KR19990087447A - 협대역 및 광대역 신호를 수신하기 위한2중모드 라디오 수신기 - Google Patents

협대역 및 광대역 신호를 수신하기 위한2중모드 라디오 수신기 Download PDF

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KR19990087447A
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폴 더블유. 덴트
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찰스 엘. 무어, 주니어
에릭슨 인크.
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Abstract

본 발명은 GSM과 같은 광대역 표준 또는 IS-54와 같은 협대역 표준 중 어느 하나를 이용하는 라디오 통신 시스템에서 동작가능한 라디오용의 라디오 수신기에 관한 것이다. 라디오 수신기는 광대역 신호를 복조하기 위한 광대역 모드 및 협대역 신호를 복조하기 위한 협대역 모드를 갖는다. 라디오 수신기는 광대역 및 협대역 신호 둘다를 필터링하기 위해 광대역 신호에 적응된 넓은 필터 대역폭을 갖는 광대역 필터 장치를 이용한다. 협대역 모드에서, 디지타이저는 협대역 신호를 함유하는 필터된 신호를 디지털화시키고, 필터된 신호에 대응하는 진폭 및 위상 신호를 갖는 디지털 신호를 생성한다. 디지털 신호 프로세서는 협대역 신호를 광대역 필터 장치의 중심 주파수로 시프트시키기 위해서 디지털 신호를 주파수-시프트시키는데 사용된다. 그 다음, 주파수-시프트된 협대역 신호는 중심에 집중된 협대역 신호를 선택하도록 필터되고, 그 다음 협대역 신호는 복조된다. 디지털 신호 프로세서는 복수의 상이한 협대역 신호들을 상이한 라디오 채널 주파수로 주파수-시프트시키고 상이한 협대역 신호를 복조시키도록 적응되어, 다이버시티 조합을 제공한다.

Description

협대역 및 광대역 신호를 수신하기 위한 2중 모드 라디오 수신기
셀룰라 통신 시스템들은 주파수 변조 다중 액세스(FDMA), 시분할 다중 액세스(TDMA) 및 이들의 조합을 채택하는 다양하고 상이한 셀룰라 표준에 기초할 수 있다. 이들 셀룰라 통신 시스템은 다양하고 상이한 라디오 채널 주파수를 통해 음성 및 데이터 정보를 송신하기 위해 주파수 변조를 이용한다. 셀룰라 통신 시스템에 사용된 상이한 라디오 채널 주파수들 간의 채널 공간은 채택된 셀룰라 표준에 따라 변한다. IS-95 및 GSM과 같은 광내역 셀룰라 표준은 광대역 주파수 변조된 신호 ("광대역 신호")를 수신하기 위해 넓은 채널 공간을 필요로 하는 반면, NAMPS 및 IS-54 표준과 같은 협대역 셀룰라 표준은 협대역 주파수 변조된 신호 ("협대역 신호")를 수신하기 위해 좁은 채널 공간을 필요로 한다.
2중 모드 수신기를 갖는 종래의 셀룰라 라디오들은 협대역 표준 또는 광대역 표준, 예를 들면 IS-95 2중 모드 전화, 또는 본 명세서에 참고로 인용된 "Dual-Mode Frequency Synthesizer for Satellite/Cellular" 제하의 미국특허 출원번호 제08/305,780호 (1994년 9월 14일 출원)에 기재된 2중 모드 위성/셀룰라 전화 중 너느 하나를 채택하는 셀룰라 통신 시스템에서 동작되게 설계되었다. 이들 종래의 2중 모드 수신기들은 광대역 신호 및 협대역 신호 둘다를 복조시킬 수 있다. 이들 신호 둘다를 복조시키기 위해서는, 종래의 2중 모드 수신기는 2중의 수신기 부품들을 사용한다. 예를 들면, 종래 2중 모드 수신기는 수신된 광대역 신호를 필터링시키기 위해 광대역 필터 장치를 사용하고, 협대역 신호를 필터링시키기 위해 다른 협대역 필터 장치를 사용한다. 2중 모드 수신기에서 수신기 부품의 중복은 셀룰라 라디오의 사이즈 및 비용을 증대시킨다. 2중 모드 수신기는 광대역 신호 및 협대역 신호 둘다를 복조시키는데 필요한 중복성을 감소시킬 필요가 있다.
<발명의 요약>
본 발명은 광대역 신호 및 협대역 신호 둘다를 사용하는 라디오 통신 시스템에서 동작하는 개량된 2중 모드 라디오 수신기를 제공한다. 라디오 수신기는 수신기 부품의 중복성이 감소된 상태에서 광대역 신호 및 협대역 신호 둘다를 복조시킨다. 라디오 수신기는 광대역 신호를 복조시키기 위한 광대역 모드 (예를 들면, GSM 또는 IS-95 표준), 및 협대역 신호를 복조시키기 위한 협대역 모드 (예를 들면, IS-54 또는 INMARSAT-M)를 포함한다. 광대역 모드에 적응되며 넓은 필터 대역폭을 갖는 광대역 필터 장치는 광대역 신호 및 협대역 신호를 교대로 포함하는 라디오 신호들을 필터링시키기 위해 제공된다. 광대역 모드시에, 광대역 필터 장치는 무선 신호를 수신하여 광대역 신호를 추출한다. 추출된 광대역 신호는 공지된 방법에 의해 복조된다.
협대역 모드시에, 광대역 필터 장치는 협대역 신호를 포함하는 라디오 신호를 수신하여, 넓은 필터 대역폭의 서브 대역 내에 협대역 신호를 포함하는 필터된 신호를 발생한다. 필터된 신호는 디지털 필터를 이용하여 디지털화되고 처리된다. 디지털 필터는 협대역 신호에 적응된 좁은 필터 대역폭을 가지며, 원하지 않는 플랭킹 신호(flanking signals)를 필터 제거하여 바람직한 협대역 신호를 분리시킨다.
라디오 수신기는 넓은 필터 대역폭의 오프-센터 서브 대역(off-center subbands) 내에 존재하는 협대역 신호를 추출하도록 적응된다. 더욱이, 라디오 수신기는 서로 다른 채널 주파수에 존재하며 넓은 필터 대역폭의 서로 다른 서브 대역 내에 위치한 2개 이상의 서로 다른 협대역 신호를 공동으로 추출하도록 적응될 수 있다. 넓은 필터 대역폭의 오프-센터 서브 대역 내에 있는 서로 다른 협대역 신호들의 추출은 본 명세서에서 청구된 본 발명의 중요하고 유용한 특징이다. 모 출원에서, 본 발명은 바람직한 협대역 신호를 플랭킹시키는 바람직하지 않은 플랭킹 신호를 갖는 넓은 필터 대역폭의 중심에 명목상 존재하는 협대역 신호를 수신하는 것으로 기술되어 있다.
로그폴라 신호 처리(Logpolar signal processing)는 플랭킹 신호로부터 바람직한 협대역 신호를 좀 더 효율적으로 분리시키기 위해서 넓은 대역폭으로 필터된 신호를 처리하기 위한 양호한 디지털 처리 방법이다. 로그폴라 신호 처리는 "Log-Polar Signal Processing" 제하의 미국특허 제5,048,059호 (1991년 9월 10일 허여)에 기재되어 있고, 본 명세서에서 참고로 인용되어 있다. 로그폴라 신호 처리는 자동 이득 제어(AGC)의 복잡성을 회피하는, 넓은 대역폭으로 필터된 신호를 디지털화시키는 양호한 방법이다.
로그폴라 처리를 이용하여 상이한 협대역 신호들을 추출한 후, 추출된 협대역 신호는 결합되어 개량된 신호 디코딩을 위한 다이버시티 수신을 제공한다. 한 실시예에서, 상이한 협대역 신호들은 상이한 2개의 궤도 위성으로부터 송신되어, 경로 다이버시티를 생성하고 양호한 신호 품질을 수신할 수 있는 가능성을 향상시킨다.
따라서, 본 발명의 목적은 협대역 신호 및 광대역 신호를 복조시키기 위한 2중 모드 라디오 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 광대역 필터 대역폭을 제공하여 광대역 신호 및 협대역 신호 둘다를 필터링시키므로써 2중 모드 라디오 수신기에 필요한 수신기 부품의 중복성을 감소시키기 위한 것이다.
