JPH0744388B2 - 周波数変換ミクサ - Google Patents
周波数変換ミクサInfo
- Publication number
- JPH0744388B2 JPH0744388B2 JP1025857A JP2585789A JPH0744388B2 JP H0744388 B2 JPH0744388 B2 JP H0744388B2 JP 1025857 A JP1025857 A JP 1025857A JP 2585789 A JP2585789 A JP 2585789A JP H0744388 B2 JPH0744388 B2 JP H0744388B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- diode
- terminal
- mixer
- frequency
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1408—Balanced arrangements with diodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は周波数変換ミクサに関し、さらに詳しくは無線
周波数帯の長波から極長短波に亘るほぼ全域において動
作する周波数変換ミクサに関する。
周波数帯の長波から極長短波に亘るほぼ全域において動
作する周波数変換ミクサに関する。
［従来の技術及び発明が解決しようとする課題］ 従来、スーパーヘテロダイン受信機やトランスバータ送
信機等で用いられている周波数変換ミクサとして、真空
管ミクサ、トランジスタミクサ、ダイオードミクサ及び
ダブルバランスドミクサ等があった。
信機等で用いられている周波数変換ミクサとして、真空
管ミクサ、トランジスタミクサ、ダイオードミクサ及び
ダブルバランスドミクサ等があった。
真空管ミクサは、三極管、五極管及び七極管等で構成し
たものがあるが、混合器特有のコンバージョンノイズを
発生し、真空管の電極の構造、電極の寸法に起因して上
限周波数の数百メガヘルツを境としてダイオードミクサ
よりも変換損失が多くなり、さらに局部発振器との結合
が極めてクリチカルであるという欠点があった。従っ
て、真空管ミクサはトランジスタの発展とともに、使わ
れなくなっている。
たものがあるが、混合器特有のコンバージョンノイズを
発生し、真空管の電極の構造、電極の寸法に起因して上
限周波数の数百メガヘルツを境としてダイオードミクサ
よりも変換損失が多くなり、さらに局部発振器との結合
が極めてクリチカルであるという欠点があった。従っ
て、真空管ミクサはトランジスタの発展とともに、使わ
れなくなっている。
又、トランジスタミクサは、真空管ミクサとほぼ同等の
電気的性能を有するが、真空管ミクサよりもコンバージ
ョンノイズが若干多い。さらに、電界効果トランジスタ
を用いたミクサは、トランジスタミクサより混変調歪特
性が多少良好になるが、真空管ミクサとほぼ同等の変換
損失がある。
電気的性能を有するが、真空管ミクサよりもコンバージ
ョンノイズが若干多い。さらに、電界効果トランジスタ
を用いたミクサは、トランジスタミクサより混変調歪特
性が多少良好になるが、真空管ミクサとほぼ同等の変換
損失がある。
又、超短波帯以上の一般通信機、レーダー等に利用され
ているダイオードミクサは第７図に示すものがある。同
調回路１を介して入力される周波数f1の受信信号Ｒは、
ダイオード２により周波数f2の局部発振信号OSCと混合
され、周波数f1＋f2又は|f1−f2|の中間周波信号IFとし
て、同調回路３を介して出力される。ダイオードミクサ
は変換損失が大きく、結合回路を電磁結合にせざるを得
ないことから結合損失が多く、最良の結合点を得るため
の調整が回路構築上制約があり、曖昧なまま使用するこ
とが多かった。
ているダイオードミクサは第７図に示すものがある。同
調回路１を介して入力される周波数f1の受信信号Ｒは、
ダイオード２により周波数f2の局部発振信号OSCと混合
され、周波数f1＋f2又は|f1−f2|の中間周波信号IFとし
て、同調回路３を介して出力される。ダイオードミクサ
は変換損失が大きく、結合回路を電磁結合にせざるを得
ないことから結合損失が多く、最良の結合点を得るため
の調整が回路構築上制約があり、曖昧なまま使用するこ
