KR20240035468A - 트랜시버 드룹 교정 - Google Patents

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KR20240035468A
KR20240035468A KR1020247001633A KR20247001633A KR20240035468A KR 20240035468 A KR20240035468 A KR 20240035468A KR 1020247001633 A KR1020247001633 A KR 1020247001633A KR 20247001633 A KR20247001633 A KR 20247001633A KR 20240035468 A KR20240035468 A KR 20240035468A
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calibration
transmitter
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KR1020247001633A
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무하마드 하산
제레미 다렌 던워스
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퀄컴 인코포레이티드
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Abstract

트랜시버는, 송신 체인의 임피던스가 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 튜닝되어 튜닝된 송신 체인을 형성하는 교정 동작 모드를 위해 구성된다. 직접 컨버전은 RF 교정 신호를 DC 오프셋 신호와 혼합하여 혼합 교정 신호를 형성한다. 정상 동작 모드 동안, 헤테로다인 믹서는 LO 신호를 IF 신호와 혼합하여 튜닝된 송신 체인을 통해 증폭되는 RF 신호를 생성한다.

Description

트랜시버 드룹 교정
본 출원은 라디오 주파수(radio frequency, RF) 애플리케이션들에 관한 것으로, 더 구체적으로는, 드룹 교정(droop calibration)을 갖는 라디오 주파수(RF) 트랜시버에 관한 것이다.
슈퍼헤테로다인 트랜시버(superheterodyne transceiver)는 중간 주파수(intermediate frequency, IF)에서의 개선된 튜닝 및 필터링과 같은, 직접 컨버전 트랜시버에 비해 다수의 이점들을 제공한다. 그러나, 슈퍼헤테로다인은 직접 컨버전 트랜시버와 비교하여 단점들도 갖는다. 예를 들어, 슈퍼헤테로다인 트랜시버에서 IF로부터 라디오 주파수(RF)로의 주파수에서의 상향 컨버전은 송신된 RF 신호에 대한 스펙트럼에 스퍼(spur)들을 도입할 수 있다. 그러한 스퍼들의 결과적인 생성은 슈퍼헤테로다인 트랜시버에 대한 스펙트럼 방사 마스크(spectral emissions mask, SEM) 요건을 만족시키기 위한 난제들을 증가시킬 수 있다.
스퍼들을 감소시키거나 또는 완화시키기 위해, 슈퍼헤테로다인 트랜시버는 그의 송신기 증폭기 체인 내에 다양한 튜닝가능 커패시터들을 포함할 수 있다. 튜닝가능 커패시터들로부터의 추가된 커패시턴스가 스퍼들을 감소시켜 스펙트럼 방사 마스크가 만족될 수 있게 하더라도, 이러한 여분의 커패시턴스는 송신된 RF 신호의 진폭에서 바람직하지 않은 감소(드룹)를 야기할 수 있다. 따라서, 바람직하지 않은 드룹을 야기하지 않으면서 스펙트럼 방사 마스크를 만족시키기 위한 적절한 양의 커패시턴스를 갖는 송신기 증폭기 체인 내의 다양한 노드들을 구성하는 것은 문제가 있다.
본 개시내용의 양태에 따르면, 송신기가 제공되며, 이는: 적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인; 중간 주파수 신호와 국부 발진기 신호를 혼합하여 송신 체인의 입력에서 라디오 주파수 데이터 신호를 형성하도록 구성된 제1 믹서(mixer); 국부 발진기 신호를 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합하여 RF 교정 신호를 형성하도록 구성된 신호 곱셈기(signal multiplier); 및 RF 교정 신호를 DC 오프셋 신호와 혼합하여 송신 체인의 입력에서 혼합 RF 교정 신호를 형성하도록 구성된 제2 믹서를 포함한다.
본 개시내용의 다른 양태에 따르면, 송신기가 제공되며, 이는: 적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인; 송신 체인의 입력에 커플링된 출력을 갖는 믹서; RF 교정 신호를 생성하도록 구성된 신호 곱셈기; 및 중간 주파수 신호 및 국부 발진기 신호가 믹서로 라우팅되는 제1 스위칭 상태, 및 DC 오프셋 신호 및 RF 교정 신호가 믹서로 라우팅되는 제2 스위칭 상태를 갖는 스위치들의 세트를 포함한다.
본 개시내용의 또 다른 양태에 따르면, 송신기가 제공되며, 이는: 적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인; 송신 체인의 입력에 커플링된 출력을 갖고, 국부 발진기 신호에 대한 노드에 커플링된 제1 입력을 갖는 믹서; 중간 주파수 신호를 믹서에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제1 스위치; 및 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전을 믹서에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제2 스위치를 포함한다.
마지막으로, 본 개시내용의 다른 양태에 따르면, 트랜시버에 대한 동작의 방법이 제공되며, 이는: 교정 동작 모드 동안: 국부 발진기(local oscillator, LO) 신호를 LO 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합하여 RF 교정 신호를 형성하는 단계; RF 교정 신호를 DC 오프셋 신호와 혼합하여 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계; 트랜시버 내의 송신 체인을 통해 혼합 RF 교정 신호를 증폭시켜 증폭된 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계; 및 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 송신 체인의 임피던스를 조정하여 튜닝된 송신 체인을 형성하는 단계를; 그리고 정상 동작 모드 동안: LO 신호를 중간 주파수 신호와 혼합하여 RF 신호를 형성하는 단계; 및 튜닝된 송신 체인을 통해 RF 신호를 증폭시키는 단계를 포함한다.
이들 특징들 및 다른 유리한 특징들은 다음의 상세한 설명을 통해 더 잘 이해될 수 있다.
도 1은 본 개시내용의 양태에 따른, 정상 및 교정 모드 둘 모두에서의 동작을 위해 구성된 예시적인 트랜시버를 예시한다.
도 2는 도 1의 트랜시버에 대한 예시적인 출력 전력 스펙트럼을 예시한다.
도 3a는 본 개시내용의 제1 양태에 따른, 교정 동작 모드가 별도의 직접 컨버전 믹서를 사용하는 도 1의 트랜시버 내의 송신 체인의 일부분을 예시한다.
도 3b는 도 3a의 송신 체인 내의 신호 곱셈기 및 주파수 더블러(frequency doubler)에 대한 회로도를 예시한다.
도 4a는 본 개시내용의 제2 양태에 따른, 교정 동작 모드가 별도의 직접 컨버전 믹서를 사용하는 도 1의 트랜시버 내의 송신 체인의 일부분을 예시한다.
도 4b는 도 4a의 송신 체인 내의 신호 곱셈기에 대한 회로도를 예시한다.
도 5는 본 개시내용의 양태에 따른, 교정 동작 모드 동안 메인 믹서가 직접 컨버전 믹서로서 사용되는 도 1의 트랜시버 내의 송신 체인의 일부분을 예시한다.
도 6은 본 개시내용의 제1 양태에 따른, 교정 동작 모드가 직접 컨버전 혼합을 사용하지 않는 도 1의 트랜시버 내의 송신 체인의 일부분을 예시한다.
도 7은 본 개시내용의 제2 양태에 따른, 교정 동작 모드가 직접 컨버전 혼합을 사용하지 않는 도 1의 트랜시버 내의 송신 체인의 일부분을 예시한다.
도 8은 본 개시내용의 양태에 따른, 교정 동작 모드의 직접 컨버전 구현을 이용한 트랜시버에 대한 예시적인 동작의 방법에 대한 흐름도이다.
도 9는 본 개시내용의 양태에 따른, 교정 동작 모드의 헤테로다인 혼합 구현을 이용한 트랜시버에 대한 예시적인 동작의 방법에 대한 흐름도이다.
도 10은 본 개시내용의 양태에 따른, 트랜시버들이 드룹 교정을 실시하는 예시적인 무선 통신 시스템을 예시한다.
본 개시내용의 실시 형태들 및 그 이점들은 뒤이어지는 상세한 설명을 참조함으로써 가장 잘 이해된다. 유사한 참조 번호들이 도면들 중 하나 이상에 예시된 유사한 엘리먼트들을 식별하는 데 사용된다는 것이 인식되어야 한다.