본 발명의 다른 목적은 넓은 필터 대역폭의 오프-센터 서브 대역 내에 존재하는 협대역 신호를 추출하는 데에 로그폴라 처리를 이용하는 라디오 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 넓은 필터 대역폭의 상이한 서브 대역 내에 위치하는 2개 이상의 협대역 신호를 추출하는 데에 로그폴라 처리를 이용하는 라디오 수신기를 제공하고, 그 다음 상기 추출된 협대역 신호들을 결합하여 다이버시티 수신을 제공하는 것이다.
본 발명의 이들 및 다른 목적들은 그 특징 및 장점들과 함께, 첨부된 도면을 참조하여 본 명세서를 읽어 본다면 명확해 질 것이다.
본 발명은 일반적으로 라디오 통신 시스템에서 동작하기 위한 라디오 수신기, 특히 협대역 및 광대역 신호를 수신하기 위한 2중 모드 라디오 수신기에 관한 것이다.
도1은 라디오 통신 시스템에 채택된 본 발명에 따른 2중 모드 라디오 수신기를 도시하는 블록도이다.
도2는 본 발명에 따른 2중 모드 라디오 수신기의 블록도이다.
도3은 본 발명에 따라 디지털 신호를 처리하는 것을 도시하는 개략적 블록도이다.
도1을 참조하면, 본 발명의 2중 모드 라디오 수신기(2)가 송신기(4) 및 송/수신(T/R) 커플러(5)를 갖는 셀룰라 라디오(3) 내에 구현된 것으로 도시된다. 라디오 수신기(2)는 라디오(3)이 광대역 주파수 변조된 신호 ("광대역 신호") 및 협대역 주파수 변조된 신호 ("협대역 신호")를 포함하는 라디오 신호를 수신하도록 설계된 광대역 모드 및 협대역 모드를 포함한다.
특히, 라디오 수신기(2)를 채택하는 라디오(3)은 광대역 표준에 따라 동작하는 기지국 광대역 송수신기(6) 또는 협대역 표준에 따라 동작하는 기지국 협대역 송수신기(7a, 7b) 중 어느 하나로부터 정보를 수신할 수 있다. 기지국 광대역 송수신기(6)는 광대역 신호를 송신 및 수신하고, 기지국 협대역 송수신기(7a, 7b)는 협대역 신호를 송신 및 수신한다. 송수신기(6, 7a, 7b)는 정보를 송수신하기 위해 광대역 또는 협대역 신호의 사용을 요구하는 다양하고 상이한 표준들에 합치되도록 적응될 수 있다.
예를 들면, 협대역 신호는 주파수 분할 다중 액세스 시스템(FDMA) 또는 시분할 다중 액세스 시스템(TDMA)에서 연속적으로 송신될 수 있다. 협대역 TDMA의 한 예로는 전자 통신 산업 협회 표준 IS-54에 합치하는 U.S. 디지털 셀룰라 시스템이 있다. 이러한 표준은 협대역 TDMA 파형 및 프로토콜의 예로서 참고로 채택된다. 광대역 신호는 예를 들어, GSM으로서 공지된 유럽 디지털 셀룰라 표준에 합치될 수 있다. GSM 표준은 그 명칭으로 공개적으로 이용가능하며, 광대역 TDMA 파형 및 프로토콜의 예로서 완전히 본 명세서에 참고로서 인용된다. 대안적으로, 광대역 모드는 본 명세서에 참고로서 인용된, TIA 표준 IS-95에 기재된 코드 분할 다중 액세스 시스템에 합치할 수 있다.
양호한 실시예에서, 기지국 광대역 송수신기(6)는 육상에 기초를 두고 있고(land-based), 기지국 협대역 송수신기(7a, 7b)는 상이한 궤도 위성 중계국 및 그와 관련된 지상국 내에 포함되는데, 여기에서 상이한 궤도 위성 중계국들은 지상의 동일 영역을 비추고 있다. 송신기(7a, 7b) 각각은 동일한 음성 또는 데이터 정보를 포함하는 협대역 신호를 2개의 서로 다르나 근접한 주파수 채널을 통해 송신한다. "A Cellular/Satellite Communications System With Improved Frequency Re-Use" 제하의 미국특허 출원 제08/179,953호(1994년 1월 11일 출원)에 기재된 바와 같이, 적절한 위성 구성은 위성으로부터 신호를 공중 교환 전화망에 접속된 지상국으로 중계하는데 사용될 수 있다. 상기 미국특허 출원 제08/179,953호는 본 명세서에 완전히 참고로서 인용되어 있다.
라디오 수신기(2)는 광대역 송수신기(6)으로부터 광대역 신호 또는 협대역 송수신기(7a, 7b)로부터 협대역 신호 중 어느 하나를 수신하도록 특별히 설계된다. 이후 논의되는 바와 같이, 수신기(2)는 협대역 또는 광대역 모드 중 어느 하나에 있을 때 수신된 라디오 신호를 필터링시키는 광대역 모드에 적응된 넓은 필터 대역폭을 갖는다. 양호한 실시예에서, 협대역 모드에서 동작할 때의 라디오 수신기(2)는 디지털 처리를 통해 상기 필터된 라디오 신호로부터 협대역 신호를 추출하고 이 추출된 협대역 신호를 결합하여 다이버시티 조합을 제공한다.
도2를 참조하면, 광대역 및 협대역 모드 들다를 구현하기 위한 본 발명의 라디오 수신기(2)가 상세히 도시된다. 라디오 수신기(2)는 송신기(4) 및 수신기(2)가 동일 시간에 동작해야 하는 경우에 동일한 안테나에 수신기(2) 및 송신기(4)를 접속시키는데 필요한 송/수신 커플링(T/R)을 제공하기 위한 듀플렉스 필터(10)을 포함한다 (주파수 분할 듀플렉스). T/R 커플러(5)는 또한, 시분할 듀플렉스 시스템이 필요한 경우에 T/R 스위치로 구현될 수도 있다.
듀플렉스 필터(10)는 기지국 송수신기(6, 7a, 7b)로부터 송신된 광대역 또는 협대역 신호를 포함할 수 있는 라디오 신호를 수신한다. 수신된 라디오 신호는 듀플렉스 필터(10)에 의해 저잡음 증폭기(20)으로 출력된다. 저잡음 증폭기(20)에서의 저잡음 증폭 후에, 수신된 라디오 신호는 이미지 거부 필터(30), 믹서(40) 및 로컬 발진기(41)을 포함할 수 있는 다운컨버터(25)에 출력된다. 다운컨버터(25)는 수신된 라디오 신호를 적절한 제1 중간 주파수(IF) 또는 제1 다운컨버트된 신호로 변환하고, 상기 제1 다운컨버트된 신호를 광대역 필터(100)으로 출력한다.
광대역 필터(100)은 광대역 송수신기(6)에 의해 송신된 광대역 신호에 적응되고, 수신된 라디오 신호의 신호 대역폭을 광대역 신호의 대역폭에 따라 제한한다. 필터된 신호는 중간 주파수(IF) 증폭기 회로(120), 및 광대역 신호에 적응된 추가 광대역 필터(110)으로 출력된다. 광대역 필터(100, 110)는 수신기(2)에 대해 넓은 신호 패스 대역폭 ("넓은 필터 대역폭")을 설정하는 광대역 필터 장치(115)를 형성한다. 광대역 필터 장치(115)의 넓은 필터 대역폭은 광대역 신호에 적응된 광대역폭을 갖는 필터된 신호를 제공하기 위해서 수신된 라디오 신호를 필터링시키도록 적응된다.
증폭기 회로(120)는 대수(logarithmic) 증폭기-검출기 체인(증폭기; 60) 및 제2 다운컨버터(45)를 포함한다. 증폭기 회로(120)는 라디오 신호 세기 지시(Radio Signal Strengh Indication)(RSSI) 및 하드리미티드된(hardlimited) 신호를 포함하는 아날로그 출력을 생성한다. RSSI는 라디오 신호+잡음의 순시 진폭의 대수에 근사하게 비례하는 아날로그 전압이다. 증폭기 회로(120) 내의 최종 증폭기(60)은 라디오 신호+잡음의 순시 위상각의 표현이 추출될 수 있는 아날로그 하드리미티드된 신호를 생성한다.
