되는 신호들을 원하는 이득을 갖도록 증폭시킨 후에 출력시킨다. 제1 가변 이득 증폭기(352a) 및 제2 가변 이득 증폭기(352b)로부터의 출력 신호들은 각각 제1 저역 통과 필터(LPF; Low Pass Filter)(353a) 및 제2 저역 통과 필터(353b)를 통과해 기저대역의 I 출력 신호(BB_I) 및 기저대역의 Q 출력 신호(BB_Q)가 발생된다. 여기서 기저대역의 I 출력 신호(BB_I) 및 기저대역의 Q 출력 신호(BB_Q)는 모두 아날로그 형태의 신호들이다.
다음에 송신시, 기저대역의 I 출력 신호(BB_I) 및 기저대역의 Q 출력 신호(BB_Q)는 제1 및 제2 모드 변환 저역 통과 필터(361, 362)로 각각 입력된다. 제1 및 제2 모드 변환 저역 통과 필터(361, 362)는, 입력되는 신호 종류에 따라 모드 단자(mode)를 조절함으로써, 광대역 통과 필터 또는 협대역 통과 필터로 작용할 수 있다. 제1 및 제2 모드 변환 저역 통과 필터(361, 362)를 통과한 I 신호 및 Q 신호는 각각 제1 1차 송신용 믹서(371) 및 제2 1차 송신용 믹서(372)로 입력된다.
제1 1차 송신용 믹서(371)에는, 제1 모드 변환 저역 통과 필터(361)의 출력 신호 이외에도 1/2 분주기(420)의 제1 출력 신호가 함께 입력된다. 마찬가지로 제2 1차 송신용 믹서(372)에도, 제2 모드 변환 저역 통과 필터(362)의 출력 신호 이외에 1/2 분주기(420)의 제2 출력 신호가 함께 입력된다. 앞서 설명한 수신시와 마찬가지로, 1/2 분주기(420)로부터 출력되는 제1 및 제2 출력 신호는 동일한 주파수 크기를 갖지만 90°의 위상차를 갖는다.
제1 및 제2 1차 송신용 믹서(371, 372)는 기저대역의 I 신호 및 기저대역의 Q 신호를 중간 주파수의 신호로 변환하여 2차 송신용 믹서(380)로 입력시킨다. 2차 송신용 믹서(380)는, 제1 및 제2 1차 송신용 믹서(371, 372)로부터의 신호 입력 외에 국부 발진기(410)로부터의 신호도 입력받고, 입력된 두 신호를 곱하여 정상 주파수의 신호를 출력시킨다. 2차 송신용 믹서(380)로부터의 출력 신호는 파워 증폭기(390)에 의해 증폭되고, 이어서 송신용 발룬 변환기(250)로 입력된다. 이후의 과정은 수신시와 반대의 과정과 동일하다. 즉 스위치(230)의 단락에 의해 송신용 발룬 변환기(250)로부터의 신호는 대역 통과 필터(220)를 거쳐 안테나(210)에 의해 송신된다.
도 3은 도 2의 고주파 송수신기 장치의 저잡음 증폭기의 회로 구성의 일 예를 나타내 보인 회로도이다.
도 3을 참조하면, 수신용 발룬 변환기(도 2의 240)로부터 출력되어 저잡음 증폭기(310)로 입력되는 포티지브 입력 신호(RxinP) 및 네가티브 입력 신호(RxinN)는 각각 커패시터(C8) 및 커패시터(C9)를 통과하여 차동 증폭기를 구성하는 모스 트랜지스터(NM0) 및 모스 트랜지스터(NM3)의 게이트 단자에 각각 입력된다. 커패시터들(C8 및 C9)은 입력 신호들 내에 포함된 DC 성분들을 제거하기 위한 것들이다. 모스 트랜지스터(NM0)의 게이트 단자에 입력된 포지티브 입력 신호(RxinP)는 모스 트랜지스터(NM1), 부하 저항(R10), 모스 트랜지스터(NM6) 및 커패시터(C5)를 거쳐서 저잡음 증폭된 네가티브 출력 신호(LNAoutN)로 출력된다. 마찬가지로 모스 트랜지스터(NM3)의 게이트 단자에 입력된 네가티브 입력 신호(RxinP)는 모스 트랜지스터(NM2), 부하 저항(R11), 모스 트랜지스터(NM7) 및 커패시터(C6)를 거쳐서 저 잡음 증폭된 포지티브 출력 신호(LNAoutP)로 출력된다. 모스 트랜지스터(NM1)와 모스 트랜지스터(NM2)는 고주파 기생 성분을 제거하기 위하여 사용되는 것으로서, 별도의 게이트 바이어스(Vb2)를 인가받는다. 전류원들(SRC1, SRC2, SRC3)은 정전류 바이어스 인가를 위한 소스들이다.