とが多かった。
又、第８図はダブルバランスドミクサの回路図である。
ダブルバランスドミクサは４つのダイオードD1、D2、
D3、D4をリング状に接続したもので、入出力トランスT1
を介して受信信号Ｒを入力するとともに、入出力トラン
スT1の二次側と入出力トランスT2の一次側との間に局部
発振信号OSCを入力すると、入出力トランスT2を介して
周波数f1＋f2又は|f1−f2|の中間周波数信号IFが出力さ
れる。
ダブルバランスドミクサは４つのダイオードD1、D2、
D3、D4をリング状に接続したもので、入出力トランスT1
を介して受信信号Ｒを入力するとともに、入出力トラン
スT1の二次側と入出力トランスT2の一次側との間に局部
発振信号OSCを入力すると、入出力トランスT2を介して
周波数f1＋f2又は|f1−f2|の中間周波数信号IFが出力さ
れる。
ダブルバランスドミクサは局部発振信号OSCがミクサ回
路から洩れないように工夫されている。このため、混変
調歪特性が真空管ミクサ、トランジスタミクサ及びダイ
オードミクサに較べて遥かに良好である。さらに、結合
回路を直接結合できるので、現在最も秀れたミクサであ
る。
路から洩れないように工夫されている。このため、混変
調歪特性が真空管ミクサ、トランジスタミクサ及びダイ
オードミクサに較べて遥かに良好である。さらに、結合
回路を直接結合できるので、現在最も秀れたミクサであ
る。
このため、ダブルバランスドミクサは回路設計が適切で
あれば、ミクサ回路自体は確実に動作し、調整が不要な
ので多くの回路に利用されている。
あれば、ミクサ回路自体は確実に動作し、調整が不要な
ので多くの回路に利用されている。
しかし、ダブルバランスドミクサは電気的特性がその構
成部品であるダイオード、変成器等の特性により大きく
左右されるので、使用する周波数帯域により、部品を厳
選しなければならないという問題点があった。
成部品であるダイオード、変成器等の特性により大きく
左右されるので、使用する周波数帯域により、部品を厳
選しなければならないという問題点があった。
又、局部発振信号の出力が10〜30dbmを必要とする。局
部発振信号の出力はマイクロ波における送信出力に相当
する場合があり、局部発振信号を出力する回路だけでも
高価なものになってしまうという問題点があった。
部発振信号の出力はマイクロ波における送信出力に相当
する場合があり、局部発振信号を出力する回路だけでも
高価なものになってしまうという問題点があった。
さらに、ダブルバランスドミクサは他の方式のミクサに
較べて、変換損失が最も大きく、出力側に減衰量補正用
の増幅器を設けなければならないという問題点があっ
た。
較べて、変換損失が最も大きく、出力側に減衰量補正用
の増幅器を設けなければならないという問題点があっ
た。
本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
周波数変換損失が少なく、集中定数回路及び分布定数回
路のいずれにも使用でき、さらに可逆変換が可能な周波
数変換ミクサを提供することを目的とする。
周波数変換損失が少なく、集中定数回路及び分布定数回
路のいずれにも使用でき、さらに可逆変換が可能な周波
数変換ミクサを提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 本発明の一つの態様に係る周波数変換ミクサは、互いに
逆方向に並列接続された第１のダイオード及び第２のダ
イオードを有し、一方の端子に第１の周波数信号が入力
される並列回路と、互いに順方向に直列接続された第３
のダイオード及び第４のダイオードを有する直列回路を
有し、第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点
に並列回路の他方の端子が接続され、直列回路の一方の
端子に第２の周波数信号が供給される検波手段と、一方
の端子が接続点に接続され、他方の端子から周波数変換
された信号が出力されるコンデンサとを備えたものであ
る。
逆方向に並列接続された第１のダイオード及び第２のダ
イオードを有し、一方の端子に第１の周波数信号が入力
される並列回路と、互いに順方向に直列接続された第３
のダイオード及び第４のダイオードを有する直列回路を