출력 신호 드룹을 완화시키는 교정 동작 모드를 유리하게 채용하는 헤테로다인 트랜시버가 제공된다. 제1 구현예에서, 트랜시버는, RF 교정 신호가 DC 오프셋 신호와 혼합되어 혼합 RF 교정 신호를 생성하는 직접 컨버전 혼합을 사용한다. 트랜시버의 송신기 부분에서의 송신 체인은 교정 동작 모드 동안 혼합 RF 교정 신호를 증폭시켜, 전력 검출기가, RF 교정 신호의 주파수가 원하는 출력 대역 전체에 걸쳐 스위핑(sweeping)됨에 따라 송신 체인 내의 하나 이상의 노드들에서 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 스펙트럼을 측정할 수 있게 한다. 전력 스펙트럼에 기초하여, 제어기는 송신 체인의 임피던스(예컨대, 송신 체인 커패시턴스)를 튜닝한다. 예를 들어, 제어기는 전력 스펙트럼의 대칭성(symmetry)을 개선하기 위해 송신 체인 커패시턴스를 튜닝할 수 있다. RF 교정 신호가 헤테로다인 혼합을 통해 생성되더라도, 직접 컨버전 혼합은 이러한 헤테로다인 혼합으로부터 생성된 스퍼들의 고유한 필터링을 제공한다. 따라서, 결과적인 전력 스펙트럼에는, 예컨대, 국부 발진기 주파수의 2배(2LO), 국부 발진기 주파수의 2배에서 중간 주파수를 뺀 것(2LO ― IF), 및 국부 발진기 주파수에서 중간 주파수를 뺀 것(LO-IF)에서, 그 외에서는 전력 스펙트럼을 오염시킬, 스퍼들이 실질적으로 없다. 스퍼들이 전력 스펙트럼에 존재하는 경우, 송신 체인 커패시턴스의 결과적인 튜닝은 과도한 송신 체인 커패시턴스를 초래할 수 있으며, 이는 정상 동작 모드 동안 RF 출력 신호로 하여금 바람직하지 않게 감소된 진폭(드룹)을 겪게 한다.
제2 구현예에서, 헤테로다인 혼합은 교정 동작 모드 동안 혼합 RF 교정 신호를 생성한다. 제2 구현예에서는 직접 컨버전 혼합이 사용되지 않지만, 발진기 신호의 주파수 변환된 버전과 발진기 신호(예컨대, 전압 제어식 발진기(voltage-controlled oscillator, VCO) 신호)의 헤테로다이닝(heterodyning)에 의해 스퍼들이 여전히 감소된다. 대조적으로, 정상 동작 모드 동안 트랜시버는 중간 주파수(IF) 신호를 국부 발진기(LO) 신호(예컨대, VCO 신호의 주파수 변환된 버전)와 헤테로다이닝함으로써 RF 신호를 생성한다. 트랜시버는 기저대역 신호를 다른 LO 신호와 혼합함으로써 IF 신호를 생성한다. 교정 동작 모드가 정상 동작 모드 동안 행해진 바와 같이 2개의 별도의 신호들(IF 신호 및 LO 신호)의 헤테로다이닝을 사용한 경우, 전력 측정은, 교정 동작 모드 동안 2개의 관련된 신호들의 헤테로다이닝에 의해 대신 감소되는 스퍼들에 의해 다시 오염될 수 있다. 따라서, 교정 모드 구현예들 둘 모두는 유리하게 드룹을 완화시킨다.
트랜시버 아키텍처
예시적인 트랜시버(100)가 도 1에 도시되며, 이는 송신기 송신 체인(101)의 일부분 및 수신기 수신 체인(105)의 일부분을 포함한다. 송신 체인(101)은 믹서(110)에서부터 안테나(또는 안테나들의 서브 어레이)(115)까지 연장된다. 수신 체인(105)은 안테나(115)에서부터 수신 중간 주파수(IF) 신호에 대한 노드(120)까지 연장된다. 송신 체인(101)에서, 송신 IF 신호는, 송신 IF 신호를 국부 발진기(LO) 신호와 혼합함으로써 정상 동작 모드 동안 믹서(110)에서 라디오 주파수(RF) 신호로 업컨버팅된다. 예를 들어, LO 신호는 전압 제어식 발진기(VCO)(125)로부터의 출력 신호의 주파수를 배가하는 주파수 더블러(160)에 의해 생성될 수 있다. 송신 체인(101)은 스테이지 1(STG1) 증폭기, 스테이지 2 증폭기(STG2), 및 스테이지 3 증폭기(STG3)와 같은 RF 신호를 연속적으로 증폭시키는 여러 개의 증폭기들을 포함한다. 위상 시프터(phase shifter, PS)(145)가, RF 신호가 송신 체인(101)을 통해 증폭됨에 따라, 예컨대 빔 조향을 위해 RF 신호를 위상 시프트하도록 STG2 증폭기와 STG3 증폭기 사이에 개재된다. 전력 증폭기(power amplifier, PA)는, 증폭된 RF 신호가 안테나(115)로 구동되기 전에 송신 체인(101)에서 최종 증폭기로서 기능한다.
수신 체인(105)은 서큘레이터(예시되지 않음)와 같은 격리 디바이스를 통해 안테나(115)에 커플링하여, 송신 체인(101)으로부터 수신 체인(105)으로의 증폭된 RF 신호의 수신을 억제한다. 수신 체인(105)은 초기 저잡음 증폭기(low-noise amplifier, LNA) 및 제1 증폭기(AMP1)와 같은 추가적인 증폭기를 포함하여, 안테나(115)로부터의 수신된 RF 신호를 연속적으로 증폭시킨다. 수신된 RF 신호에 대한 빔 조향을 가능하게 하기 위해, 수신 체인(105)은 AMP1로부터의 증폭된 수신 RF 신호를 위상 시프트하여, 위상 시프트된 RF 신호를 수신 IF 신호로 다운컨버팅하기 위해 LO 신호와 믹서(155)에서 혼합되는 위상 시프트된 RF 신호를 생성하는 위상 시프터(150)를 포함한다. 이어서, 수신 IF 신호는, 예컨대 저역 통과 필터(low-pass filter, LPF)에서 필터링되고, 수신 체인(105)에서의 추가 신호 프로세싱을 위해 제2 증폭기(AMP2)에서 증폭될 수 있다. 트랜시버(100)는 송신 체인(101)에 더하여 복수의 송신 체인들을 포함할 수 있다는 것이 이해될 것이다. 유사하게, 트랜시버(100)는 수신 체인(105)에 더하여 복수의 수신 체인들을 포함할 수 있다. 트랜시버(100)는 모드 또는 다른 신호 프로세싱 회로들에 의한 추가적인 프로세싱을 위해 IF 신호들을 기저대역으로 컨버팅하기 위한 다른 회로부를 추가로 포함할 수 있다.
앞서 언급된 바와 같이, 트랜시버(100)에 대해 예시된 것과 같은 슈퍼헤테로다인 아키텍처는 직접 RF 컨버전의 사용과 비교하여 개선된 튜닝 및 필터링을 제공할 수 있다. 그러나, 이들 이점들은 스펙트럼 방사 마스크 요건에 영향을 미치는 스퍼들의 희생으로 도달할 수 있다. 송신 체인(101) 내의 믹서(110)로부터의 RF 신호에서 스퍼들의 생성은 IF 주파수 및 LO 신호 주파수에 의존한다. 예를 들어, 트랜시버(100)는 24.25 ㎓ 내지 29.5 ㎓ 범위의 밀리미터 대역에서의 동작을 위해 구성된다고 가정한다. 안테나(115)로부터의 송신된 RF 신호에 대한 예시적인 출력 스펙트럼이 도 2에 도시된다. 이러한 구현예에서, IF 주파수는 8.25 ㎓이고, LO 주파수는 16 ㎓이다. 이들 2개의 주파수들의 헤테로다인 혼합은, LO 주파수의 2배에서 IF 주파수를 뺀 것(2LO ― IF)에서 하나의 스퍼 및 2LO에서 하나의 스퍼를 포함하는 다양한 스퍼들을 초래한다. 2LO ― IF 스퍼의 주파수는 23.75 ㎓이며, 이는 24.25 ㎓의 최저 대역 주파수에 매우 가깝다. 유사하게, 32 ㎓의 2LO 주파수는 29.5 ㎓의 최고 대역 주파수에 상대적으로 가깝다. 따라서, 이들 스퍼들은 트랜시버(100)에 대한 출력 스펙트럼의 전력 측정을 오염시켜, 잘못된 전력 측정을 초래할 수 있다. 예를 들어, 송신 체인(101)은 RF 신호 전력이 측정되는 다양한 탭들을 가질 수 있으며, 이는 믹서(110)의 출력에서의 제1 전력 검출 탭(PDET1), 제2 스테이지 증폭기(STG2)의 출력에서의 제2 전력 검출 탭(PDET2), 제3 스테이지 증폭기(STG3)의 출력에서의 제3 전력 검출 탭(PDET3), 및 전력 증폭기의 출력에서의 제4 전력 검출 탭(PDET4)을 포함한다. 이들 검출 탭들은 또한 노드들로 표기될 수 있다. 단일 전력 검출기(165)가 이들 탭들에 순차적으로 커플링하여, 대응하는 신호 전력을 측정할 수 있다. 대안적으로, 각각의 탭은 그 자신의 별도의 전력 검출기를 가질 수 있다. 이러한 전력 검출과 관련하여, 출력 믹서(110)가 송신 IF 신호와 LO 신호를 혼합함에 따라 LO 주파수를 스위핑할 수 있어, 결과적인 RF 신호가 출력 대역에 걸친 주파수에서 스위핑하고 다양한 탭들에서 출력 전력 스펙트럼을 관찰하게 한다. 이것은 순차적으로 행해지는데, 제1 전력 검출 탭(PDET1)으로 시작하여 제4 전력 검출 탭(PDET4)으로 종료될 수 있다. 관찰된 스펙트럼에 기초하여, 송신 체인(101)의 임피던스가 조정될 수 있다. 예를 들어, 송신 체인(101) 내의 전력 검출 탭들 또는 노드들은 또한, 대응하는 튜닝가능 또는 조정가능 커패시터들에 커플링할 수 있다. 믹서(110)의 출력은 튜닝가능 커패시터(C1)에 커플링할 수 있고, 스테이지 2 증폭기(STG2)의 출력은 튜닝가능 커패시터(C2)에 커플링할 수 있고, 스테이지 3 증폭기(STG3)의 출력은 튜닝가능 커패시터(C3)에 커플링할 수 있고, 전력 증폭기의 출력은 튜닝가능 커패시터(C4)에 커플링할 수 있다. 제어기(140)는 전력 측정들에 기초하여 이들 튜닝가능 커패시터들의 튜닝을 제어한다.