상기 저잡음 증폭기는 부하로서 인덕터 부하를 사용하지 않고 저항성 부하인 부하 저항(R10, R11)을 사용하므로, 블루투스와 같이 낮은 비용이 요구되는 시스템에서 칩의 양산 비용을 절감시키는 효과가 있다. 또한 저잡음 증폭기의 출력 신호가 인가되는 1차 수신용 믹서(도 2의 320)의 입력 임피던스로서 100Ω 이상의 비교적 높은 부하를 사용하므로, 버퍼용 모스 트랜지스터들(NM6, NM7)의 출력 임피던스를 기존의 고주파용 칩처럼 50Ω에 정합시킬 필요가 없다. 따라서 버퍼에서 소모되는 전류를 줄일 수 있고 저잡음 증폭기의 부하 저항들(R10, R11)을 큰 값을 가진 저항을 사용할 수 있으므로 저잡음 증폭기의 전압 이득을 향상시킬 수 있다. 또한 라디오의 수신부는 전력 이득보다 전압 이득과 잡음 특성이 더 중요한 인자이므로, 상기와 같이 저잡음 증폭기의 입출력 임피던스를 증가시키는 방법이 CMOS를 이용한 단일 칩 집적 회로 구성이 많은 장점들을 제공한다.
도 4는 도 2의 고주파 송수신기 장치의 1차 수신용 믹서의 회로 구성의 일 예를 나타내 보인 회로도이다.
도 4를 참조하면, 저잡음 증폭기(도 2의 310)로부터 입력되는 차동 입력 신호들(inp, inn)은 길버트 셀(Gilbert cell)로 잘 알려져 있는 6개의 n 채널형 모스 트랜지스터들(NM14, NM15, NM16, NM17, NM18, NM19)로 이루어진 곱셈기 회로에 의 해 국부 발진기(도 2의 410)로부터의 입력 신호들(LOP, NON)과 혼합되고, 그 결과를 포지티브 출력 신호(OUTP)와 네가티브 출력 신호(OUTN)로 발생시킨다.
이와 같은 1차 수신용 믹서에 있어서도, 출력단 부하로서 인덕터 대신에 저항(R8, R9)을 사용하므로, 칩의 면적을 감소시켜 양산 비용을 낮출 수 있다. 예컨대 상기 회로를 2.4GHz 대역의 블루투스 또는 무선 랜에 적용할 경우, RF 입력 주파수로 2.4GHz, 국부 발진기 입력 주파수로 RF 주파수의 2/3이 되는 1.6GHz를 사용하여 이미지 주파수가 0.8GHz가 된다. 이 경우 RF 반송파 주파수와 이미지 주파수 사이에 큰 차이가 나므로 별도의 이미지 제거 필터를 사용하지 않고 일반적인 유전체 RF 필터와 LC 고역 통과 필터 만으로도 충분한 이미지 제거 효과를 얻을 수 있다.
도 5는 도 2의 고주파 송수신기 장치의 협대역 대역 통과 필터의 회로 구성의 일 예를 나타내 보인 회로도이다.