有し、第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点
に並列回路の他方の端子が接続され、直列回路の一方の
端子に第２の周波数信号が供給される検波手段と、一方
の端子が接続点に接続され、他方の端子から周波数変換
された信号が出力されるコンデンサとを備えたものであ
る。
また、本発明の他の態様に係る周波数変換ミクサは、互
いに逆方向に並列接続された第１のダイオード及び第２
のダイオードを有し、一方の端子から周波数変換された
信号が出力される並列回路と、互いに順方向に直列接続
された第３のダイオード及び第４のダイオードを有する
直列回路を有し、第３のダイオードと第４のダイオード
との接続点に並列回路の他方の端子が接続され、直列回
路の一方の端子に第２の周波数信号が供給される検波手
段と、一方の端子が接続点に接続され、他方の端子に第
１の周波数信号が入力されるコンデンサとを備えたもの
である。
いに逆方向に並列接続された第１のダイオード及び第２
のダイオードを有し、一方の端子から周波数変換された
信号が出力される並列回路と、互いに順方向に直列接続
された第３のダイオード及び第４のダイオードを有する
直列回路を有し、第３のダイオードと第４のダイオード
との接続点に並列回路の他方の端子が接続され、直列回
路の一方の端子に第２の周波数信号が供給される検波手
段と、一方の端子が接続点に接続され、他方の端子に第
１の周波数信号が入力されるコンデンサとを備えたもの
である。
［作 用］ 上記構成の周波数変換ミクサは、互いに逆方向に並列接
続された第１のダイオード及び第２のダイオードを有し
た並列回路の一方の端子に第１の周波数信号が入力さ
れ、又は並列回路の一方の端子から周波数変換された信
号が出力され、互いに順方向に直列接続された第３のダ
イオード及び第４のダイオードを有する直列回路を有
し、第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点に
並列回路の他方の端子が接続された検波手段に第２の周
波数信号が供給され、一方の端子が接続点に接続された
コンデンサの他方の端子から周波数変換された信号が出
力され、又はコンデンサの他方の端子に第１の周波数信
号が入力される。
続された第１のダイオード及び第２のダイオードを有し
た並列回路の一方の端子に第１の周波数信号が入力さ
れ、又は並列回路の一方の端子から周波数変換された信
号が出力され、互いに順方向に直列接続された第３のダ
イオード及び第４のダイオードを有する直列回路を有
し、第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点に
並列回路の他方の端子が接続された検波手段に第２の周
波数信号が供給され、一方の端子が接続点に接続された
コンデンサの他方の端子から周波数変換された信号が出
力され、又はコンデンサの他方の端子に第１の周波数信
号が入力される。
［実施例］ 以下、本発明のの一実施例を添付図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
第１図は本発明の一実施例に係る周波数変換ミクサの回
路図である。第１図において、Ｊは周波数f1の受信信号
Ｒを入力する入力端子、Ｈは周波数f2の局部発振信号OS
Cを入力する入力端子、Ｇは接地側に接続されている共
通端子、Ｉは周波数f1、f2、f1＋f2及び|f1−f2|の中間
周波信号IFを出力する出力端子、D1、D2、D3、D4はダイ
オード、C1は直流成分を除去するコンデンサである。
路図である。第１図において、Ｊは周波数f1の受信信号
Ｒを入力する入力端子、Ｈは周波数f2の局部発振信号OS
Cを入力する入力端子、Ｇは接地側に接続されている共
通端子、Ｉは周波数f1、f2、f1＋f2及び|f1−f2|の中間
周波信号IFを出力する出力端子、D1、D2、D3、D4はダイ
オード、C1は直流成分を除去するコンデンサである。
第１図に示した周波数変換ミクサの入出力信号は、第２
図に示すようになっている。即ち、受信信号Ｒを端子Ｊ
に、局部発振信号OSCを端子Ｈに入力すると、端子Ｉか
ら中間周波信号IFが出力される。なお、端子Ｇは共通端
子とし、通常は接地側に接地する。
図に示すようになっている。即ち、受信信号Ｒを端子Ｊ