튜닝은 다양한 방식들로 수행될 수 있다. 일 구현예에서, 제어기(140)는 제1 전력 검출 탭(PDET1)으로부터 측정된 출력 전력 스펙트럼을 분석하고, 출력 전력이 출력 대역에 걸쳐 실질적으로 대칭일 때까지 튜닝가능 커패시터(C1)의 커패시턴스를 조정할 수 있다. 이어서, 이러한 커패시턴스 값 또는 튜닝 신호는 정상 동작 모드 동안 사용될 수 있도록 저장될 수 있다. 도 2의 예시적인 스펙트럼을 다시 참조하면, 출력 대역의 낮은 단부에서의 출력 전력이 높은 단부에서의 출력 전력과는 실질적으로 상이한 것이 바람직하지 않을 수 있다(이러한 예에서, 낮은 단부는 24.25 ㎓이고 높은 단부는 29 ㎓임). 따라서, 제어기(140)는, 제1 전력 검출 탭(PDET1)으로부터의 출력 전력 스펙트럼이 충분히 대칭일 때까지 튜닝가능 커패시터(C1)를 튜닝할 수 있다. 이어서, 제어기(140)는 제2 전력 검출 탭(PDET2)으로부터의 출력 전력 스펙트럼에 기초하여 튜닝가능 커패시터(C2)를 튜닝할 수 있다. 이어서, 제어기(140)는 제3 전력 검출 탭(PDET3)으로부터의 출력 전력 스펙트럼에 기초하여 튜닝가능 커패시터(C3)를 튜닝할 수 있다. 마지막으로, 제어기(140)는 송신 체인(101)의 튜닝을 완료하도록 제4 전력 검출 탭(PDET4)으로부터의 출력 전력 스펙트럼에 기초하여 튜닝가능 커패시터(C4)를 튜닝하여, 송신 체인(101)이 정상 동작 모드에서 이어서 사용될 튜닝된 송신 체인을 형성하게 할 수 있다. 커패시터들(C2, C3, C4)에 대한 결과적인 커패시턴스 값들 또는 튜닝 신호들이 또한 저장될 수 있어, 커패시터들(C2, C3, C4)이 교정 이후에 정상 동작 모드 동안 그에 따라 구성될 수 있게 할 수 있다.
교정 동작 모드의 직접 컨버전 구현예들
방금 설명된 전력 측정들은 LO 및 송신 IF 신호들의 믹서(110)에서의 헤테로다이닝에 의해 도입된 스퍼들에 의해 오염될 수 있다. 스퍼들에 의해 기여되는 이러한 여분의 전력에 기초하여, 제어기(140)는, 송신된 RF 신호의 진폭으로 하여금 출력 스펙트럼의 낮은 그리고 높은 단부에서와 같이 바람직하지 않게 드룹되게 하는 과도한 커패시턴스가 추가되도록 튜닝가능 커패시터들을 조정할 수 있다. 제어기(140)는 또한, 혼합 RF 교정 신호의 주파수가 교정 동작 모드 동안 트랜시버(100)의 원하는 출력 스펙트럼에 걸쳐 스위핑되도록 LO 신호 주파수를 제어한다. 튜닝가능 커패시터들을 더 정확하게 튜닝하고 드룹을 완화시키기 위해, 송신 체인(101)은 도 3a에 도시된 바와 같은 직접 컨버전 믹서(305)를 포함하도록 수정될 수 있다. 따라서, 믹서(110)는 또한, 그것을 직접 컨버전 믹서(305)로부터 구별하기 위해 본 명세서에서 메인 믹서(110)로 표기될 것이다. 메인 믹서(110) 및 직접 컨버전 믹서(305)는 또한 단일 종단형 믹서들로서 구현될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 따라서, 하기의 논의는 일반성의 손실 없이 차별적인 구현예들에 관한 것일 것이다. 주파수 더블러(160) 및 메인 믹서(110)는 도 1에 대해 논의된 바와 같이 정상 동작 모드 동안 동작한다. 정상 동작 동안, 스위치(S1c, S1b) 둘 모두가 폐쇄되어, 메인 믹서(110)가 송신 IF 신호 및 LO 신호 둘 모두를 수신하게 한다. 이어서, 메인 믹서는 RF 신호를 이용하여 변압기(T)를 통해 제1 스테이지 증폭기(STG1)(도 3a에 도시되지 않음)를 구동시키기 위해 정상 동작 모드 동안 송신 IF 신호 및 LO 신호를 곱한다. 송신 체인(101)의 나머지 부분은 예시 명확성을 위해 도 3a에 도시되어 있지 않지만, 트랜시버(100)에 대해 논의된 바와 같이 배열될 수 있다. 이러한 구현예에서, VCO 주파수는 메인 믹서(110)에 의해 생성된 RF 신호의 주파수의 대략 1/3이다. 송신 IF 신호의 주파수는 또한 RF 신호의 주파수의 대략 1/3이다(이러한 주파수는 또한 다음의 논의에서 RF로 표기됨). 더블러(160)가 VCO 주파수를 배가하여 LO 신호를 생성하기 때문에, LO 신호 주파수는 대략 2/3 RF이다. 따라서, 1/3 RF 송신 IF 신호와 2/3 RF LO 신호 사이의 메인 믹서(110)에서의 혼합은 정상 동작 모드 동안 RF 주파수에서 RF 신호를 생성할 것이다.
교정 동작 모드 동안, 메인 믹서(110)는 스위치들(S1b, S1c)의 개방에 의해 바이패스된다. 추가로, 교정 동작 모드 동안 스위치(S1a)가 폐쇄되어, VCO 신호를 신호 곱셈기(315)에 커플링한다. 신호 곱셈기(315)는 VCO 신호를 주파수 더블러(160)로부터의 LO 신호와 곱하여, RF 주파수에서 발진하는 RF 교정 신호를 생성하는 기능을 한다. RF 주파수가 LO 신호 주파수에 비해 VCO 주파수에 의해 스텝 업되기 때문에, 신호 곱셈기(315)는 1배(x1) 곱셈기인 것으로 간주될 수 있다. 대조적으로, 주파수 더블러(160)는, 그것이 VCO 주파수를 배가하여 LO 신호를 생성하기 때문에 2배(x2) 멀티플렉서인 것으로 간주될 수 있다. 주파수 더블러(160)는 대안적인 구현예들에서, 단지 주파수 배가(frequency doubling) 외에 다른 배수들의 VCO 주파수를 생성할 수 있는 주파수 곱셈기의 일례이다.