증폭기 회로(120)로부터의 필터된 신호는 수신기(2)가 협대역 모드 또는 광대역 모드에 있는 지에 따라 수신기(2)에 의해 차등적으로 처리된다. 광대역 모드시에, 필터된 신호는 도2에 도시된 바와 같이, 디지타이저(125) 내에 입력된다. 디지타이저(125)는 필터된 신호를 샘플링 및 디지타이징의 도움으로 디지털 신호로 변환하는데, 디지타이저(125)의 대역폭 및 샘플링 속도는 광대역 모드에 적응된다.
디지털 신호는 도3에 도시된 바와 같이, 복소수 열을 형성하며, 광대역 신호에 의해 전달된 음성 및 데이터 정보를 복구하기 위해 디지털 신호를 디코드하는 광대역 복조기(314)에 입력된다. 대안적으로, 필터된 신호는 도2 및 도3의 점선으로 도시된 바와 같이, 복조를 위해 광대역 필터(100)으로부터 광대역 복조기(314)에 직접 공급될 수 있다. 수신기(2)가 광대역 모드에 있을 때 필터된 신호를 복조하기 위한 다양한 기술들이 사용될 수 있으며, 이들은 종래에 공지된 기술이다.
협대역 모드 시에, 증폭기 회로(120)로부터의 필터된 신호는 디지타이저(125) 내에 입력된다. 디지타이저(125)는 위상 디지타이저(130) 및 RSSI A/D 변환기(140)을 포함한다. 위상 디지타이저(130)는 필터된 신호의 하드리미티드된 신호를 고정 소수점 위상 워드(fixed-point phase words)로 변환한다. RSSI A/D 변환기(140)는 필터된 신호의 로그 진폭(logamplitude) 신호의 디지털 표현인 RSSI 진폭 워드들을 동시에 생성한다. RSSI 진폭 워드 및 위상 워드는 디지타이저(125) 내에 입력된 순시 라디오 신호+잡음값의 로그폴라 표현인 로그폴라 디지털 신호를 형성한다.
로그폴라 신호 처리의 한 실시예는 순시 위상 정보의 고정 소수점, 모듈로-2Pi 디지털 표현을 발생하는데, 이는 예를 들어, 둘다 본 명세서에 참고로서 인용된 "Direct Phase Digitization" 제하의 미국특허 제5,084,669호(1992년 1월 28일 허여), 또는 "Method and Arrangement for Accurate Digital Determination of the Time or Phase Position of a Signal Pulse Train" 제하의 미국특허 제5,148,373호(1992년 9월 15일 허여)에 기재된 다이렉트 위상 디지타이징 회로에 의해 수행될 수 있다. 또한, 상기 실시예는 상기 특허들에서 언급된 다른 수단에 의해, 즉 정규 데카르트 성분 (X+jY)을 구하기 위해 필터되고 하드리미티드된 IF 신호를 직각 샘플링하거나 변환한 다음 위상 워드를 구하기 위해 아크 탄젠트를 계산하므로써, 하드리미티드된 중간 주파수 신호로부터 위상 표현을 추출할 수 있다.
디지털 RSSI 및 위상 신호를 포함하는 로그폴라 디지털 신호는 처리를 위해 디지털 신호 프로세서(150)에 입력된다. 연속적인 로그폴라 디지털 신호는 ROM 내에 저장된 소프트웨어 프로그램의 제어하에 동작하는 프로그램가능 디지털 신호 프로세서일 수 있거나, 또는 로그폴라 처리를 수행하기 위한 전용 하드웨어를 포함할 수 있는 디지털 신호 프로세서(150)에 공급된다.
필터된 신호는 디지타이저(125)에 의해 로그폴라 디지털 신호로 변환되기 때문에, 라디오 신호의 로그폴라 신호 처리가 수행될 수 있다. 로그폴라 신호 처리는 라디오 신호 내에 포함된 바람직한 협대역 신호를 좀 더 효율적으로 추출될 수 있게 한다. 로그폴라 신호 처리는 로그폴라 디지털 신호의 신호 진폭 및 주파수를 조절한다.
로그폴라 신호 처리를 통해, 디지털 신호의 진폭은 RSSI 값에 스케일링 팩터를 추가하므로써 편리한 범위로 조절될 수 있다. 로그폴라 디지털 신호의 신호 주파수는 또한 로그폴라 디지털 신호의 위상 값으로 위상 값의 증분 또는 감분의 모듈로 추가에 의해 에러를 제거하도록 조절될 수 있다. 이들 동작들은 로그폴라 도메인 내에서 좀 더 편리하게 수행된다. 특히, 좀 더 복잡한 곱셈 동작을 보통 필요로 하는 스케일링은 로그 진폭 도메인에서 간단히 고정 소수점 가산/감산으로 된다. 데카르트 (X+jY 또는 I,Q 도메인)에서 복잡한 곱셈을 보통 필요로 하는 주파수 시프팅은 위상 도메인에서 단지 고정 소수점 모듈로 가산을 필요로 한다.
송수신기(7a, 7b)로부터 본래 송신된 1개 이상의 협대역 신호를 포함하는 디지털 신호의 로그폴라 처리 및 다른 처리를 제공하기 위한 디지털 신호 프로세서(150)의 구성은 도3에 도시된다. 디지타이저(125)로부터의 로그폴라 디지털 신호는 주파수 시프터(300)에 의해 먼저 처리된다. 주파수 시프터(300)는 넓은 필터 장치(115)의 넓은 필터 대역폭의 오프-센터 서브 대역 내에 있는 협대역 신호의 좀 더 유효하고 효율적인 추출을 제공하기 위해 사용된다. 수신기(2)의 넓은 필터 장치(115)가 광대역 모드에 적응되기 때문에, 라디오(2)에 의해 수신된 협대역 신호는 넓은 필터 대역폭 내에서 중심에 위치하지 않을 수도 있다. 대신, 협대역 신호는 넓은 필터 대역폭 내의 여러 오프-센터 서브 대역 내에 위치할 수 있다. 디지털 주파수 시프터(300)가 디지털 신호를 주파수 시프트시키도록 기능하기 때문에, 하나 이상의 오프-센터 서브 대역 내에 위치하는 바람직한 협대역 신호는 넓은 필터 대역폭의 중심으로 시프트된다.
주파수 시프터(300)를 통해 로그폴라 디지털 신호를 통과시키므로써, 넓은 필터 대역폭으로부터의 오프셋 주파수에 위치하나, 여하튼 여전히 넓은 필터 대역폭 내에 존재하는 협대역 신호는 중심에 오도록 쉽게 시프트될 수 있다. 협대역 신호는 적절한 위상 슬로프를 입력된 위상 워드에 가산 또는 감산하므로써 중심으로 시프트된다. 바람직한 협대역 신호가 중심에 놓이면, 이들은 정보 변조에 의해 행해지지 않는 한, 한 방향으로 또는 다른 방향으로 연속적으로 대칭적 위상 회전을 드러내지 않는다. 정보 변조에 의한 위상 변화는 물론, 정보의 복조를 위해 보전되어야 하기 때문에 제거되지 않는다. 주파수 시프터(300)로 디지털 신호를 처리하므로써, 디지털 기저대 내의 중심 위치로 시프트될 넓은 필터 대역폭의 오프-센터 서브 대역 내에 위치하는 바람직한 협대역 신호를 선택할 수 있다.