に、局部発振信号OSCを端子Ｈに入力すると、端子Ｉか
ら中間周波信号IFが出力される。なお、端子Ｇは共通端
子とし、通常は接地側に接地する。
次に、第１図に示した周波数変換ミクサの動作について
説明する。
説明する。
まず、端子Ｈに入力された局部発振信号OSCはダイオー
ドD3及びD4により非直線検波される。このとき、ｐ点の
電位はダイオードD3及びD4により、概ね局部発振信号OS
C信号の1/2の電位で推移する。
ドD3及びD4により非直線検波される。このとき、ｐ点の
電位はダイオードD3及びD4により、概ね局部発振信号OS
C信号の1/2の電位で推移する。
一方、端子Ｊに入力された受信信号ＲはダイオードD1及
びD2を介して、ｐ点で局部発振信号OSCと混合される。
なお、局部発振信号OSCのレベルは0 dbm以下であっても
十分である。
びD2を介して、ｐ点で局部発振信号OSCと混合される。
なお、局部発振信号OSCのレベルは0 dbm以下であっても
十分である。
なお、非直線検波素子であるダイオードに異なる周波数
の信号を加えると、それらの和及び差の周波数の信号が
出力されることは周知であるので、その説明は省略す
る。
の信号を加えると、それらの和及び差の周波数の信号が
出力されることは周知であるので、その説明は省略す
る。
ところで、一般にダイオードに逆電圧を印加すると、ダ
イオードのカソード、アノード間にキャパシタンス分が
発生する。本実施例による互いに逆接続されたダイオー
ドD1及びD2は0.2〜1pF程度の容量になる。この程度の容
量は周波数f1が50MHz以上であるときは、結合コンデン
サとして好適な値である。従って、受信信号Ｒは殆ど減
衰せず、通過損失は極く僅かである。
イオードのカソード、アノード間にキャパシタンス分が
発生する。本実施例による互いに逆接続されたダイオー
ドD1及びD2は0.2〜1pF程度の容量になる。この程度の容
量は周波数f1が50MHz以上であるときは、結合コンデン
サとして好適な値である。従って、受信信号Ｒは殆ど減
衰せず、通過損失は極く僅かである。
本発明は一般のダイオードミクサが微少信号に対する不
感領域に起因して感度が悪化するという現象を排除する
とともに、端子Ｊに接続されている外部回路のインピー
ダンスとｐ点のインピーダンスとの整合を図ることがで
きる。
感領域に起因して感度が悪化するという現象を排除する
とともに、端子Ｊに接続されている外部回路のインピー
ダンスとｐ点のインピーダンスとの整合を図ることがで
きる。
ｐ点から出力される中間周波数信号IFはf1、f2、f1＋f2
及び|f1−f2|の周波数成分を有する。コンデンサC1は中
間周波信号IFから直流成分を取り除いて出力する。さら
に、目的とする周波数f1＋f2又は|f1−f2|を得るとき
は、その周波数成分を通過させるフィルタを端子Ｊに接
続する。この場合、低インピーダンス入力のフィルタを
接続する。
及び|f1−f2|の周波数成分を有する。コンデンサC1は中
間周波信号IFから直流成分を取り除いて出力する。さら
に、目的とする周波数f1＋f2又は|f1−f2|を得るとき
は、その周波数成分を通過させるフィルタを端子Ｊに接
続する。この場合、低インピーダンス入力のフィルタを
接続する。
なお、本実施例に係る周波数変換ミクサは、結合コンデ
ンサC1を内蔵してワンチップIC化したものであるが、個
別の部品により組み立ててもよい。
ンサC1を内蔵してワンチップIC化したものであるが、個
別の部品により組み立ててもよい。
又、第３図に示すように、例えば50MHz以下用の結合コ
ンデンサC1を外付けにしてワンチップIC化してもよい。
ンデンサC1を外付けにしてワンチップIC化してもよい。
さらに、ワンチップIC化した周波数変換ミクサは、第４
図に示すように、モジュール化してもよい。モジュール
化することにより、第５図に示すように受信機への組み
込みが容易になる。
図に示すように、モジュール化してもよい。モジュール
化することにより、第５図に示すように受信機への組み
込みが容易になる。
この場合、従来のダイオードミクサ又はダブルバランス
ドミククサを使用している受信機に組み込むときは、ダ
イオードミクサ又はダブルバランスドミクサとそのまま
入れ替えができるとともに、同調回路に直接結合でき、
本発明に係る周波数変換ミクサを実装したときのミクサ
