CN117561677A - 收发器下垂校准 - Google Patents

收发器下垂校准 Download PDF

Info

Publication number
CN117561677A
CN117561677A CN202280045594.0A CN202280045594A CN117561677A CN 117561677 A CN117561677 A CN 117561677A CN 202280045594 A CN202280045594 A CN 202280045594A CN 117561677 A CN117561677 A CN 117561677A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
frequency
calibration
transmitter
transmit chain
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202280045594.0A
Other languages
English (en)
Inventor
M·哈桑
J·D·邓沃斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of CN117561677A publication Critical patent/CN117561677A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/13—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of power amplifiers, e.g. gain or non-linearity
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/378—A variable capacitor being added in the output circuit, e.g. collector, drain, of an amplifier stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/408—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising three power stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/54—Two or more capacitor coupled amplifier stages in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/12—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of transmit antennas, e.g. of the amplitude or phase

Abstract

一种收发器被配置用于校准操作模式，在该校准操作模式下，响应于混频RF校准信号的功率测量来调谐发射链的阻抗，以形成调谐的发射链。直接转换对RF校准信号与DC偏移信号进行混频，以形成混频校准信号。在正常操作模式期间，外差混频器对LO信号与IF信号进行混频，以产生通过所调谐的发射链放大的RF信号。