도 5를 참조하면, 이 회로는, 협대역 대역 통과 필터(도 2의 341)를 구성하는 단위 회로로서, 3개의 단위 회로가 직렬(cascade)로 연결됨으로써 협대역 대역 통과 필터의 회로가 구성된다. 이와 같은 회로 구성의 협대역 통과 필터는, 블루투스와 같이 대역폭이 좁고 낮은 소비 전력을 요구하는 무선 시스템에 적용될 수 있다. 1차 수신용 믹서(도 2의 320)와 제1 및 제2 2차 수신용 믹서(도 2의 331, 332)를 통해 낮은 중간 주파수대로 변환된 I 채널 차동 신호들(Iinp, Iinn)과 Q 채널 차동 신호들(Qinp, Qinn)을 입력받아서 이미지 채널 신호를 상쇄시키고 저항들과 커패시터들에 의해 결정되는 대역폭의 신호만 증폭시킨 후에 출력시킨다.
도 6은 본 발명에 따른 고주파 송수신기 장치의 적용예로서 2.4GHz 대역의 블루투스 및 무선 랜 겸용 이중 모드 무선 통신 기기에 적용한 경우를 나타내 보인 도면이다. 도 6에서 도 2와 동일한 참조 부호는 동일한 요소를 나타내므로 중복되는 설명은 생략될 수도 있다.
도 6을 참조하면, 안테나(210)에 의해 고주파 수신 신호가 수신되는 경우, 고주파 수신 신호는 대역 통과 필터(220)를 통과한다. 대역 통과 필터(220)를 통과한 신호는 스위치(230)에 의해 수신용 발룬 변환기(240)로 입력된다. 수신용 발룬 변환기(240)로부터의 신호는 수신 전단부(602)로 입력된다. 이 수신 전단부(602)는, 주파수 합성부(601)에 의해 만들어진 소정의 주파수를 갖는 신호를 함께 입력받고 기저대역의 I 신호 및 Q 신호를 발생시킨다. 수신 전단부(602) 내에서의 기저대역의 I 신호 및 Q 신호를 발생시키는 과정은 도 2를 참조하여 설명한 바와 동일하므로 생략하기로 한다.
상기 고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우, 수신 전단부(602)로부터 출력되는 신호들은 대략 2MHz의 중심 주파수와 대략 1MHz의 대역폭을 갖는다. 이 신호들은 협대역 통과 필터(341)에 의해 일정 대역의 신호들만 통과되고, 이 신호들은 협대역 복조기(342) 및 블루투스 기저밴드(604)를 거쳐 디지털 신호의 형태로 컨트롤러(608)에 입력된다.
고주파 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우, 수신 전단부(602)로부터 출력되는 신호들은 대략 0MHz의 중심 주파수와 대략 4MHz의 대역폭을 갖는다. 이 I 출력 신호 및 Q 출력 신호는, 각각 제1 및 제2 DC 옵셋 보상기(351a, 351b)에 의해 DC 성분의 옵셋이 보상된다. DC 옵셋이 보상된 I 신호 및 Q 신호는, 각각 제1 및 제2 가변 이득 증폭기(352a, 352b)로 입력된다. 제1 및 제2 가변 이득 증폭기(352a, 352b)는 입력되는 신호들을 원하는 이득을 갖도록 증폭시킨 후에 출력시킨다. 제1 및 제2 가변 이득 증폭기(352a, 352b)로부터의 출력 신호들은 각각 제1 및 제2 저역 통과 필터(353a, 353b)를 통과하여, 기저대역의 I 출력 신호(BB_I) 및 기저대역의 Q 출력 신호(BB_Q)가 발생된다. 이 기저대역의 I 출력 신호(BB_I) 및 기저대역의 Q 출력 신호(BB_Q)는 각각 제1 및 제2 아날로그/디지털 변환기(ADC: Analog/Digital Converter)(605a, 605b)와, 광대역 복조기(607)를 거쳐 디지털 신호의 형태로 컨트롤러(608)에 입력된다. 광대역 복조기(607)는 옵셋 정보를 제1 및 제2 DC 옵셋 보상기(351a, 351b)로 피드백시키는 한편, 이득 정보를 제1 및 제2 가변 이득 증폭기(352a, 352b)로 피드백시킨다.