回路全体の製造コストは、ダイオードミクサとほぼ同等
であり、又はＸバンドレーダにおけるダブルバランスド
ミクサ単体に比べて1/10になる。さらに、高周波増幅器
と局部発振回路増幅ユニットの低出力化が可能になるの
で、実質的に2/3程度までコストダウンが可能である。
ドミククサを使用している受信機に組み込むときは、ダ
イオードミクサ又はダブルバランスドミクサとそのまま
入れ替えができるとともに、同調回路に直接結合でき、
本発明に係る周波数変換ミクサを実装したときのミクサ
回路全体の製造コストは、ダイオードミクサとほぼ同等
であり、又はＸバンドレーダにおけるダブルバランスド
ミクサ単体に比べて1/10になる。さらに、高周波増幅器
と局部発振回路増幅ユニットの低出力化が可能になるの
で、実質的に2/3程度までコストダウンが可能である。
さらに又、第６図に示すようにＪ端子に周波数f1の受信
信号Ｒを入力するのに代えて、端子Ｉに周波数f3の信号
Ｓを入力すると、端子Ｊから周波数f2±f3の信号が出力
される。即ち、端子Ｊと端子Ｉとの間において可逆変換
ができ、可逆変換送受信機に適用できることになる。
信号Ｒを入力するのに代えて、端子Ｉに周波数f3の信号
Ｓを入力すると、端子Ｊから周波数f2±f3の信号が出力
される。即ち、端子Ｊと端子Ｉとの間において可逆変換
ができ、可逆変換送受信機に適用できることになる。
上述したように、本発明に係る周波数変換ミクサは入出
力トランスを必要とするダブルバランスドミクサ等、従
来のミクサに比べて、小型で、低変換損失、かつ調整不
要である。
力トランスを必要とするダブルバランスドミクサ等、従
来のミクサに比べて、小型で、低変換損失、かつ調整不
要である。
なお、本発明に係る周波数変換ミクサは衛星放送受信機
用ミクサ、HF〜SHF無線通信用、送受信用ミクサ、マイ
クロウェーブレーダ用ミクサ、民生用一般ラジオ、FMラ
ジオ、テレビジョン受像機用ミクサ、スペクトラムアナ
ライザ用ミクサ、ヘテロダイン方式計測器用ミクサ、フ
ェーズロックループ発振器用ミクサ、位相弁別器等、長
波から極超短波にわたる種々の装置に使用できる。
用ミクサ、HF〜SHF無線通信用、送受信用ミクサ、マイ
クロウェーブレーダ用ミクサ、民生用一般ラジオ、FMラ
ジオ、テレビジョン受像機用ミクサ、スペクトラムアナ
ライザ用ミクサ、ヘテロダイン方式計測器用ミクサ、フ
ェーズロックループ発振器用ミクサ、位相弁別器等、長
波から極超短波にわたる種々の装置に使用できる。
以上説明したように本発明によれば、互いに逆方向に並
列接続された第１のダイオード及び第２のダイオードを
有した並列回路の一方の端子に第１の周波数信号を入力
し、又は並列回路の一方の端子から周波数変換された信
号を出力し、互いに順方向に直列接続された第３のダイ
オード及び第４のダイオードを有する直列回路を有し、
第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点に並列
回路の他方の端子が接続された検波手段に第２の周波数
信号を供給し、一方の端子が接続点に接続されたコンデ
ンサの他方の端子から周波数変換された信号を出力し、
又はコンデンサの他方の端子に第１の周波数信号を入力
するようにしたので、ダブルバランスドミクサにおける
変成器等が不要で、ダイオードの遮断周波数以下におい
て、出力レスポンスが殆どない周波数変換ミクサが得ら
れるという効果を奏する。
列接続された第１のダイオード及び第２のダイオードを
有した並列回路の一方の端子に第１の周波数信号を入力
し、又は並列回路の一方の端子から周波数変換された信
号を出力し、互いに順方向に直列接続された第３のダイ
オード及び第４のダイオードを有する直列回路を有し、
第３のダイオードと第４のダイオードとの接続点に並列
回路の他方の端子が接続された検波手段に第２の周波数
信号を供給し、一方の端子が接続点に接続されたコンデ
ンサの他方の端子から周波数変換された信号を出力し、
又はコンデンサの他方の端子に第１の周波数信号を入力
するようにしたので、ダブルバランスドミクサにおける
変成器等が不要で、ダイオードの遮断周波数以下におい
て、出力レスポンスが殆どない周波数変換ミクサが得ら
れるという効果を奏する。
又、互いに逆接続されたダイオードが適切な容量の結合