양호한 실시예에서, 주파수 시프터(300)는 송신기(7a)에 의해 송신된 제1 협대역 신호, 및 송신기(7b)에 의해 송신된 제2 협대역 신호를 추출하도록 적응된다. 제1 및 제2 협대역 신호는 동일한 정보를 포함하나, 상이한 라디오 채널 주파수에서 상이한 송신기(7a, 7b)로부터 송신되어, 다이버시티 송신을 제공한다. 제1 및 제2 협대역 신호는 넓은 필터 장치(115)를 통과한 후에, 넓은 필터 대역폭 내에 위치하고 오프-센터 서브 대역을 점유한다. 특히, 제1 및 제2 협대역 신호는 넓은 필터 대역폭의 중심 주파수의 대향측들 상에 놓일 수 있다. (대안적 실시예에서, 제1 및 제2 협대역 신호는 둘다 중심 주파수의 동일 측 상에 놓일 수 있다). 따라서, 디지털 신호 프로세서(150)에 의해 구성된 주파수 시프터(300)는 대응하여, 제1 협대역 신호를 중심에 두기 위한 포지티브 주파수 시프터(302), 및 제1 협대역 신호를 중심에 두기 위한 네가티브 주파수 시프터(304)를 포함할 수 있다. 포지티브 주파수 시프터(302)는 넓은 필터 대역폭의 중심에 제1 협대역 신호를 위치시키도록 계산된 크기 F1만큼 디지털 신호의 샘플을 상향으로 주파수 시프트시켜, 제1 주파수 시프트된 샘플을 생성한다. 네가티브 주파수 시프터(304)는 넓은 필터 대역폭의 중심에 제2 협대역 신호를 위치시키도록 계산된 크기 F2만큼 디지털 신호의 동일한 샘플을 하향으로 주파수 시프트시켜, 제2 주파수 시프트된 샘플을 생성한다.
도3에 개략적으로 도시된 바와 같이, 위상 워드의 샘플들은 포지티브 주파수 시프터(302) 및 네가티브 주파수 시프터(304) 둘다에 의해 처리된다. 포지티브 주파수 시프터(302)는 포지티브 위상 슬로프를 부가하여, 입력된 위상 워드를 양(+)으로 시프트시킨다. 부가된 포지티브 위상 슬로프는 제1 협대역 신호를 넓은 필터 대역폭의 중심 주파수로 시프트시키도록 산출된다. 양으로 시프트된 위상 워드는 포지티브 주파수 시프터(302)에 의해 발생되고, 진폭 워드의 샘플과 함께, 제1 협대역 신호가 중심에 오게 되는 제1 주파수 시프트된 신호를 형성한다. 유사한 방식으로, 네가티브 주파수 시프터(304)는 입력된 위상 워드를 음(-)으로 시프트시키기 위해 네가티브 위상 슬로프를 부가한다. 부가된 네가티브 위상 슬로프는 제1 협대역 신호가 시프트된 동일한 중심 주파수로 제2 협대역 신호를 시프트시키도록 산출된다. 음으로 시프트된 위상 워드는 네가티브 주파수 시프터(304)에 의해 발생되고, 진폭 워드의 샘플과 함께, 제2 협대역 신호가 중심에 오게 되는 제2 주파수 시프트된 신호를 형성한다.
디지털 신호 프로세서(150)는 또한 주파수 시프터(300)에 의해 발생된 주파수 시프트된 신호와 관련된 진폭을 정규화하기 위한 진폭 스케일러(306)를 포함한다. 진폭 스케일러(306)는 디지털 로그 진폭 신호로/로부터 스케일링 팩터를 가산 또는 감산하므로써, 주파수 시프트된 신호를 편리한 레벨로 정규화한다. 이러한 팩터는 단지, 연속적인 블록 내에서 샘플의 상대적 값이 교란되는 것을 회피하기 위해 서서히 변하고, 이동 평균을 계산하므로써 후(post)-디지털화 AGC를 수행하기 위한 수단은 모 출원에 기재되어 있다. 디지털화된 후에 신호를 디지털적으로 정규화하는 것은 유리한데, 그 이유는 좀 더 정확하고 플렉서블하며 인텔리전트한(more accurate, flexible and intelligent) 스케일링 시스템은 신호가 디지털화되지 않은 아날로그 도메인 내에서 실질적인 것보다, 수치적 처리를 사용하여 고안될 수 있기 때문이다.
스케일링 및 주파수 시프팅 후에, 디지털 신호 프로세서(150)에 의해 구성된 폴라 대 데카르트 변환기(308a, 308b)는 각각 스케일링되고 주파수 시프트된 디지털 신호를 로그폴라 형태로부터 데카르트 형태로 변환시킨다. 폴라 대 데카르트 변환기(308)는 주파수 시프트된 신호를 변환하기 위한 한 쌍의 I,Q 변환기(308a, 308b)를 포함한다. 데카르트 형태로 변환된 때의 디지털 신호는 기호 I로 보통 표시된 실수부 및 기호 Q로 표시된 허수부를 갖는다. 디지털 신호는 바람직한 협대역 신호가 데카르트 형태일 때 좀 더 효율적으로 필터될 수 있기 때문에 데카르트 형태로 변환된다.
디지털 신호가 데카르트 형태로 변환된 후, I1, Q1로 표시된 제1 주파수 시프트된 신호 및 I2, Q2로 표시된 제2 주파수 시프트된 신호는 디지털 협대역 필터(310)에 의해 처리된다. 동일한 물리적 필터 로직은 모든 4개의 신호 I1, Q1, I2, Q2를 똑같이 연속적으로 필터링시키기 위해서 시분할될 수 있다. 디지털 협대역 필터(310)는 중심에 두어진 바람직한 제1 및 제2 협대역 신호를 추출하도록 기능한다. 디지털 협대역 필터(310)는 바람직한 협대역 신호가 시프트된 바람직한 중심에 모인 서브 대역의 1/2 대역폭과 동일한 로우-패스 컷-오프 주파수(low-pass cut-off frequency)를 갖는다. 그러한 필터는 FIR 필터 및 IIR 필터를 포함할 수 있으며, 디지털 필터링의 종래 상태로 공지되어 있다. 모 출원은 많은 다른 바람직한 필터 주파수 응답을 실현하기 위해 선택될 수 있는 64 계수에 의해 정의되어 있는 64-탭 FIR 필터의 사용을 기재하고 있다 (모 출원의 도3).
디지털 필터(310)는 대역폭 감소에 적당한 입력 샘플링 속도보다 더 느린 계산 속도로 발생할 수 있는 디지털 신호 I11, Q11 및 I1', Q1' 및 I2', Q2'를 계산한다. 나이퀴스트(Nyquist's) 샘플링 법칙을 만족시키기 위해서, 출력 샘플링 속도는 로우-패스 필터 대역폭의 최소한 2배인데, 이는 전체 대역폭의 서브 대역과 최소한 동일하다. 디지털 필터는 따라서 필터링과 동시에 샘플링 속도의 감소 (다운샘플링)을 수행할 수 있다.
도3에 도시된 바와 같이, 본래 넓은 대역폭의 아날로그 신호의 상이한 서브 대역 내에 있는 2개 이상의 상이한 협대역 신호는 다이버시티 복조를 위해 동시에 추출될 수 있다. 상이한 협대역 신호는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한 다음, 본래 넓은 대역폭 신호의 2개 이상의 서브 대역을 로그폴라 스케일링, 로그폴라 시프팅, 로그폴라 대 데카르트 변환 및 I, Q 필터링시키므로써 넓은 대역폭의 아날로그 신호로부터 동시에 추출된다. 상이한 협대역 신호는 중복 주파수 시프터(302, 304), 진폭 스케일러(306) 및 디지털 필터(310)의 사용을 통해 동시에 또는 함께 추출된다. 로그폴라 디지털 신호는 추가 스케일링 및 2개 (또는 그 이상)의 모듈로 위상 동작이 행해져, 디지털 기저대 내의 중심에 있는 2개 (또는 그 이상)의 스케일링되고 시프트된 신호를 생성한다. 대안적으로, 상이한 협대역 신호는 이들을 추출하는데 사용된 상기 논의된 회로들을 시분할하므로써 동시에 또는 함께 추출된다. 예를 들면, I1, Q1및 I2, Q2신호 (전체적으로 4개의 실제 샘플 열)는 2개의 필터된 서브 대역 신호를 생성하기 위해 시분할 방식으로 사용된 싱글 FIR 필터(201)를 사용하여 필터될 수 있다.