다음에 컨트롤러(608)로부터의 기저대역의 I 출력 신호(BB_I) 및 기저대역의 Q 출력 신호(BB_Q)를 송신시키고자 하는 경우, 이 기저대역의 I 출력 신호(BB_I) 및 기저대역의 Q 출력 신호(BB_Q)는 블루투스/광대역 변조기(609)에 의해 변조되고, 제1 및 제2 디지털/아날로그 변환기(DAC; Digital/Analog Converter)(610a, 610b)를 거쳐 아날로그 형태로 변환된다. 아날로그 형태로 변환된 이 신호들은 제1 및 제2 모드 변환 저역 통과 필터(361, 362)로 각각 입력된다. 도 2를 참조하여 설명한 바와 마찬가지로, 제1 및 제2 모드 변환 저역 통과 필터(361, 362)는, 입력되는 신호 종류에 따라 모드 단자(mode)를 조절함으로써, 광대역 통과 필터 또는 협대역 통과 필터로 작용할 수 있다. 제1 및 제2 모드 변환 저역 통과 필터(361, 362)를 통과한 I 신호 및 Q 신호는 전송부(603)로 입력된다. 전송부(603)는 주파수 합성부(601)로부터 소정 주파수의 신호를 함께 입력받고 정상 주파수의 신호를 출력시키며, 이 신호의 증폭된 신호가 송신용 발룬 변환기(250)로 입력된다. 다음에 스위치(230)의 단락에 의해 송신용 발룬 변환기(250)로부터의 신호는 대역 통과 필터(220)를 거쳐 안테나(210)에 의해 송신된다.
이와 같이, 본 발명에 다른 고주파 송수신기 장치를 사용하면, 예컨대 2.4GHz 대의 블루투스와 802.11b 무선 랜 표준에 의한 무선 통신을 모두 지원할 수 있는 라디오 칩을 구성할 수 있다. 이 경우 RF 반송파 주파수는 2.4-2.5GHz 대역이 되고, 국부 발진기(410)로부터 1차 수신용 믹서(320)에 공급되는 신호 주파수는 RF 주파수의 2/3인 1.6GHz 대역이 되며, 1/2 분주기(420)로부터 제1 및 제2 2차 수신용 믹서(331, 332)에 공급되는 신호 주파수는 국부 발진기(410)로부터의 출력 신호 주파수의 1/2인 0.8GHz 대역이 된다. 보다 구체적인 예를 들면, 예컨대 블루투스 채널 0번 신호에 대해서는 RF 반송파 주파수가 2402MHz, 1차 국부 발진기(410)로부터의 출력 신호 주파수는 1600MHz, 1/2 분주기(420)로부터의 출력 신호 주파수는 800MHz가 되며, 따라서 수신 전단부(602)를 통과한 신호의 반송파 주파수는 2MHz가 되며, 이 신호는 다시 협대역 대역 통과 필터(341)를 통하여 원하는 채널 신호만 선택되고, 협대역 복조기(342)를 통하여 기저대역 디지털 신호로 변화된다.
이와 같은 예에 있어서, 이미지 신호 주파수는 RF 반송파 신호 주파수와 1600MHz 차이가 나게 멀리 떨어져 있으므로 저가격의 유전체 필터만으로도 이미지 신호 대역을 차단할 수 있고, 별도의 이미지 제거 필터와 중간 주파수 필터 등을 필요로 하지 않는다. 또한 기존에는 저잡음 증폭기(310)와 1차 수신용 믹서(320)의 출력단에 인덕터를 사용하여 종래의 저항 부하에서 발생하는 열잡음을 줄이고, 제1 및 제2 2차 수신용 믹서(331, 332)에 의해 기저대역에서 채널 선택 및 신호 증폭이 이루어지는데, 블루투스와 같이 신호 대역폭이 1MHz 이내이고 반송파 주파수에 가까울수록 신호의 에너지가 커지는 스펙트럼 분포를 갖는 통신 방식에서는 열잡음보다는 1/f 잡음 영향을 크게 받아서 신호보다 잡음 성분이 더 커질 수 있다. CMOS 소자로 구성된 회로에서 입력된 대한 1/f 잡음 전력 스펙트럼은 다음의 수학식 1과 같다.