RF 교정 신호는 교정 동작 모드 동안 DC 오프셋 신호와 직접 컨버전 믹서(305)에서 혼합되어, RF 교정 신호로부터 주파수가 변하지 않는 혼합 RF 교정 신호를 생성한다. 직접 컨버전 믹서(305)는 또한 교정 믹서(CAL)로 표기될 수 있다. VCO 주파수가 교정 모드 동작 동안 출력 대역에 대한 최저 주파수의 1/3에서부터 출력 대역의 최고 주파수의 1/3까지 스위핑됨에 따라, 송신 체인(101)을 통해 증폭되는 혼합 RF 교정 신호는 출력 대역에 걸친 그의 주파수 스윕을 가질 것이다. 이어서, 튜닝가능 커패시터들의 교정은, 혼합 RF 교정 신호가 송신 체인을 통해 증폭됨에 따라 그의 전력 측정들에 기초하여 결정될 수 있다. 직접 컨버전 믹서(305)에서의 직접 컨버전으로 인해 혼합 RF 교정 신호에 대한 스퍼들이 억제되기 때문에, 결과적인 교정은 정상 동작 모드 동안 메인 믹서(110)에서 발생하는 것과 같은 헤테로다인 혼합을 사용하는 교정과 비교하여 더 정확하다. 이어서, 튜닝가능 커패시터들에 대한 커패시턴스 값들은 정상 동작 모드 동안 더 정확하게 설정될 수 있는데, 이는 교정이 스퍼들에 의해 영향을 받지 않았기 때문이다. 추가로, 신호 곱셈기(315)에서의 곱셈은, 그것이 LO 신호와 VCO 신호의 헤테로다인 혼합이더라도, 유리하게는 메인 믹서(110)와 비교하여 신호 곱셈기(315)의 단순화된 구성으로 인해 메인 믹서(110)에서의 유사한 헤테로다인 혼합과 비교할 때 더 적은 스퍼들을 생성할 수 있다. 메인 믹서(110)는 또한 제1 믹서로 표기될 수 있다. 유사하게, 직접 컨버전 믹서(305)는 또한 제2 믹서로 표기될 수 있다.
신호 곱셈기(315) 및 주파수 더블러(160)에 대한 예시적인 구성이 도 3b에 도시된다. 주파수 더블러(160)는, 그들의 드레인들이 공통 드레인 노드에서 함께 접속되어 있고 그들의 소스들이 접지(또는 접지로서 기능하는 일부 기준 전위)에 접속되어 있는, n형 금속 산화물 반도체(NMOS) 트랜지스터들(M1, M2)의 매칭된 쌍을 포함한다. VCO 신호의 포지티브 컴포넌트가 트랜지스터(M1)의 게이트를 구동시키는 반면, VCO 신호의 네거티브 컴포넌트는 트랜지스터(M2)의 게이트를 구동시킨다. 트랜지스터들(M1, M2)의 드레인들은 3-코일 변압기(T1) 내의 제1 코일에 접속된다. 변압기(T1)의 제2 코일은 메인 믹서(110)의 입력 단자에 접속한다. 변압기(T1)의 제3 코일은 신호 곱셈기(315) 내의 트랜지스터들(M3, M4)의 차동 쌍의 드레인들에 커플링한다. 변환기(T1)는 트랜지스터들(M1, M2)의 동작에 의해 바이어싱되어, 그것이 주파수 더블러(160)의 주파수 배가를 제공하도록 비선형적으로 동작하게 한다.
주파수 더블러(160)에서의 주파수 배가로 인해, 신호 곱셈기(315) 내의 트랜지스터들(M3, M4)의 차동 쌍에 대한 드레인 전류는 VCO 주파수의 2배에서 발진한다. 트랜지스터(M3)의 드레인은 신호 곱셈기(315)에서 변압기(T2) 내의 제1 코일의 제1 단자에 접속한다. 유사하게, 트랜지스터(M4)의 드레인은 변압기(T2) 내의 제1 코일의 제2 단자에 접속한다. VCO 신호의 포지티브 컴포넌트가 트랜지스터(M3)의 게이트를 구동시키는 반면, VCO 신호의 네거티브 컴포넌트는 트랜지스터(M4)의 게이트를 구동시킨다. 따라서, VCO 주파수의 2배에서 발진하는 트랜지스터들(M3, M4)의 드레인 전류를 조향하는 데 있어서 그들의 차동 쌍의 차동 액션은, 변압기(T2)의 제1 코일을 통한 전류가 RF 주파수(VCO 주파수의 3배)에서 발진하게 할 것이다. 변압기(T2)의 나머지 제2 코일은 교정 믹서(305)의 입력 단자에 커플링한다.
송신 체인 내의 튜닝가능 커패시터들의 직접 컨버전, 및 결과적인 정확한 전력 측정들 및 튜닝은 다양한 대안적인 구현예들에 의해 실시될 수 있다. 예를 들어, 주파수 더블러(160)가 송신 체인으로부터 생략될 수 있도록 VCO 주파수가 RF 주파수의 2/3임을 가정한다. 그러한 구현예에서, VCO 출력 신호는 직접 LO 신호를 형성한다. 도 4a에 도시된 바와 같이, 메인 믹서(110)는 정상 동작 모드 동안 송신 IF 신호와 LO 신호를 혼합한다. 정상 동작 모드 동안, 스위치(S2c) 및 스위치(S2b) 둘 모두가 폐쇄되어, 메인 믹서가 LO 및 송신 IF 신호들을 수신하게 한다. 송신 IF 신호는 정상 동작 모드 동안 스위치(S2c)를 통해 메인 믹서(110)의 입력 포트에 커플링한다. 동시에, LO 신호는 스위치(S2b)를 통해 메인 믹서(110)의 다른 입력 단자에 커플링한다. 스위치(S2a)가 개방되어, 정상 동작 모드 동안 신호 곱셈기(415)의 입력 단자를 LO 신호로부터 격리시킨다. 대조적으로, 스위치(S2a)는 교정 동작 모드 동안 폐쇄되어, LO 신호가 신호 곱셈기(415)에서 곱해져 RF 교정 신호를 형성할 수 있게 하며, RF 교정 신호는 이어서, 교정 믹서(305)에서 DC 오프셋과 혼합되어 도 3a와 관련하여 유사하게 논의된 바와 같이 혼합 RF 교정 신호를 형성한다. 스위치들(S2b, S2c)은 교정 동작 모드 동안 개방되어, 메인 믹서(110)의 입력 단자들을 LO 및 송신 IF 신호들로부터 격리시킨다. 교정 동작 모드 동안, 2로 나누는(divide-by-two) 주파수 분주기(405)는 LO 신호를 IF 주파수로 감소시켜서, 신호 곱셈기(415)가 LO 신호 주파수를 IF 주파수만큼 증가시켜 RF 교정 신호를 생성할 수 있게 한다. 이어서, RF 교정 신호 주파수는 출력 대역에 걸쳐 스위핑될 수 있어, 튜닝가능 커패시터들의 전력 측정들 및 튜닝이 도 3a와 관련하여 논의된 바와 같이 실질적으로 스퍼가 없는 톤(substantially-spur-free tone)으로 수행될 수 있게 한다.
신호 곱셈기(415)의 예시적인 구현예가 도 4b에 도시된다. 주파수 분주기(405)로부터의 분주된 출력 신호는 신호 곱셈기(415) 내의 NMOS 트랜지스터(M5)의 게이트를 구동시킨다. 트랜지스터(M5)의 소스는 접지에 접속하는 반면, 그의 드레인은 NMOS 트랜지스터들(M6, M7)의 차동 쌍의 드레인들에 접속한다. VCO 신호의 포지티브 컴포넌트는 차동 쌍 트랜지스터(M6)의 게이트를 구동시키는 반면, VCO 신호의 네거티브 컴포넌트는 차동 쌍 트랜지스터(M7)의 게이트를 구동시킨다. 트랜지스터들(M6, M7)의 차동 쌍은 트랜지스터들(M3, M4)의 차동 쌍에 대해 논의된 바와 유사하게 변압기(T3) 내의 제1 코일에 대하여 배열된다. 변압기(T3)의 나머지 제2 코일은 교정 믹서(305)의 입력 단자에 커플링한다. 트랜지스터들(M6, M7)의 차동 쌍에 대한 테일 전류는 IF 주파수(RF의 1/3)에서 발진하여, VCO 주파수(RF의 2/3)와의 곱셈이 교정 믹서(305)를 구동시키기 위해 RF 주파수에서 발진하는 혼합 RF 교정 신호를 생성하게 한다.