추출된 협대역 신호를 나타내는 다운샘플된 디지털 샘플 I1', Q1' 및 I2', Q2'는 송수신기(7a, 7b)에서 사용된 변조 및 코딩 방법에 적응되는 다이버시티 협대역 복조기(312)에 입력된다. 다이버시티 협대역 복조기(312)는 다양한 디지털 복조 및 디코딩 알고리즘을 통해 신호를 복조할 수 있다. 다이버시티 협대역 복조기(312)는 예를 들어, 본 명세서에서 참고로 인용된 "Diversity Pi/4-DQPSK Demodulation" 제하의 미국특허출원 제08/218,236호(1994년 3월 28일 출원)에 기재된 방법에 따라 동작할 수 있으며, 본 명세서에서 참고로 인용된 "Simultaneous Demodulation and Decoding of a Digitally Modulated Radio Signal" 제하의 미국특허출원 제08/305,787호(1994년 9월 14일)에 기재된 "디코듈레이션(decodulation)"로 간략화된 결합된 복조 및 디코딩 방법과 같은 다른 형태의 처리도 사용될 수 있다. 본 발명과의 결합에서, 디코듈레이션은 미터 결합을 사용하여 다이버시티 디코듈레이션을 수행하도록 확장될 수 있다. 다이버시티 수신을 위한 미터 결합의 기술은 또한 디코듈레이션과 함께 또는 디코듈레이션 없이 본 발명에 사용될 수 있고, 본 명세서에 참고로서 인용된 다음의 문헌들에 좀 더 자세히 기술되어 있다: "System For Reducing the Affects of Signal Fading on Received Signals" 제하의 미국특허 제5,191,598호(1993년 3월 2일 허여); "Receiver Performance of the North American Digital Cellular System", Larson, Gudmundsson, 및 Raith, Proceedings VTC-91, St. Louis, MO (1991년 5월 19일); 및 "MLSE Equalization and Decoding for Multipath-Fading Channels", IEEE Trans. Commun., Vol. 39, No. 10 (1991. 10월).
수신기(2)는 FDMA, TDMA, 또는 이들의 조합을 채택하는 다양하고 상이한 표준에 대해 동작하도록 적응될 수 있다. 예를 들면, 도1에 도시된 수신기 회로는 메모리 내의 타임슬롯에 걸쳐 샘플들을 수집하기 위해서 TDMA 프레임의 한정된 부분 내에서만 동작하도록 TDMA 타이밍 발생기에 의해 트리거될 수 있다. 그 다음, 2개의 서브 대역 샘플 블록을 생성하기 위해서 2개의 상이한 주파수 상의 동일 타임슬롯, 또는 실제로 동일 주파수 상의 상이한 타임슬롯, 또는 상이한 주파수 상의 상이한 타임슬롯에 대응하는 서브 대역 샘플을 발생하도록 메모리 내의 샘플들은 도3에 도시된 바와 같이 구성된 디지털 신호 프로세서(150)에 의해 처리될 수 있다. 그 다음, 바람직한 협대역 신호를 포함하는 서브 대역 샘플 블록들은 소정의 상기 채택된 참고 문헌에 따라 다이버시티 처리된다.
2개의 협대역 신호를 동시에 수신하고 상기 발명적 방식으로 이들을 다이버시티 결합하는 기술은 NAMPS 타입의 아날로그 주파수 변조 신호를 이용하여 사용될 수 있고, 관련된 기지국 협대역 송수신기(7a, 7b)를 갖는 2개의 셀들 간의 경계를 교차하는 라디오(3)에 대한 연계 또는 소프트 핸드오버(make-before-break or soft handover)를 실행하는데 유용할 수 있다. 기지국 협대역 송수신기(7a, 7b)는 일정 주기 동안 인접 주파수 채널들을 통해 동일 변조를 각각 송신하고, 라디오(3)는 보더(border) 또는 핸드오버 존 내에 위치할 때 상기 변조들을 수신하고 이들 둘다를 결합한다. 한 신호가 우세하게 되고 다른 신호는 신호 세기가 대수롭지 않을 때, 대수롭지 않은 신호의 송신은 더 이상 유용하지 않은 송수신기(7a 또는 7b)로부터 단절된다. 따라서, 더 이상 유용하지 않은 송수신기(7a 또는 7b)는 대수롭지 않은 신호의 라디오 채널 주파수를 다른 라디오에 할당할 수 있다. 상이한 송수신기들 간의 경계 (즉, 셀 경계)들을 교차하는 라디오에 대한 소프트 핸드오버는 종래에 공지되어 있고, 본 명세서에서 참고로 인용된 "Handover Method for Mobile Radio System" 제하의 미국특허 제5,109,528호 (1992년 4월 28일 허여)에 기재되어 있다.
2개의 신호원으로부터 협대역 신호를 다이버시티 수신하는 본 발명의 유리한 방법은 이동성 라디오 통신 시스템에서 글리치-프리(glitch-free) 소프트 핸드오버를 수행하기 위한 개량된 방법으로 변환될 수 있거나, 예를 들어 전력 제한(power-limited) 위성 통신 응용에서 통상 요구될 때 단지 통신 링크 마진을 향상시키는데 사용될 수 있다. 그러나, 로그폴라 처리를 이용하여 라디오 수신기(3)에 의한 1개 이상의 서브 대역폭을 선택하는 방법은 이들 특정한 응용 중 어느 하나보다는 좀 더 일반적이다.
수신기(2)의 대안적 실시예가 또한 제공될 수 있다. 예를 들면, 디지타이저(125)는 수신된 라디오 신호의 완전 복소 벡터 성질(full complex vector nature)을 포함하는 데카르트 또는 다른 디지털화된 형태로 아날로그 라디오 신호를 변환하도록 구성될 수 있다. 그 다음, 이들 다른 디지털화된 형태는 넓은 필터 대역폭의 오프-센터에 있는 1개 이상의 협대역 신호를 추출하도록 시프트되고 처리될 수 있다. 다양한 방법들은 완전 복소 벡터 값을 보전하면서 라디오 신호를 디지털화할 수 있다. 예를 들면, 라디오 신호는 직각 다운컨버전(quadrature downconversion), 직각 샘플링, 및 "DC offset Compensation in a Radio Receiver" 제하의 미국특허 제5,241,702호 (1993년 8월 31일 허여)에 기재된 호모다인 수신기 기술을 통해 디지털화될 수 있다.
상기 명칭의 기술은 I,Q 값으로서 종래 공지된 실수부 및 허수부를 갖는 신호 벡터의 데카르트 또는 X,Y-좌표 표현을 실현한다. I,Q 값이 사용되면, 증가하는 각 또는 감소하는 각에 의해 신호 벡터 위상을 회전시켜, 포지티브 또는 네가티브 주파수 시프트를 실행시키는 주파수 시프터는 복소 승수(complex multipliers)들을 포함한다. 그러나, 양호한 벡터 디지타이제이션 기술은 상기 인용된 미국특허 제5,048,059호에 기재된 로그폴라 기술이다. 로그폴라 벡터 표현이 사용되면, 주파수 시프터(302, 304)는 증분 또는 감분 위상값을 신호 위상값과 결합하는 고정 소수점 모듈로 산술 가산기로 간략화된다.
광대역 및 협대역 모드 둘다를 구현하는 본 발명의 라디오(3)는 본 명세서에서 참고로 인용된 "Dual-Mode Frequency Synthesizer for Satellite/Cellualr Phones" 제하의 미국특허출원 제08/305,780호 (1994년 9월 14일 출원)에 기재된 바와같이 모드들 간에서 스위칭될 수도 있다. 모드들 간의 스위칭은 라디오(3)가 호출 중에 실제 사용 상태에 있을 때 발생하는 것이 아니라, 라디오(3)가 아이들 또는 대기 상태에 있을 때 좀 더 발생하기가 쉽다. 특히 TDMA 종류의 라디오(3)는 대기 상태에서 배터리 소모를 감소시키기 위해 슬립-모드(sleep-mode) 기술을 채택할 수 있다. 슬립-모드는 라디오(3)가 호출시에 대기 상태에서 청취하게 되는 호출 또는 페이징 채널의 특별한 포맷팅을 채용한다. 페이징 채널은 슬립-모드 슬롯으로서 공지된 다수의 타임슬롯으로 분할되고, 각각의 라디오(3)는 모니터하기 위해 특별한 슬립-모드 슬롯을 할당한다. 슬롯 할당은 예를 들어, 라디오의 번호, 즉 그 번호의 최종 디짓에 링크될 수 있다. 그 다음, 시스템은 라디오(3)가 작동되어 데이터를 수신할 때, 9로 끝나는 라디오 번호에 대한 호출이 슬롯 9로 전송되는 것을 알게 된다. 이러한 방식으로, 라디오(3)의 수신기(2)는 단지, 대기 상태 중에 약간의 시간 동안만 작동될 필요가 있어, 배터리 전력을 절약하게 된다.