Figure 112002039155357-pat00001
여기서 S(f)는 1/f 잡음 전력 스펙트럼이고, q는 전하량이고, Cox는 CMOS 트랜지스터의 게이트 절연막 커패시턴스이고, αH는 비례 상수이고, W는 게이트 전극 폭이고, L은 게이트 전극 길이이고, f는 옵셋 주파수이고, VGS는 게이트 소스 사이의 인가 전압이며, 그리고 VT는 문턱 전압이다.
상기 수학식 1에서 알 수 있듯이, 모스 트랜지스터 소자의 게이트 선폭(W, L)이 작아질수록, 주파수(f)가 낮을수록 잡음이 증가한다. 따라서 종래의 방법으로는 신호의 스펙트럼 분포가 DC, 즉 0Hz의 주파수에 가까울수록 높은 블루투스와 같은 협대역 통신 방식에 적용하기 어렵다. 그러나 본 발명에서는 제1 및 제2 2차 수신용 믹서(331, 332)에 의해 신호가 곧바로 기저대역으로 변환되지 않고 2MHz 대의 낮은 중간 주파수대로 우선 변환되어 이 주파수 대에서 콤플렉스 아날로그 채널 선택 필터와 리미팅 증폭기에 의해 채널 선택과 증폭 등의 중요한 신호 처리가 이루어지므로 소비 전력을 증가시키지 않으면서 1/f 잡음 영향을 효과적으로 피할 수 있다.
이상 본 발명을 바람직한 실시예를 들어 상세하게 설명하였으나, 본 발명은 상기 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 기술적 사상 내에서 당 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의하여 여러 가지 변형이 가능함은 당연하다.
이상의 설명에서와 같이, 본 발명에 따른 무선 통신 기기의 고주파 송수신기 장치 및 이를 이용한 신호 처리 방법에 의하면 다음과 같은 이점들이 제공된다.
첫 번째로, 고주파 수신 신호가 협대역 신호인지 광대역 신호인지에 따라서 이중 변환 구조의 협대역 신호 처리부와 기저대역 신호 처리부에서 선택적으로 신호 처리를 수행하므로, 하나의 칩으로 협대역 신호 및 광대역 신호를 모두 지원할 수 있다.
두 번째로, 모든 구성 블록들을 저비용의 CMOS 또는 BiCMOS 공정을 사용하여 제작할 수 있으므로, 칩 제조 비용을 감소시킬 수 있다.
세 번째로, 온-칩 인덕터 대신에 저항성 부하만을 사용하므로 칩이 차지하는 면적을 크게 감소시킬 수 있다.
그리고 네 번째로, 별도의 이미지 제거 필터가 불필요하며, 이에 따라 고주파 칩이 포함된 무선 통신 기기의 양산 비용을 낮추고, 각 구성 블록의 입 출력 임피던스를 적절힌 조절하여 성능을 열화시키지 않으면서 소비 전류를 낮출 수 있는 송수신기 집적 회로 구조를 용이하게 제공할 수 있다.

Claims (10)

  1. 반송 주파수를 갖는 수신 신호를 증폭하여 출력하는 저잡음 증폭기;
    상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우 상기 수신 신호 주파수의 2/3배의 주파수를 갖는 정현파 신호를 생성하고, 상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우 상기 수신 신호 주파수의 2/3배의 주파수에 1-10의 주파수를 더한 주파수의 정현파 신호를 생성하는 국부 발진기;
    상기 국부 발진기의 출력 신호를 입력받고 입력 신호 주파수의 1/2에 해당하는 주파수 크기를 갖는 신호를 출력하는 1/2 분주기;
    상기 저잡음 증폭기 및 상기 국부 발진기로부터의 출력 신호를 입력받아 중간 주파수의 신호를 출력시키는 1차 수신용 믹서;
    상기 1차 수신용 믹서로부터의 출력 신호 및 상기 1/2 분주기로부터의 출력 신호를 입력받아 기저대역의 신호를 출력시키는 2차 수신용 믹서;
    상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 협대역인 경우 상기 2차 수신용 믹서로부터의 신호를 처리하여 디지털 형태로 출력하는 협대역 신호 처리부; 및
    상기 수신 신호의 한 채널의 대역폭이 광대역인 경우 상기 2차 수신용 믹서로부터의 신호를 처리하여 아날로그 형태로 출력하는 광대역 신호 처리부를 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 송수신기 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 저잡음 증폭기는 부하로서 저항성 부하를 사용하여 구성되는 것을 특징으로 하는 고주파 송수신기 장치.