또 다른 직접 컨버전 구현예에서, 메인 믹서(110)는 정상(임무) 동작 모드 동안 헤테로다인 믹서로서 그리고 교정 동작 모드 동안 직접 컨버전 믹서로서 동작하도록 구성될 수 있다. 이러한 방식으로, 별도의 직접 컨버전 믹서가 필요하지 않기 때문에 밀도가 증가되지만, 교정 동작 모드는 RF 교정 신호를 DC 오프셋 신호와 혼합하는 것에 응답하여 직접 컨버전의 스퍼 필터링 특징들을 여전히 갖는다. 별도의 교정 믹서의 사용에 의해 밀도가 증가되더라도, 교정 믹서의 더 단순한 구성은 유리하게는, 교정을 위해 메인 믹서를 재사용하는 것과 비교하여 더 적은 스퍼들을 생성할 수 있다. 메인 믹서가 교정을 위해 재사용되는 예시적인 구현예가 도 5에 도시된다. 이러한 구현예에서, VCO 신호 주파수는 RF 주파수의 1/3이므로, 정상 동작 모드 동안 VCO 신호가 주파수 더블러(160)에서 배가되어 RF 주파수의 2/3에서 LO 신호를 생성한다. 스위치들(S5)의 쌍이 정상 동작 모드 동안 폐쇄되어, LO 신호가 신호 곱셈기(315)를 바이패스하게 한다. 스위치들(S3)의 쌍이 또한 정상 동작 모드 동안 폐쇄되어, 송신 IF 신호가 메인 믹서(110)에서 LO 신호와 헤테로다이닝되어 RF 신호를 생성할 수 있게 한다. 본 명세서에서 논의된 혼합 대안예들에 의해 정상 모드 및 교정 모드 둘 모두 동안 구동될 송신 체인 내의 시작 엘리먼트는, 송신 체인(101)과 일치할 스테이지 1 증폭기로서 도 3a, 도 4a, 및 도 5 내지 도 7에 지정된다는 것에 유의한다. 그러나, 송신 체인 구현예는, 스테이지 1 증폭기가, 어떠한 것이든 메인 믹서(110) 이후 특정 송신 체인 구현예의 입력 노드에 있는 엘리먼트로 대체될 수 있도록 대안적인 구현예들에서 변경될 수 있다는 것이 이해될 것이다.
교정 동작 모드에서, 스위치들(S5)은 개방되어, LO 신호가 신호 곱셈기(315)에서 VCO 신호와 곱해져 RF 교정 신호를 생성할 수 있게 한다. 교정 동작 모드 동안 스위치(S3)들이 개방되고 스위치(S4)들의 쌍이 폐쇄되어, DC 오프셋 신호가 메인 믹서(110)에서 RF 교정 신호와 혼합되어 혼합 RF 교정 신호를 생성할 수 있게 한다. 따라서, 메인 믹서(110)는 유리하게는 교정 동작 모드 동안 직접 컨버전 믹서로서 기능하고 있다. 정상 동작 모드 동안, 스위치들(S4)은 개방되어 메인 믹서(110)로부터 DC 오프셋 신호를 격리시킨다.
RF 교정 신호는 도 3a, 도 4a, 및 도 5에 관하여 논의된 바와 같이 다양한 방식들로 생성될 수 있다. 이들 모든 경우들에서, RF 교정 신호는 LO 신호를 LO 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합함으로써 형성되는 것으로 간주될 수 있다. 예를 들어, 도 3a에서 VCO 신호는 배가되어 LO 신호를 형성한다. 그러한 경우에, VCO 신호는, VCO 주파수가 LO 주파수의 1/2이기 때문에 LO 신호의 주파수 변환된 버전인 것으로 간주될 수 있다. 이어서, 신호 곱셈기(315)는 LO 신호를 LO 신호의 주파수 변환된 버전과 곱하여(함께 혼합하여) RF 교정 신호를 형성하는 기능을 한다. 유사하게, 도 4a에서 VCO 신호는 LO 신호로서 기능한다. 이어서, 이러한 LO 신호는 주파수 분주기(405)에 의해 주파수가 2로 나누어져, RF 교정 신호를 형성하기 위해 신호 곱셈기(415)에서 LO 신호가 곱해진 LO 신호의 주파수 변환된 버전을 형성한다. 마지막으로, 도 5에서 VCO 신호는 주파수가 배가되어 LO 신호를 형성한다. 따라서, 도 3a에 대해 방금 논의된 바와 같이, VCO 신호는, VCO 주파수가 LO 주파수의 1/2이기 때문에 LO 신호의 주파수 변환된 버전인 것으로 간주될 수 있다. 도 5의 신호 멀티플렉서(315)는 다시, LO 신호를 LO 신호의 주파수 변환된 버전과 곱하여 RF 교정 신호를 형성하는 기능을 한다.
교정 동작 모드의 헤테로다인 구현예들
일부 구현예들에서, 헤테로다인 혼합은 교정 동작 모드 동안 RF 교정 신호를 생성한다. 이어서, 스퍼들의 직접 컨버전 필터링이 발생하지 않더라도, 정상 동작 모드 동안 발생하는 바와 같이 IF 신호와 LO 신호를 헤테로다이닝하는 대신에, 교정 동작 모드 동안 VCO 신호에 LO 신호(이는 결국 VCO 신호의 주파수 번환된 버전임)를 곱함으로써 스퍼 생성이 감소될 수 있다. 더 구체적으로, 헤테로다인 트랜시버가 LO=2/3*RF 및 IF=1/3*RF인 주파수 계획을 사용하는 경우, 2LO-IF 스퍼는 정확히 RF에 있을 수 있다. 이것은 관심 대역에 걸친 전력 측정에서 고정된 오차 항을 초래하고, 따라서 전체 측정 오차로부터 제외될 수 있다. 그러나, 2*LO와 같은 다른 스퍼들이 존재하고 관심 주파수에서 유의하면, 직접 컨버전 기반 교정이 헤테로다인 기반 교정 대신에 사용될 수 있다. VCO 주파수가 RF 주파수의 1/3인 예시적인 헤테로다인 구현예가 도 6에 도시된다. 정상 동작 모드 동안, 인에이블 교정 신호(Enb_cal)는 거짓이어서, 스위치들(S6)의 쌍이 폐쇄되어 메인 믹서(110)를 송신 IF 신호로 구동시키게 한다. 스위치들(S7)의 쌍이 정상 동작 모드 동안 개방된다. VCO 신호는 정상 동작 모드 및 교정 동작 모드 둘 모두 동안 주파수 더블러(160)에서 배가되어, LO 신호를 형성한다. 교정 동작 모드에서, 스위치들(S6)은 개방되고 스위치들(S7)은 폐쇄되어, VCO 신호가 LO 신호와 메인 믹서에서 곱해질 수 있게 한다. VCO 주파수가 RF 주파수의 1/3이기 때문에, LO 신호 주파수는 RF 주파수의 2/3이다. 따라서, 교정 동작 모드 동안 메인 믹서(110)에서의 곱셈은 RF 주파수에서 혼합 RF 교정 신호를 생성할 것이다. 이어서, VCO 신호는, 혼합 RF 교정 신호의 주파수가 RF 출력 대역에 걸쳐 스위핑하도록 튜닝된다. 이어서, 출력 전력 스펙트럼이 측정되고, 앞서 논의된 바와 같이 송신 체인의 커패시턴스가 조정될 수 있다. 일부 실시예들에서, 증폭기(610)는, VCO 신호가 교정 동작 모드 동안 메인 믹서(110)에서 곱해지기 전에 VCO 신호를 부스팅하는 데 사용될 수 있다.
VCO 주파수가 RF 주파수의 2/3인 예시적인 헤테로다인 구현예가 도 7에 도시된다. 그러한 구현예에서, VCO 신호는 LO 신호이므로, 어떠한 주파수 배가도 없다. 정상 동작 모드 동안, VCO 신호는 메인 믹서(110)에서 송신 IF 신호와 헤테로다이닝되어, 송신 체인에 대한 RF 신호를 생성한다. 스위치들(S8)의 쌍이 정상 동작 모드 동안 폐쇄되어, 송신 IF 신호가 메인 믹서(110)에 커플링할 수 있게 한다. 교정 동작 모드로의 전이에서, 스위치들(S8)은 개방되고 스위치들(S9)의 쌍은 폐쇄된다. 스위치들(S9)은 VCO 신호를 2로 나누는 주파수 분주기(405)에 커플링하여, RF 주파수의 1/3에서 발진하는 LO 신호의 주파수 변환된 버전을 생성한다. 이어서, 메인 믹서(110)는 LO 신호의 주파수 변환된 버전 및 LO 신호를 헤테로다이닝하여, 송신 체인을 구동시키는 혼합 RF 교정 신호를 생성한다.