Description

收发器下垂校准
技术领域
本申请涉及射频应用，并且更具体地，涉及一种具有下垂校准的射频(RF)收发器。
背景技术
超外差收发器相较于直接转换收发器具有许多优点，例如改进了中频(IF)调谐和滤波。但是，与直接转换收发器相比，超外差也具有缺点。例如，在超外差收发器中从IF到射频(RF)的上变频可能会在发射的RF信号的频谱中引入杂散。由此产生的此类杂散可能会增加满足超外差收发器的频谱发射模板(SEM)要求的挑战。
为了减少或减轻杂散，超外差收发器可在其发射器放大器链中包括各种可调谐电容器。尽管来自可调谐电容器的附加电容减小了杂散，使得可满足频谱发射模板，但是该额外电容可能会导致发射的RF信号的幅度发生不期望的减小(下垂)。因此，为发射器放大器链中的各种节点配置适当的电容量以满足频谱发射模板而不引起不期望的下垂是有问题的。
发明内容
根据本公开内容的一个方面，提供了一种发射器，该发射器包括：发射链，该发射链包括至少一个放大器；第一混频器，该第一混频器被配置为对中频信号和本地振荡器信号进行混频，以在该发射链的输入处形成射频数据信号；信号倍增器，该信号倍增器被配置为对该本地振荡器信号与该本地振荡器信号的频率转换版本进行混频，以形成RF校准信号；和第二混频器，该第二混频器被配置为对该RF校准信号与DC偏移信号进行混频，以在该发射链的该输入处形成混频RF校准信号。
根据本公开内容的另一个方面，提供了一种发射器，该发射器包括：发射链，该发射链包括至少一个放大器；混频器，该混频器具有输出，该输出耦合到该发射链的输入；信号倍增器，该信号倍增器被配置为生成RF校准信号；和一组开关，该一组开关具有第一开关状态和第二开关状态，在该第一开关状态中，中频信号和本地振荡器信号被路由到该混频器；在该第二开关状态中，DC偏移信号和该RF校准信号被路由到该混频器。
根据本公开内容的又一个方面，提供了一种发射器，该发射器包括：发射链，该发射链包括至少一个放大器；混频器，该混频器具有输出和第一输入，该输出耦合到该发射链的输入，该第一输入耦合到用于本地振荡器信号的节点；第一开关，该第一开关被配置为选择性地将中频信号耦合到该混频器；和第二开关，该第二开关被配置为选择性地将该本地振荡器信号的频率转换版本耦合到该混频器。
最后，根据本公开内容的另一个方面，提供了一种用于收发器的操作方法，该方法包括：在校准操作模式期间：对LO信号与该LO信号的频率转换版本进行混频，以形成RF校准信号；对该RF校准信号与DC偏移信号进行混频，以形成混频RF校准信号；通过该收发器中的发射链来放大该混频RF校准信号，以形成放大的混频RF校准信号；以及响应于所放大的混频RF校准信号的功率测量，调整该发射链的阻抗，以形成调谐的发射链；在正常操作模式期间：对该LO信号与中频信号进行混频，以形成RF信号；以及通过所调谐的发射链来放大该RF信号。
通过下面的具体实施方式，可更好地理解这些特征和其它有利特征。
附图说明
图1示出了根据本公开内容的一个方面的被配置用于在正常模式和校准模式下操作的示例收发器。
图2示出了图1的收发器的示例输出功率谱。
图3A示出了根据本公开内容的第一方面的图1的收发器中的发射链的一部分，在该部分中校准操作模式使用单独的直接转换混频器。
图3B示出了图3A的发射链中的双倍频器和信号倍增器的电路图。
图4A示出了根据本公开内容的第二方面的图1的收发器中的发射链的一部分，在该部分中校准操作模式使用单独的直接转换混频器。
图4B示出了图4A的发射链中的信号倍增器的电路图。
图5示出了根据本公开内容的一个方面的图1的收发器中的发射链的一部分，在该部分中主混频器在校准操作模式期间用作直接转换混频器。
图6示出了根据本公开内容的第一方面的图1的收发器中的发射链的一部分，在该部分中校准操作模式不使用直接转换混频。
图7示出了根据本公开内容的第二方面的图1的收发器中的发射链的一部分，在该部分中校准操作模式不使用直接转换混频。
图8是根据本公开内容的一个方面的具有校准操作模式的直接转换具体实施的收发器的示例操作方法的流程图。
图9是根据本公开内容的一个方面的具有校准操作模式的外差混频具体实施的收发器的示例操作方法的流程图。
图10示出了根据本公开内容的一个方面的示例无线通信系统，在该示例无线通信系统中收发器进行下垂校准。
通过参考下面的具体实施方式，可最好地理解本公开内容的实施方案及其优点。应当理解，相同的附图标记用于标识在图中的一个或多个图中示出的相同元件。
具体实施方式
提供了一种外差收发器，该外差收发器有利地采用减轻输出信号下垂的校准操作模式。在第一具体实施中，该收发器使用直接转换混频，在该直接转换混频中对RF校准信号与DC偏移信号进行混频，以产生混频RF校准信号。该收发器的发射器部分中的发射链在校准操作模式期间放大该混频RF校准信号，使得当该RF校准信号的频率在所需的输出频带上进行扫描时，功率检测器可测量该发射链中一个或多个节点处所放大的混频RF校准信号的功率谱。基于该功率谱，控制器调谐该发射链的阻抗(例如，发射链电容)。例如，该控制器可调谐该发射链电容，以改进该功率谱的对称性。尽管该RF校准信号是通过外差混频生成的，但是该直接转换混频提供了对从该外差混频生成的杂散的固有滤波。因此，所产生的功率谱基本上不含杂散，例如本地振荡器频率的两倍(2LO)、本地振荡器频率的两倍减去中频(2LO–IF)和本地振荡器频率减去中频(LO–IF)，否则会污染该功率谱。如果该功率谱中存在杂散，则发射链电容的所得调谐可能会导致发射链电容过大，从而导致RF输出信号在正常操作模式期间遭受不期望的幅度减小(下垂)。