송수신기(7a, 7b)를 갖는 협대역 시스템, 또는 광대역 송수신기(6)를 갖는 광대역 시스템에 의해 작동될 수 있는 2중-모드 라디오(3)에서, 한 시스템 상의 슬립-모드 슬롯들 간의 시간은 다른 시스템의 신호들을 스캔하는데 사용될 수도 있다. 따라서, 라디오(3)는 한 시스템의 호출 채널을 청취하면서, 다른 시스템의 페이징 호출의 신호 세기 또는 품질을 서치 및 결정할 수도 있다. 디코딩되는 현재의 페이징 채널이 광대역 신호이면, 라디오(3)는 협대역 페이징 채널, 예를 들면 이동 위성 시스템의 채널들을 서치하기 위해서 광대역 시스템의 슬립-모드 슬롯들 간의 협대역 모드로 스위칭될 수 있다. 대안적으로, 협대역 AMPS 제어 채널로 로크되고, 간헐적 수신을 채택하는 라디오(3)는 광대역 모드로 스위칭되어 IS-95 CDMA 호출 채널 또는 파일럿 신호를 서치할 수도 있다. AMPS에 대해 적응된 라디오(3)가 본 명세서에 참고로 인용된 "Standby Power Savings with Cumulative Parity Check in Mobile Phones" 제하의 미국특허출원 제08/059,932호 (1993년 5월 11일 출원)에 기재된 전력 절약, 간헐적 수신 특징을 구체화하는 경우, AMPS 제어 채널이 슬립-모드 슬롯형 포맷을 특별히 채택하지 않더라도, AMPS 정보의 손실 없이 IS-95와 같은 다른 시스템의 채널 내에서의 에너지를 스캔하기 위해 AMPS 채널의 청취로부터 절약된 시간을 이용할 수도 있다. 대화 중에 광대역 모드와 협대역 모드 간의 스위칭 가능성이 본 발명에서 배제되지 않으며, 이는 시스템간 핸드오프가 다소 애매하게 발생할 수 있음을 나타내고, 그에 대한 설명은 본 발명에서 중요하지 않다.
본 분야에 숙련된 자들은, 협대역 신호을 추출하기 위해 수행된 동작들이 디지털 로직에 의해 또는 프로그램가능 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 그 조합에 의해 수행될 수 있음을 알 수 있다. 광대역 및 협대역 모드들은 동일한 하드웨어 부품으로 되어 있는 단지 대안적 펌웨어(alternative firmware)일 수 있다. 따라서, 본 발명의 한가지 중요한 장점은 단일 세트의 라디오 주파수 수신기 부품들이 비용을 절감하여 양 모드들을 수행하기 위해 대안적 처리 펌웨어를 이용하여 사용될 수도 있다는 것이다. 이는 모 출원에 기재된 AMPS/NAMPS 또는 "Dual-Mode Satellite/Cellular Phone with a Frequency Synthesizer" 제하의 미국특허출원 제08/305,780호 (1994년 9월 14일 출원)에 기재된 2중-모드 위성/셀룰라 라디오와 같은 협대역 표준 및 광대역 표준 둘다에 합치하는 가입자 유닛들의 경제적 구성을 용이하게 한다. 본 발명은 택일적으로 2중 모드 AMPS/IS-95 전화, 3중 모드 AMPS/IS-54/IS-95 전화, 3중 모드 AMPS/NAMPS/IS-95 전화 또는 4중 모드 AMPS/NAMPS/IS-54/IS-95 라디오들의 구성을 용이하게 할 수도 있다.
본 분야의 숙련자들이라면 본 발명이 그 개념 및 범위를 벗어나지 않는 한도에서 다른 특정 형태로 구현될 수 있음을 알 수 있다. 따라서, 본 명세서에 기재된 실시예들은 에시적인 것이며, 이에 국한되지 않는다.

Claims (39)

  1. 제1 라디오 채널 주파수에서의 제1 협대역 신호 및 제2 라디오 채널 주파수에서의 제2 협대역 신호를 포함하는 라디오 신호를 수신하기 위한 라디오 수신기에 있어서,
    a. 상기 라디오 신호를 다운컨버트시켜 다운컨버트된 신호를 발생하기 위한 다운컨버터;
    b. 상기 다운컨버트된 신호를 넓은 필터 대역폭으로 필터링시켜 필터된 신호 - 상기 필터된 신호는 상기 제1 협대역 신호를 포함하는 제1 서브 대역 및 상기 제2 협대역 신호를 포함하는 제2 서브 대역을 가짐 -를 발생하기 위한 광대역 필터 수단;
    c. 상기 필터된 신호를 디지털화시켜 디지털 신호를 발생하기 위한 디지타이저;
    d. 상기 제1 협대역 신호를 선정된 중심 주파수로 시프트시켜 제1 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 시프트시키기 위한 제1 주파수-시프팅 수단;
    e. 상기 제2 협대역 신호를 상기 선정된 중심 주파수로 시프트시켜 제2 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 시프트시키기 위한 제2 주파수-시프팅 수단;
    f. 상기 협대역 신호에 적응된 필터 대역폭으로 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시켜 상기 제1 및 제2 협대역 신호를 추출하기 위한 협대역 필터 수단; 및
    g. 상기 추출된 제1 및 제2 협대역 신호를 복조하여 복조된 신호를 발생하기 위한 복조기 수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 협대역 신호는 공통 정보 내용을 갖고 있고, 상기 복조기 수단은 상기 추출된 제1 및 제2 협대역 신호를 함께 처리하여 공통 정보 내용을 추출하고 다이버시티 조합(diversity combination)을 제공하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 다운컨버터는 스테이지들 내의 상기 라디오 신호들을 다운컨버팅하기 위한 제1 로컬 발진기 및 제2 로컬 발진기를 포함하며, 상기 광대역 필터 수단은 상기 제1 로컬 발진기과 상기 제2 로컬 발진기 사이에 배치된 적어도 하나의 광대역 필터, 및 상기 제2 로컬 발진기 이후에 배치된 적어도 하나의 광대역 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 디지털 신호는 상기 라디오 신호를 폴라 형태(in polar form)로 나타내고 위상 신호 및 진폭 신호를 포함하며, 상기 제1 주파수-시프팅 수단은 제1 위상 슬로프를 상기 위상 신호에 부가하므로써 상기 디지털 신호를 시프트시키고, 상기 제2 주파수-시프팅 수단은 제2 위상 슬로프를 상기 위상 신호에 부가하므로써 상기 디지털 신호를 시프트시키는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제1 및 제2 협대역 신호를 상기 선정된 중심 주파수에 위치시키기 위해 상기 디지털 신호들이 상기 제1 및 제2 주파수-시프팅 수단에 의해 대향 방향들로 시프트되도록, 상기 제1 협대역 신호는 상기 선정된 중심 주파수의 한 측 상에 배치되고 상기 제2 협대역 신호는 상기 선정된 중심 주파수의 대향 측 상에 배치되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 주파수-시프트된 신호를 정규화하기 위한 진폭 스케일러 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  7. 제6항에 있어서, 상기 진폭 스케일러 수단은 상기 진폭 신호를 처리하므로써 상기 주파수-시프트된 신호를 정규화(normalize)하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  8. 제4항에 있어서, 상기 주파수-시프트된 신호의 상기 진폭 신호 및 상기 위상 신호를 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 실수부 신호 및 허수부 신호로 변환하기 위한 폴라 대 데카르트 변환기(polar-to-Cartesian converter)를 더 포함하며,
    상기 협대역 필터 수단은 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 상기 실수부 신호 및 상기 허수부 신호를 처리하므로써 상기 협대역 신호를 추출하도록 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시키는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  9. 제4항에 있어서, 상기 진폭 신호는 순시(instantaneous) 라디오 신호의 진폭의 대수(logarithm)에 관련되어 있는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  10. 광대역 신호를 포함하는 라디오 신호를 수신하기 위한 광대역 모드 및 협대역 신호를 포함하는 라디오 신호를 수신하기 위한 협대역 모드를 구비한 라디오 수신기에 있어서,
    a. 상기 라디오 신호를 다운컨버트시켜 다운컨버트된 신호를 발생하기 위한 다운컨버터;
    b. 상기 다운컨버트된 신호를 상기 광대역 신호에 적응된 넓은 필터 대역폭으로 필터링시켜 상기 광대역 신호 또는 상기 협대역 신호를 포함하는 필터된 신호를 발생하기 위한 광대역 필터 수단;
    c. 광대역 신호를 포함하는 상기 필터된 신호를 수신하여 상기 필터된 신호 내에 포함된 상기 광대역 신호를 복조하기 위한 광대역 복조기;