예시적인 동작의 방법들
교정 동작 모드의 직접 컨버전 구현을 이용한 트랜시버에 대한 예시적인 동작의 방법이 이제 도 8의 흐름도를 참조하여 논의될 것이다. 방법은 교정 동작 모드 동안 발생하는 활동들(800, 805, 810, 815)의 세트를 포함한다. 활동(800)은, LO 신호를 LO 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합하여 RF 교정 신호를 형성하는 단계를 포함한다. 도 3a 및 도 5에 관하여 논의된 바와 같이, 신호 곱셈기(315)에서의 VCO 신호와 LO 신호의 혼합은 활동(800)의 일례이다. 유사하게, 도 4a에 관하여 논의된 바와 같이, 신호 곱셈기(415)에서의 VCO 신호의 2로 나누어진 주파수 버전(frequency-divided-by-two version)과 VCO 신호의 혼합은 활동(800)의 일례이다.
활동(805)은, RF 교정 신호를 DC 오프셋 신호와 혼합하여 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계를 포함한다. 도 3a 및 도 4a와 관련하여 논의된 바와 같은 교정 믹서(305)에서의 혼합 및 도 5와 관련하여 논의된 바와 같은 메인 믹서(110)에서의 혼합(교정 동작 모드 동안)은 활동(805)의 모든 예들이다. 활동(810)은, 송신기 내의 송신 체인을 통해 혼합 RF 교정 신호를 증폭시켜 증폭된 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계를 포함한다. 송신 체인(101)을 통한 혼합 RF 교정 신호의 증폭은 활동(810)의 일례이다. 마지막으로, 활동(815)은, 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 송신 체인의 임피던스를 조정하여 튜닝된 송신 체인을 형성하는 단계를 포함한다. 튜닝가능 커패시터들(C1, C2, C3, C4)의 제어기(140)에 의한 튜닝은 활동(815)의 일례이다.
방법은 또한, 정상 동작 모드 동안 발생하는 활동들(820, 825)을 포함한다. 활동(820)은, LO 신호를 중간 주파수 신호와 혼합하여 RF 신호를 형성하는 단계를 포함한다. 도 3a, 도 4a 및 도 5에 대해 논의된 바와 같이, 정상 동작 모드 동안 메인 믹서(110)에서의 혼합은 활동(820)의 예들이다. 마지막으로, 활동(825)은, 튜닝된 송신 체인을 통해 RF 신호를 증폭시키는 단계를 포함한다. 정상 동작 모드 동안 튜닝된 송신 체인(101)을 통한 RF 신호의 증폭은 활동(825)의 일례이다.
교정 동작 모드의 헤테로다인 믹서 구현을 이용한 트랜시버에 대한 예시적인 동작의 방법이 이제 도 9의 흐름도를 참조하여 논의될 것이다. 방법은 교정 동작 모드 동안 발생하는 활동들(900, 905, 910)의 세트를 포함한다. 활동(900)은, LO 신호를 LO 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합하여 RF 교정 신호를 형성하는 단계를 포함한다. 도 6 및 도 7과 관련하여 논의된 바와 같이, 메인 믹서(110)에서의 VCO 신호와 LO 신호의 혼합은 활동(900)의 일례이다.
활동(905)은, 송신기 내의 송신 체인을 통해 혼합 RF 교정 신호를 증폭시켜 증폭된 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계를 포함한다. 송신 체인(101)을 통한 (도 6 및 도 7 중 어느 하나에서 생성된 바와 같은) 혼합 RF 교정 신호의 증폭은 활동(905)의 일례이다. 마지막으로, 활동(910)은, 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 송신 체인의 임피던스를 조정하여 튜닝된 송신 체인을 형성하는 단계를 포함한다. 튜닝가능 커패시터들(C1, C2, C3, C4)의 제어기(140)에 의한 튜닝은 활동(910)의 일례이다.
방법은 또한, 정상 동작 모드 동안 발생하는 활동들(915, 920)을 포함한다. 활동(915)은, LO 신호를 중간 주파수 신호와 혼합하여 RF 신호를 형성하는 단계를 포함한다. 도 6 및 도 7에 대해 논의된 바와 같이, 정상 동작 모드 동안 메인 믹서(110)에서의 혼합은 활동(915)의 예들이다. 마지막으로, 활동(920)은, 튜닝된 송신 체인을 통해 RF 신호를 증폭시키는 단계를 포함한다. 정상 동작 모드 동안 튜닝된 송신 체인(101)을 통한 RF 신호의 증폭은 활동(920)의 일례이다.
수신기 이득 및 교정
다시 도 1을 참조하면, 교정 동작 모드 동안 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 생성은 유리하게는, 수신 체인(105)의 이득을 측정하기 위한 것일 수 있다. 하나의 송신 체인(101)으로부터의 증폭된 혼합 RF 교정 신호는 다른 수신 체인(105)에 의해 수신될 수 있고, 수신된 전력은, 예컨대 수신 체인(105)에 대한 입력(PDET5 측정)에서 그리고 PDET6 전력 측정을 통해 수신 체인(105)의 출력(수신 IF 신호)에 대한 노드(120)에서 측정될 수 있다.
본 명세서에 개시된 바와 같은 드룹 교정을 이용한 트랜시버가 매우 다양한 통신 시스템들 및 프로토콜들에 포함될 수 있다. 기지국(1002) 및 사용자 장비(1006)를 포함하는 예시적인 시스템(1000)이 도 10에 도시되어 있다. 기지국(1002) 및 사용자 장비(1006) 둘 모두는 본 명세서에 개시된 바와 같이 드룹 교정을 실시하도록 구성된 트랜시버를 포함할 수 있다. 시스템(1000)은 롱 텀 에볼루션 또는 5세대 뉴 라디오(New Radio)와 같은 매우 다양한 무선 통신 프로토콜들을 실시할 수 있다.
본 개시내용은 이제, 다음의 예시적인 조항들에서 요약될 것이다:
조항 1. 송신기로서,
적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인;
중간 주파수 신호와 국부 발진기 신호를 혼합하여 송신 체인의 입력에서 라디오 주파수 데이터 신호를 형성하도록 구성된 제1 믹서;
국부 발진기 신호를 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합하여 RF 교정 신호를 형성하도록 구성된 신호 곱셈기; 및
RF 교정 신호를 DC 오프셋과 혼합하여 송신 체인의 입력에서 혼합 RF 교정 신호를 형성하도록 구성된 제2 믹서를 포함한다.
조항 2. 조항 1의 송신기에 있어서,
중간 주파수 신호를 제1 믹서에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제1 스위치를 추가로 포함한다.
조항 3. 조항 2의 송신기에 있어서, 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전은 전압 제어식 발진기 신호를 포함하고, 송신기는,
전압 제어식 발진기 신호로부터 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된 주파수 곱셈기; 및
전압 제어식 발진기 신호를 신호 곱셈기에 커플링하도록 구성된 제2 스위치를 추가로 포함한다.
조항 4. 조항 3의 송신기에 있어서, 주파수 곱셈기는 주파수 더블러를 포함하고, 제1 스위치는 정상 동작 모드 동안 폐쇄하도록 그리고 교정 동작 모드 동안 개방하도록 구성되고, 제2 스위치는 정상 동작 모드 동안 개방하도록 그리고 교정 동작 모드 동안 폐쇄하도록 구성된다.
조항 5. 조항 2의 송신기에 있어서,
국부 발진기 신호를 분주하여 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전을 형성하도록 구성된 주파수 분주기; 및
국부 발진기 신호를 신호 곱셈기에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제2 스위치를 추가로 포함한다.
조항 6. 조항 5의 송신기에 있어서, 주파수 분주기는 2로 나누는 주파수 분주기를 포함하고, 제1 스위치는 정상 동작 모드 동안 폐쇄하도록 그리고 교정 동작 모드 동안 개방하도록 구성되고, 제2 스위치는 정상 동작 모드 동안 개방하도록 그리고 교정 동작 모드 동안 폐쇄하도록 구성된다.
조항 7. 조항 4의 송신기에 있어서, 전압 제어식 발진기 신호는 포지티브 컴포넌트 및 네거티브 컴포넌트를 포함하는 차동 신호이고, 주파수 더블러는,
접지에 커플링된 소스, 공통 드레인 노드에 접속된 드레인 및 포지티브 컴포넌트에 커플링된 게이트를 갖는 제1 트랜지스터; 및
접지에 커플링된 소스, 공통 드레인 노드에 접속된 드레인 및 네거티브 컴포넌트에 커플링된 게이트를 갖는 제2 트랜지스터를 포함한다.
조항 8. 조항 7의 송신기에 있어서,
변압기를 추가로 포함하고, 신호 곱셈기는 변압기를 통해 공통 드레인 노드에 커플링된 공통 소스 노드를 갖는 차동 쌍의 트랜지스터들을 포함한다.