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 1/2 발진기는 상호 90°의 위상차를 갖는 I 출력 신호 및 Q 출력 신호를 각각 출력시키는 것을 특징으로 하는 고주파 송수신기 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 협대역 신호 처리부는,
    상기 2차 수신용 믹서로부터의 출력을 입력받아 기설정된 대역폭에 해당하는 신호만을 손실 없이 통과시키는 협대역 대역 통과 필터; 및
    상기 협대역 대역 통과 필터를 통과한 신호를 복조하여 디지털 신호로 출력시키는 협대역 복조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 송수신기 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 광대역 신호 처리부는,
    상기 2차 수신용 믹서로부터의 출력을 입력받아 DC 옵셋을 보정하여 출력하는 DC 옵셋 보정기;
    상기 DC 옵셋 보정기로부터의 출력 신호를 입력받아 기설정된 이득을 갖도록 증폭시켜 출력하는 가변 이득 증폭기; 및
    상기 가변 이득 증폭기로부터의 출력 신호를 입력받아 기설정된 대역에 해당하는 신호만을 출력하는 저역 대역 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 송수신기 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    기저대역의 송신 신호를 입력받아 기설정된 대역에 해당하는 신호만을 출력하는 모드 변환 저역 통과 필터;
    상기 모드 변환 저역 통과 필터로부터의 출력 신호와 상기 1/2 분주기로부터의 정상파 신호를 입력받아 중간 주파수의 신호를 출력하는 1차 송신용 믹서;
    상기 1차 송신용 믹서로부터의 출력 신호와 상기 국부 발진기로부터의 정상파 신호를 입력받아 상 주파수의 신호를 출력하는 2차 송신용 믹서; 및
    상기 2차 송신용 믹서로부터의 출력 신호를 증폭하여 출력하는 파워 증폭기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 송수신기 장치.
  9. 반송 주파수를 갖는 수신 신호의 대역폭이 광대역인지 협대역인지를 판단하는 단계;
    상기 판단 결과, 상기 수신 신호의 대역폭이 협대역인 경우, 상기 수신 신호의 중심 주파수가 0보다 큰 제1 중심 주파수가 되도록 하고 채널 대역폭이 제1 채널 대역폭이 되도록 하는 단계;
    상기 제1 중심 주파수 및 제1 채널 대역폭을 갖는 협대역 신호를 처리하여 기설정된 채널을 선택하여 출력하는 단계;
    상기 판단 결과, 상기 수신 신호의 대역폭이 광대역인 경우, 상기 수신 신호의 중심 주파수가 0MHz가 되도록 하고 상기 제1 채널 대역폭보다 큰 크기를 갖는 제2 채널 대역폭이 되도록 하는 단계; 및
    상기 중심 주파수가 0MHz이고 제2 채널 대역폭 이하인 광대역 신호를 처리하여 기저대역 아날로그 신호를 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 송수신 신호 처리 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 중심 주파수는 2MHz이고, 상기 제1 채널 대역폭은 1MHz이며, 그리고 상기 제2 채널 대역폭은 4MHz인 것을 특징으로 하는 고주파 송수신 신호 처리 방법.
KR1020020074105A 2002-11-26 2002-11-26 무선 통신 기기의 고주파 송수신기 장치 및 이를 이용한신호 처리 방법 KR100651711B1 (ko)

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