    d. 상기 협대역 신호를 포함하는 상기 필터된 신호를 디지털화시켜 디지털 신호를 발생하기 위한 디지타이저;
    e. 제1 라디오 채널 주파수에서의 제1 협대역 신호를 원하는 중심 주파수로 시프트시켜 제1 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 시프트시키기 위한 제1 주파수-시프팅 수단;
    f. 상기 제1 협대역 신호에 적응된 필터 대역폭으로 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시켜 상기 제1 협대역 신호를 추출하기 위한 협대역 필터 수단; 및
    g. 상기 추출된 제1 협대역 신호를 복조하여 제1 복조된 신호를 발생하기 위한 협대역 복조기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  11. 제10항에 있어서, 상기 디지털 신호는 상기 라디오 신호를 폴라 형태(in polar form)로 나타내고 위상 신호 및 진폭 신호를 포함하며, 상기 제1 주파수-시프팅 수단은 제1 위상 시퀀스를 상기 위상 신호에 부가하므로써 상기 디지털 신호를 시프트시키는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 주파수-시프트된 신호의 상기 진폭 신호 및 상기 위상 신호를 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 실수부 신호 및 허수부 신호로 변환하기 위한 폴라 대 데카르트 변환기(polar-to-Cartesian cinverter)를 더 포함하며,
    상기 협대역 필터 수단은 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 상기 실수부 신호 및 상기 허수부 신호를 처리하므로써 상기 협대역 신호를 추출하도록 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시키는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  13. 제10항에 있어서, 상기 제1 주파수-시프트된 신호의 상기 제1 협대역 신호가 상기 넓은 필터 대역폭의 중심에 오게 되도록 상기 선정된 중심 주파수는 상기 넓은 필터 대역폭의 중심 서브 대역 내에 위치되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  14. 제10항에 있어서, 상기 다운컨버터는 스테이지들 내의 상기 라디오 신호들을 다운컨버팅하기 위한 제1 로컬 발진기 및 제2 로컬 발진기를 포함하며, 상기 광대역 필터 수단은 상기 제1 로컬 발진기과 상기 제2 로컬 발진기 사이에 배치된 적어도 하나의 광대역 필터, 및 상기 제2 로컬 발진기 이후에 배치된 적어도 하나의 광대역 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  15. 제10항에 있어서, 상기 주파수-시프트된 신호를 정규화하기 위한 진폭 스케일러 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  16. 제11항에 있어서, 상기 진폭 신호를 처리하므로써 상기 제1 주파수-시프트된 신호를 정규화하기 위한 진폭 스케일러 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  17. 제11항에 있어서, 상기 진폭 신호는 순시(instantaneous) 라디오 신호의 진폭의 대수(logarithm)에 관련되어 있는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  18. 제10항에 있어서, 제2 라디오 채널 주파수에서의 제2 협대역 신호를 상기 선정된 중심 주파수로 시프트시켜 제2 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 시프트시키기 위한 제2 주파수-시프팅 수단을 더 포함하며,
    상기 협대역 필터 수단은 상기 제2 협대역 신호에 적응된 필터 대역폭으로 상기 제2 주파수-시프트된 신호를 필터링시켜 상기 제2 협대역 신호를 추출하고, 상기 협대역 복조기는 상기 추출된 제2 협대역 신호를 복조하여 제2 복조된 신호를 발생하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 제1 및 제2 협대역 신호는 공통 정보 내용을 가지며, 상기 협대역 복조기는 상기 추출된 제1 및 제2 협대역 신호를 함께 처리하여, 공통 정보 내용을 추출하고 다이버시티 조합을 제공하는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  20. 제18항에 있어서, 상기 디지털 신호는 상기 라디오 신호를 폴라 형태(in polar form)로 나타내고 위상 신호 및 진폭 신호를 포함하며, 상기 제1 주파수-시프팅 수단은 제1 위상 시퀀스를 상기 위상 신호에 부가하므로써 상기 디지털 신호를 시프트시키고, 상기 제2 주파수-시프팅 수단은 제2 위상 시퀀스를 상기 위상 신호에 부가하므로써 상기 디지털 신호를 시프트시키는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  21. 제18항에 있어서, 상기 제1 및 제2 협대역 신호를 상기 중심 서브 대역 내에 위치시키기 위해 상기 디지털 신호들이 상기 제1 및 제2 주파수-시프팅 수단에 의해 대향 방향들로 시프트되도록, 상기 제1 협대역 신호는 상기 선정된 중심 주파수의 한 측 상에 배치되고 상기 제2 협대역 신호는 상기 선정된 중심 주파수의 대향 측 상에 배치되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  22. 제20항에 있어서, 상기 주파수-시프트된 신호의 상기 진폭 신호 및 상기 위상 신호를 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 실수부 신호 및 허수부 신호로 변환하기 위한 폴라 대 데카르트 변환기(polar-to-Cartesian converter)를 더 포함하며,
    상기 협대역 필터 수단은 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 상기 실수부 신호 및 상기 허수부 신호를 처리하므로써 상기 협대역 신호를 추출하도록 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시키는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  23. 제20항에 있어서, 상기 진폭 신호는 순시(instantaneous) 라디오 신호의 진폭의 대수(logarithm)에 관련되어 있는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  24. 제18항에 있어서, 상기 제1 주파수-시프트된 신호의 상기 제1 및 제2 협대역 신호가 상기 넓은 필터 대역폭의 중심에 오게 되도록 상기 선정된 중심 주파수는 상기 넓은 필터 대역폭의 중심 서브 대역 내에 위치되는 것을 특징으로 하는 라디오 수신기.
  25. 제1 라디오 채널 주파수에서의 제1 협대역 신호 및 제2 라디오 채널 주파수에서의 제2 협대역 신호를 포함하는 라디오 신호를 라디오 수신기를 이용하여 수신하는 방법에 있어서,
    a. 상기 라디오 신호를 다운컨버트시켜 다운컨버트된 신호를 발생하는 단계;
    b. 상기 다운컨버트된 신호를 넓은 필터 대역폭으로 필터링시켜, 필터된 신호 - 상기 필터된 신호는 상기 제1 협대역 신호를 포함하는 제1 서브 대역 및 상기 제2 협대역 신호를 포함하는 제2 서브 대역을 가짐 -를 발생하는 단계;
    c. 상기 필터된 신호를 디지털화시켜 디지털 신호를 발생하는 단계;
    d. 상기 제1 협대역 신호를 선정된 중심 주파수로 시프트시켜 제1 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 주파수 시프트시키는 단계;
    e. 상기 제2 협대역 신호를 상기 선정된 중심 주파수로 시프트시켜 제2 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 주파수 시프트시키는 단계;
    f. 상기 협대역 신호에 적응된 필터 대역폭으로 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시켜 상기 제1 및 제2 협대역 신호를 추출하는 단계; 및
    g. 상기 추출된 제1 및 제2 협대역 신호를 복조하여 복조된 신호를 발생하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 신호 수신 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 제1 및 제2 협대역 신호는 공통 정보 내용을 가지며, 상기 복조 단계는 상기 추출된 제1 및 제2 협대역 신호를 함께 처리하여, 공통 정보 내용을 추출하고 다이버시티 조합을 제공하는 것을 특징으로 하는 라디오 신호 수신 방법.