조항 9. 조항 1 내지 조항 8 중 어느 한 조항의 송신기에 있어서,
교정 동작 모드 동안 송신 체인 내의 적어도 하나의 탭을 샘플링하여 적어도 하나의 출력 전력 스펙트럼을 검출하도록 구성된 전력 검출기; 및
적어도 하나의 출력 전력 스펙트럼에 응답하여 송신 체인의 커패시턴스를 조정하도록 구성된 제어기를 추가로 포함하고, 제어기는 국부 발진기 신호의 주파수를 조정하여 혼합 RF 교정 신호의 주파수가 송신기의 출력 스펙트럼에 걸쳐 스위핑되게 하도록 추가로 구성된다.
조항 10. 송신기로서,
적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인;
송신 체인의 입력에 커플링된 출력을 갖는 믹서;
RF 교정 신호를 생성하도록 구성된 신호 곱셈기; 및
중간 주파수 신호 및 국부 발진기 신호가 믹서로 라우팅되는 제1 스위칭 상태, 및 DC 오프셋 신호 및 RF 교정 신호가 믹서로 라우팅되는 제2 스위칭 상태를 갖는 스위치들의 세트를 포함한다.
조항 11. 조항 10의 송신기에 있어서,
전압 제어식 발진기 신호로부터 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된 주파수 곱셈기를 추가로 포함한다.
조항 12. 조항 11의 송신기에 있어서, 주파수 곱셈기는 주파수 더블러를 포함한다.
조항 13. 조항 10의 송신기에 있어서,
국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된 전압 제어식 발진기를 추가로 포함하고, 전압 제어식 발진기는, 교정 동작 모드 동안 국부 발진기 신호의 주파수를 조정하여, RF 교정 신호의 주파수가 송신기에 대한 출력 대역에 걸쳐 스위핑되게 하도록 추가로 구성된다.
조항 14. 조항 13의 송신기에 있어서,
교정 동작 모드 동안 송신 체인 내의 적어도 하나의 탭을 샘플링하여 적어도 하나의 출력 전력 스펙트럼을 검출하도록 구성된 전력 검출기; 및
적어도 하나의 출력 전력 스펙트럼에 응답하여 송신 체인의 커패시턴스를 조정하도록 구성된 제어기를 추가로 포함한다.
조항 15. 송신기로서,
적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인;
송신 체인의 입력에 커플링된 출력을 갖고, 국부 발진기 신호에 대한 노드에 커플링된 제1 입력을 갖는 믹서;
중간 주파수 신호를 믹서에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제1 스위치; 및
국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전을 믹서에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제2 스위치를 포함한다.
조항 16. 조항 15의 송신기에 있어서, 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전은 전압 제어식 발진기 신호를 포함하고, 송신기는,
전압 제어식 발진기 신호로부터 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된 주파수 곱셈기를 추가로 포함한다.
조항 17. 조항 16의 송신기에 있어서, 주파수 곱셈기는 주파수 더블러를 포함한다.
조항 18. 조항 15의 송신기에 있어서,
국부 발진기 신호의 주파수를 분주하여 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전을 생성하도록 구성된 주파수 분주기를 추가로 포함한다.
조항 19. 조항 18의 송신기에 있어서, 주파수 분주기는 2로 나누는 주파수 분주기를 포함한다.
조항 20. 트랜시버에 대한 동작의 방법으로서,
교정 동작 모드 동안:
LO 신호를 LO 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합하여 RF 교정 신호를 형성하는 단계;
RF 교정 신호를 DC 오프셋 신호와 혼합하여 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계;
트랜시버 내의 송신 체인을 통해 혼합 RF 교정 신호를 증폭시켜 증폭된 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계; 및
증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 송신 체인의 임피던스를 조정하여 튜닝된 송신 체인을 형성하는 단계를; 그리고
정상 동작 모드 동안:
LO 신호를 중간 주파수 신호와 혼합하여 RF 신호를 형성하는 단계; 및
튜닝된 송신 체인을 통해 RF 신호를 증폭시키는 단계를 포함한다.
조항 21. 조항 20의 방법에 있어서,
교정 동작 모드 및 정상 동작 모드 둘 모두 동안, LO 신호를 형성하기 위해 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 곱하는 단계를 추가로 포함하고, LO 신호의 주파수 변환된 버전은 전압 제어식 발진기 신호를 포함한다.
조항 22. 조항 21의 방법에 있어서, 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 곱하는 단계는 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 배가하여 LO 신호를 형성하는 단계를 포함한다.
조항 23. 조항 20의 방법에 있어서,
LO 신호의 주파수 변환된 버전을 형성하기 위해 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 분주하는 단계를 추가로 포함하고, LO 신호는 전압 제어식 발진기 신호를 포함한다.
조항 24. 조항 23의 방법에 있어서, 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 분주하는 단계는 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 2로 나누는 단계를 포함한다.
조항 25. 조항 20 내지 조항 24 중 어느 한 조항의 방법에 있어서, 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 송신 체인의 임피던스를 조정하는 단계는,
송신 체인 내의 제1 노드에서 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력을 측정하여 제1 출력 전력 스펙트럼을 형성하는 단계; 및
제1 출력 전력 스펙트럼의 대칭에 응답하여 송신 체인 내의 제1 노드에 커플링된 제1 튜닝가능 커패시터의 커패시턴스를 튜닝하는 단계를 포함한다.
조항 26. 조항 25의 방법에 있어서, 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 송신 체인의 임피던스를 조정하는 단계는,
송신 체인 내의 제2 노드에서 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력을 측정하여 제2 출력 전력 스펙트럼을 형성하는 단계;
제2 출력 전력 스펙트럼의 대칭에 응답하여 송신 체인 내의 제2 노드에 커플링된 제2 튜닝가능 커패시터의 커패시턴스를 튜닝하는 단계; 및
트랜시버 내의 수신 체인을 통해 혼합 RF 교정 신호를 증폭시켜, 교정 동작 모드 동안 수신 체인의 이득을 측정하는 단계를 추가로 포함한다.
조항 27. 조항 20 내지 조항 26 중 어느 한 조항의 방법에 있어서, 정상 동작 모드 동안 송신 체인 내의 위상 시프터를 통해 RF 신호의 위상을 조정하는 단계를 추가로 포함한다.
본 개시내용의 범위로부터 일탈함 없이 본 개시내용의 자료들, 장치, 구성들 및 디바이스들의 사용 방법들에서 다수의 수정들, 치환들 및 변동들이 행해질 수 있음이 인식될 것이다. 이러한 관점에서, 본 개시내용의 범위는, 본 명세서에 예시되고 설명된 특정한 실시예들이 단지 본 개시내용의 일부 예들에만 의한 것이므로, 그 특정한 실시예들의 범위로 제한되지 않아야 하며, 오히려, 아래에 첨부된 청구항들 및 그들의 기능적인 등가물들의 범위와 완전히 동등해야 한다.

Claims (27)

  1. 송신기로서,
    적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인;
    중간 주파수 신호와 국부 발진기 신호를 혼합하여 상기 송신 체인의 입력에서 라디오 주파수 데이터 신호를 형성하도록 구성된 제1 믹서;
    상기 국부 발진기 신호를 상기 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합하여 RF 교정 신호를 형성하도록 구성된 신호 곱셈기(signal multiplier); 및
    상기 RF 교정 신호를 DC 오프셋과 혼합하여 상기 송신 체인의 입력에서 혼합 RF 교정 신호를 형성하도록 구성된 제2 믹서를 포함하는, 송신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 중간 주파수 신호를 상기 제1 믹서에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제1 스위치를 추가로 포함하는, 송신기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 국부 발진기 신호의 상기 주파수 변환된 버전은 전압 제어식 발진기 신호를 포함하고, 상기 송신기는,
    상기 전압 제어식 발진기 신호로부터 상기 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된 주파수 곱셈기; 및
    상기 전압 제어식 발진기 신호를 상기 신호 곱셈기에 커플링하도록 구성된 제2 스위치를 추가로 포함하는, 송신기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 주파수 곱셈기는 주파수 더블러(frequency doubler)를 포함하고, 상기 제1 스위치는 정상 동작 모드 동안 폐쇄하도록 그리고 교정 동작 모드 동안 개방하도록 구성되고, 상기 제2 스위치는 상기 정상 동작 모드 동안 개방하도록 그리고 상기 교정 동작 모드 동안 폐쇄하도록 구성되는, 송신기.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 국부 발진기 신호를 분주하여 상기 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전을 형성하도록 구성된 주파수 분주기; 및
    상기 국부 발진기 신호를 상기 신호 곱셈기에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제2 스위치를 추가로 포함하는, 송신기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 주파수 분주기는 2로 나누는(divide-by-two) 주파수 분주기를 포함하고, 상기 제1 스위치는 정상 동작 모드 동안 폐쇄하도록 그리고 교정 동작 모드 동안 개방하도록 구성되고, 상기 제2 스위치는 상기 정상 동작 모드 동안 개방하도록 그리고 상기 교정 동작 모드 동안 폐쇄하도록 구성되는, 송신기.