コンデンサとして作用するので、信号が殆ど減衰せず、
通過損失が少ない周波数変換ミクサが得られることにな
る。
コンデンサとして作用するので、信号が殆ど減衰せず、
通過損失が少ない周波数変換ミクサが得られることにな
る。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例に係る周波数変換ミクサの回
路図、第２図は第１図に示した周波数変換ミクサの入出
力関係の説明図、第３図は本発明の他の実施例に係る周
波数変換ミクサの回路図、第４図はモジュール化した周
波数変換ミクサの斜視図、第５図は第１図に示した周波
数変換ミクサを実装した受信機の回路図、第６図は第１
図に示した周波数変換ミクサを実装した可逆変換送受信
機の回路図、第７図及び第８図は従来の周波数変換ミク
サの回路図である。 D1、D2、D3、D4……ダイオード、C1……コンデンサ、
Ｇ、Ｈ、Ｉ、Ｊ……端子。
路図、第２図は第１図に示した周波数変換ミクサの入出
力関係の説明図、第３図は本発明の他の実施例に係る周
波数変換ミクサの回路図、第４図はモジュール化した周
波数変換ミクサの斜視図、第５図は第１図に示した周波
数変換ミクサを実装した受信機の回路図、第６図は第１
図に示した周波数変換ミクサを実装した可逆変換送受信
機の回路図、第７図及び第８図は従来の周波数変換ミク
サの回路図である。 D1、D2、D3、D4……ダイオード、C1……コンデンサ、
Ｇ、Ｈ、Ｉ、Ｊ……端子。
Claims (2)
- 【請求項１】互いに逆方向に並列接続された第１のダイ
オード及び第２のダイオードを有し、一方の端子に第１
の周波数信号が入力される並列回路と、 互いに順方向に直列接続された第３のダイオード及び第
４のダイオードを有する直列回路を有し、第３のダイオ
ードと第４のダイオードとの接続点に前記並列回路の他
方の端子が接続され、前記直列回路の一方に端子に第２
の周波数信号が供給される検波手段と、 一方の端子が前記接続点に接続され、他方の端子から周
波数変換された信号が出力されるコンデンサと を備えたことを特徴とする周波数変換ミクサ。 - 【請求項２】互いに逆方向に並列接続された第１のダイ
オード及び第２のダイオードを有し、一方の端子から周
波数変換された信号が出力される並列回路と、 互いに順方向に直列接続された第３のダイオード及び第
４のダイオードを有する直列回路を有し、第３のダイオ
ードと第４のダイオードとの接続点に前記並列回路の他
方の端子が接続され、前記直列回路の一方の端子に第２
の周波数信号が供給される検波手段と、 一方の端子が前記接続点に接続され、他方の端子に第１
の周波数信号が入力されるコンデンサと を備えたことを特徴とする周波数変換ミクサ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1025857A JPH0744388B2 (ja) | 1989-02-06 | 1989-02-06 | 周波数変換ミクサ |
| US07/554,731 US5212835A (en) | 1989-02-06 | 1990-07-18 | Frequency-conversion mixer |
| EP90114749A EP0469169B1 (en) | 1989-02-06 | 1990-08-01 | Frequency-conversion mixer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1025857A JPH0744388B2 (ja) | 1989-02-06 | 1989-02-06 | 周波数変換ミクサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02206205A JPH02206205A (ja) | 1990-08-16 |
| JPH0744388B2 true JPH0744388B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=12177491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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