  27. 제25항에 있어서, 상기 디지털 신호는 상기 라디오 신호를 폴라 형태(in polar form)로 나타내고 위상 신호 및 진폭 신호를 포함하며, 상기 디지털 신호의 주파수-시프팅 단계는 위상 시퀀스를 상기 위상 신호에 부가하므로써 상기 디지털 신호를 시프트시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 신호 수신 방법.
  28. 제25항에 있어서, 상기 넓은 대역폭 필터의 제1 서브 대역은 상기 선정된 중심 주파수의 한 측 상에 배치되고, 상기 넓은 대역폭 필터의 제2 서브 대역은 상기 선정된 중심 주파수의 대향 측 상에 배치되며, 상기 디지털 신호의 시프팅 단계는 상기 제1 및 제2 협대역 신호를 상기 선정된 중심 주파수에 위치시키기 위해 상기 디지털 신호를 대향 방향들로 시프트시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 신호 수신 방법.
  29. 제27항에 있어서, 상기 진폭 신호를 처리하므로써 상기 주파수-시프트된 신호를 정규화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 신호 수신 방법.
  30. 제27항에 있어서, 상기 주파수-시프트된 신호의 상기 진폭 신호 및 상기 위상 신호를 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 실수부 신호 및 허수부 신호로 변환하며, 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 상기 실수부 신호 및 상기 허수부 신호를 처리하므로써 상기 협대역 신호를 추출하도록 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시키는 단계들을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 신호 수신 방법.
  31. 제25항에 있어서, 상기 진폭 신호는 순시(instantaneous) 라디오 신호의 진폭의 대수(logarithm)에 관련되어 있는 것을 특징으로 하는 라디오 신호 수신 방법.
  32. 광대역 신호 또는 협대역 신호를 교대로 포함하는 라디오 신호를 라디오 수신기를 이용하여 수신하기 위한 방법에 있어서,
    a. 상기 라디오 신호를 다운컨버트시켜 다운컨버트된 신호를 발생하는 단계;
    b. 상기 다운컨버트된 신호를 상기 광대역 신호에 적응된 넓은 필터 대역폭으로 필터링시켜, 상기 광대역 신호 또는 상기 협대역 신호를 교대로 포함하는 필터된 신호를 발생하는 단계;
    c. 광대역 신호를 포함하는 상기 필터된 신호를 복조하여 상기 필터된 신호 내에 포함된 상기 광대역 신호를 복조하는 단계;
    d. 상기 협대역 신호를 포함하는 상기 필터된 신호를 디지털화시켜 디지털 신호를 발생하는 단계;
    e. 제1 라디오 채널 주파수에서의 제1 협대역 신호를 선정된 중심 주파수로 시프트시켜 제1 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 주파수 시프트시키는 단계;
    f. 상기 제1 협대역 신호에 적응된 필터 대역폭으로 상기 제1 주파수-시프트된 신호를 필터링시켜 상기 제1 협대역 신호를 추출하는 단계; 및
    g. 상기 추출된 제1 협대역 신호를 복조하여 제1 복조된 신호를 발생하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 신호 수신 방법.
  33. 광대역 신호 및 협대역 신호에 의해 교대로 라디오와 통신하기 위한 라디오 통신 시스템에 있어서,
    a. 제1 협대역 신호를 송신하기 위한 제1 협대역 송수신기;
    b. 제2 협대역 신호를 송신하기 위한 제2 협대역 송수신기;
    c. 광대역 신호를 송신하기 위한 광대역 송수신기; 및
    d. 광대역 신호를 포함하는 라디오 신호를 수신하기 위한 광대역 모드, 및 협대역 신호를 포함하는 라디오 신호를 수신하기 위한 협대역 모드를 갖춘 라디오 수신기를 구비한 라디오를 포함하되,
    상기 라디오 수신기는
    i) 상기 라디오 신호를 다운컨버트시켜 다운컨버트된 신호를 발생하기 위한 다운컨버터;
    ii) 상기 광대역 신호에 적응된 넓은 필터 대역폭으로 상기 다운컨버트된 신호를 필터링시켜, 상기 광대역 신호 또는 상기 협대역 신호를 포함하는 필터된 신호 -상기 협대역 신호를 포함하는 상기 필터된 신호는 상기 제1 협대역 신호를 포함하는 제1 서브 대역 및 상기 제2 협대역 신호를 포함하는 제2 서브 대역을 포함함 -를 발생하기 위한 광대역 필터 수단;
    iii) 상기 광대역 신호를 포함하는 상기 필터된 신호를 수신하여, 상기 필터된 신호 내에 포함된 상기 광대역 신호를 복조하기 위한 광대역 복조기 수단;
    iv) 상기 협대역 신호를 포함하는 상기 필터된 신호를 디지털화하여 디지털 신호를 발생하기 위한 디지타이저;
    v) 상기 제1 협대역 신호를 선정된 중심 주파수로 시프트시켜 제1 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 시프트시키기 위한 제1 주파수-시프팅 수단;
    vi) 상기 제2 협대역 신호를 상기 선정된 중심 주파수로 시프트시켜 제2 주파수-시프트된 신호를 발생시키도록 상기 디지털 신호를 시프트시키기 위한 제2 주파수-시프팅 수단;
    vii) 상기 협대역 신호에 적응된 필터 대역폭으로 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시켜 상기 제1 및 제2 협대역 신호를 추출하기 위한 협대역 필터 수단; 및
    viii) 상기 추출된 제1 및 제2 협대역 신호를 복조하여 복조된 신호를 발생하기 위한 협대역 복조기를 포함하는
    것을 특징으로 하는 라디오 통신 시스템.
  34. 제33항에 있어서, 상기 디지털 신호는 상기 라디오 신호를 폴라 형태(in polar form)로 나타내고 위상 신호 및 진폭 신호를 포함하며, 상기 제1 주파수-시프팅 수단은 제1 위상 슬로프를 상기 위상 신호에 부가하므로써 상기 디지털 신호를 시프트시키는 것을 특징으로 하는 라디오 통신 시스템.
  35. 제34항에 있어서, 상기 주파수-시프트된 신호의 상기 진폭 신호 및 상기 위상 신호를 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 실수부 신호 및 허수부 신호로 변환하기 위한 폴라 대 데카르트 변환기(polar-to-Cartesian converter)를 더 포함하며,
    상기 협대역 필터 수단은 상기 주파수-시프트된 신호를 나타내는 상기 실수부 신호 및 상기 허수부 신호를 처리하므로써 상기 협대역 신호를 추출하도록 상기 주파수-시프트된 신호를 필터링시키는 것을 특징으로 하는 라디오 통신 시스템.
  36. 제34항에 있어서, 상기 진폭 신호를 처리하므로써 상기 제1 주파수-시프트된 신호를 정규화하기 위한 진폭 스케일러 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 라디오 통신 시스템.
  37. 제33항에 있어서, 상기 제1 및 제2 협대역 신호는 공통 정보 내용을 포함하며, 상기 협대역 복조기는 상기 추출된 제1 및 제2 협대역 신호를 함께 처리하여, 공통 정보 내용을 추출하고 다이버시티 조합을 제공하는 것을 특징으로 하는 라디오 통신 시스템.
  38. 제33항에 있어서, 상기 제1 및 제2 협대역 송수신기는 상이한 위성(satellites)에 배치되는 것을 특징으로 하는 라디오 통신 시스템.
  39. 제37항에 있어서, 2개의 셀들 간의 보더 존(border zone)을 통해 라디오에 대한 소프트 핸드오버를 이동시키기 위한 수단을 더 포함하며, 상기 제1 및 제2 협대역 송수신기는 상기 라디오가 상기 핸드오버 존 내에 있을 때 동일한 정보 내용을 갖는 협대역 신호를 상기 라디오 수신기에 송신하고, 상기 협대역 송수신기들 중 하나는 상기 보더 존의 외부로 이동된 상기 라디오로의 상기 협대역 신호의 송신을 단절시키고 상기 협대역 신호의 상기 라디오 채널 주파수를 재할당하여 상기 협대역 신호가 더 이상 다른 라디오 용도로 송신되지 않게 하는 것을 특징으로 하는 라디오 통신 시스템.
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