  7. 제4항에 있어서, 상기 전압 제어식 발진기 신호는 포지티브 컴포넌트 및 네거티브 컴포넌트를 포함하는 차동 신호이고, 상기 주파수 더블러는,
    접지에 커플링된 소스, 공통 드레인 노드에 접속된 드레인 및 상기 포지티브 컴포넌트에 커플링된 게이트를 갖는 제1 트랜지스터; 및
    접지에 커플링된 소스, 상기 공통 드레인 노드에 접속된 드레인 및 상기 네거티브 컴포넌트에 커플링된 게이트를 갖는 제2 트랜지스터를 포함하는, 송신기.
  8. 제7항에 있어서,
    변압기를 추가로 포함하고, 상기 신호 곱셈기는 상기 변압기를 통해 상기 공통 드레인 노드에 커플링된 공통 소스 노드를 갖는 차동 쌍의 트랜지스터들을 포함하는, 송신기.
  9. 제4항에 있어서,
    상기 교정 동작 모드 동안 상기 송신 체인 내의 적어도 하나의 탭을 샘플링하여 적어도 하나의 출력 전력 스펙트럼을 검출하도록 구성된 전력 검출기; 및
    상기 적어도 하나의 출력 전력 스펙트럼에 응답하여 상기 송신 체인의 커패시턴스를 조정하도록 구성된 제어기를 추가로 포함하고, 상기 제어기는 상기 국부 발진기 신호의 주파수를 조정하여, 상기 혼합 RF 교정 신호의 주파수가 상기 교정 동작 모드 동안 상기 송신기의 출력 스펙트럼에 걸쳐 스위핑(sweeping)되게 하도록 추가로 구성되는, 송신기.
  10. 송신기로서,
    적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인;
    상기 송신 체인의 입력에 커플링된 출력을 갖는 믹서;
    RF 교정 신호를 생성하도록 구성된 신호 곱셈기; 및
    중간 주파수 신호 및 국부 발진기 신호가 상기 믹서로 라우팅되는 제1 스위칭 상태, 및 DC 오프셋 신호 및 상기 RF 교정 신호가 상기 믹서로 라우팅되는 제2 스위칭 상태를 갖는 스위치들의 세트를 포함하는, 송신기.
  11. 제10항에 있어서,
    전압 제어식 발진기 신호로부터 상기 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된 주파수 곱셈기를 추가로 포함하는, 송신기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 주파수 곱셈기는 주파수 더블러를 포함하는, 송신기.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된 전압 제어식 발진기를 추가로 포함하고, 상기 전압 제어식 발진기는, 교정 동작 모드 동안 상기 국부 발진기 신호의 주파수를 조정하여, 상기 RF 교정 신호의 주파수가 상기 송신기에 대한 출력 대역에 걸쳐 스위핑되게 하도록 추가로 구성되는, 송신기.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 교정 동작 모드 동안 상기 송신 체인 내의 적어도 하나의 탭을 샘플링하여 적어도 하나의 출력 전력 스펙트럼을 검출하도록 구성된 전력 검출기; 및
    상기 적어도 하나의 출력 전력 스펙트럼에 응답하여 상기 송신 체인의 커패시턴스를 조정하도록 구성된 제어기를 추가로 포함하는, 송신기.
  15. 송신기로서,
    적어도 하나의 증폭기를 포함하는 송신 체인;
    상기 송신 체인의 입력에 커플링된 출력을 갖고, 국부 발진기 신호에 대한 노드에 커플링된 제1 입력을 갖는 믹서;
    중간 주파수 신호를 상기 믹서에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제1 스위치; 및
    상기 국부 발진기 신호의 주파수 변환된 버전을 상기 믹서에 선택적으로 커플링하도록 구성된 제2 스위치를 포함하는, 송신기.
  16. 제15항에 있어서, 상기 국부 발진기 신호의 상기 주파수 변환된 버전은 전압 제어식 발진기 신호를 포함하고, 상기 송신기는,
    상기 전압 제어식 발진기 신호로부터 상기 국부 발진기 신호를 생성하도록 구성된 주파수 곱셈기를 추가로 포함하는, 송신기.
  17. 제16항에 있어서, 상기 주파수 곱셈기는 주파수 더블러를 포함하는, 송신기.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 국부 발진기 신호의 주파수를 분주하여 상기 국부 발진기 신호의 상기 주파수 변환된 버전을 생성하도록 구성된 주파수 분주기를 추가로 포함하는, 송신기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 주파수 분주기는 2로 나누는 주파수 분주기를 포함하는, 송신기.
  20. 트랜시버에 대한 동작의 방법으로서,
    교정 동작 모드 동안:
    국부 발진기(local oscillator, LO) 신호를 상기 LO 신호의 주파수 변환된 버전과 혼합하여 RF 교정 신호를 형성하는 단계;
    상기 RF 교정 신호를 DC 오프셋 신호와 혼합하여 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계;
    상기 트랜시버 내의 송신 체인을 통해 상기 혼합 RF 교정 신호를 증폭시켜 증폭된 혼합 RF 교정 신호를 형성하는 단계; 및
    상기 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 상기 송신 체인의 임피던스를 조정하여 튜닝된 송신 체인을 형성하는 단계를; 그리고
    정상 동작 모드 동안:
    상기 LO 신호를 중간 주파수 신호와 혼합하여 RF 신호를 형성하는 단계; 및
    상기 튜닝된 송신 체인을 통해 상기 RF 신호를 증폭시키는 단계를 포함하는, 트랜시버에 대한 동작의 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 교정 동작 모드 및 상기 정상 동작 모드 둘 모두 동안, 상기 LO 신호를 형성하기 위해 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 곱하는 단계를 추가로 포함하고, 상기 LO 신호의 상기 주파수 변환된 버전은 상기 전압 제어식 발진기 신호를 포함하는, 트랜시버에 대한 동작의 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 곱하는 단계는 상기 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 배가하여 상기 LO 신호를 형성하는 단계를 포함하는, 트랜시버에 대한 동작의 방법.
  23. 제20항에 있어서,
    상기 LO 신호의 주파수 변환된 버전을 형성하기 위해 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 분주하는 단계를 추가로 포함하고, 상기 LO 신호는 상기 전압 제어식 발진기 신호를 포함하는, 트랜시버에 대한 동작의 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 분주하는 단계는 상기 전압 제어식 발진기 신호의 주파수를 2로 나누는 단계를 포함하는, 트랜시버에 대한 동작의 방법.
  25. 제20항에 있어서, 상기 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 상기 송신 체인의 임피던스를 조정하는 단계는,
    상기 송신 체인 내의 제1 노드에서 상기 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력을 측정하여 제1 출력 전력 스펙트럼을 형성하는 단계; 및
    상기 제1 출력 전력 스펙트럼의 대칭에 응답하여 상기 송신 체인 내의 상기 제1 노드에 커플링된 제1 튜닝가능 커패시터의 커패시턴스를 튜닝하는 단계를 포함하는, 트랜시버에 대한 동작의 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력 측정에 응답하여 상기 송신 체인의 임피던스를 조정하는 단계는,
    상기 송신 체인 내의 제2 노드에서 상기 증폭된 혼합 RF 교정 신호의 전력을 측정하여 제2 출력 전력 스펙트럼을 형성하는 단계;
    상기 제2 출력 전력 스펙트럼의 대칭에 응답하여 상기 송신 체인 내의 상기 제2 노드에 커플링된 제2 튜닝가능 커패시터의 커패시턴스를 튜닝하는 단계; 및
    상기 트랜시버 내의 수신 체인을 통해 상기 혼합 RF 교정 신호를 증폭시켜 상기 교정 동작 모드 동안 상기 수신 체인의 이득을 측정하는 단계를 추가로 포함하는, 트랜시버에 대한 동작의 방법.
  27. 제20항에 있어서, 상기 정상 동작 모드 동안 상기 송신 체인 내의 위상 시프터를 통해 상기 RF 신호의 위상을 조정하는 단계를 추가로 포함하는, 트랜시버에 대한 동작의 방법.
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