在第二具体实施中，外差混频在该校准操作模式期间产生该混频RF校准信号。尽管在该第二具体实施中未使用直接转换混频，但是仍然通过振荡器信号(例如，压控振荡器(VCO)信号)与振荡器信号的频率转换版本的外差作用来减少杂散。相比之下，在该正常操作模式期间，该收发器通过将中频(IF)信号与本地振荡器(LO)信号(例如，该VCO信号的频率转换版本)进行外差来生成RF信号。该收发器通过对基带信号与另一LO信号进行混频来生成该IF信号。如果该校准操作模式使用在该正常操作模式期间进行的两个不同信号(IF信号和LO信号)的外差作用，则功率测量可能再次受到杂散的污染，而杂散在该校准操作模式期间通过两个相关信号的外差作用来减少。因此，两种校准模式具体实施都有利地减轻了下垂。
收发器架构
图1中示出了示例收发器100，该示例收发器包括发射器发射链101的一部分和接收器接收链105的一部分。发射链101从混频器110延伸到天线(或天线子阵列)115。接收链105从天线115延伸到用于接收中频(IF)信号的节点120。在发射链101中，在正常操作模式期间，通过对发射IF信号与本地振荡器(LO)信号进行混频，在混频器110中将发射IF信号上变频为射频(RF)信号。例如，LO信号可由双倍频器160生成，该双倍频器对来自压控振荡器(VCO)125的输出信号进行双倍频。发射链101包括相继放大RF信号的若干放大器，例如1级(STG1)放大器、2级放大器(STG2)和3级放大器(STG3)。相移器(PS)145介于放大器STG2与放大器STG3之间，以在RF信号正通过发射链101放大时对RF信号进行相移，例如用于波束控制。在所放大的RF信号被驱动到天线115中之前，功率放大器(PA)充当发射链101中的最终放大器。
接收链105通过隔离装置(例如，循环器(未示出))耦合到天线115，以禁止将所放大的RF信号从发射链101接收到接收链105中。接收链105包括初始低噪声放大器(LNA)和诸如第一放大器(AMP1)之类的附加放大器，以相继放大来自天线115的所接收的RF信号。为了实现所接收的RF信号的波束控制，接收链105包括相移器150，该相移器对来自AMP1的所放大的接收RF信号进行相移以产生经相移的RF信号，该经相移的RF信号在混频器155中与LO信号进行混频以将经相移的RF信号下变频为接收IF信号。然后，接收IF信号可例如在低通滤波器(LPF)中进行滤波，并且在第二放大器(AMP2)中进行放大，以用于接收链105中的进一步信号处理。应当理解，除发射链101之外，收发器100还可包括多个发射链。类似地，除接收链105之外，收发器100还可包括多个接收链。收发器100还可包括其它电路，该其它电路用于将IF信号转换到基带，以供模式或其它信号处理电路进行附加处理。
如前所述，与使用直接RF转换相比，例如针对收发器100示出的超外差架构可提供改进的调谐和滤波。但是这些优点可能以影响频谱发射模板要求的杂散为代价。来自发射链101中混频器110的RF信号中杂散的产生取决于IF频率和LO信号频率。例如，假设收发器100被配置用于在范围从24.25GHz至29.5GHz的毫米波段中操作。图2中示出了来自天线115的所发射的RF信号的示例输出谱。在该具体实施中，IF频率是8.25GHz，并且LO频率是16GHz。这两个频率的外差混频导致多种杂散，包括一个处于LO频率的两倍减去IF频率(2LO–IF)的杂散和一个处于2LO的杂散。2LO–IF杂散的频率是23.75GHz，该频率非常接近最低频带频率24.25GHz。类似地，2LO频率32GHz相对接近最高频带频率29.5GHz。这些杂散可能因此污染收发器100的输出谱的功率测量，从而导致功率测量错误。例如，发射链101可具有在其处测量RF信号功率的各种抽头，包括在混频器110的输出处的第一功率检测抽头(PDET1)、在第二级放大器STG2的输出处的第二功率检测抽头(PDET2)、在第三级放大器STG3的输出处的第三功率检测抽头(PDET3)和在功率放大器的输出处的第四功率检测抽头(PDET4)。这些检测抽头也可表示为节点。单个功率检测器165可按顺序耦合到这些抽头，以测量对应的信号功率。另选地，每个抽头可具有其自己的单独功率检测器。关于该功率检测，可在输出混频器110对LO信号与发射IF信号进行混频时扫描LO频率，使得所产生的RF信号在输出频带内进行频率扫描，并观察各种抽头处的输出功率谱。这可按顺序完成，即从第一功率检测抽头PDET1开始并以第四功率检测抽头PDET4结束。基于所观察到的频谱，可调整发射链101的阻抗。例如，发射链101中的功率检测抽头或节点还可耦合到对应的可调谐或可调整电容器。混频器110的输出可耦合到可调谐电容器C1，2级放大器STG2的输出可耦合到可调谐电容器C2，3级放大器STG3的输出可耦合到可调谐电容器C3，并且功率放大器的输出可耦合到可调谐电容器C4。控制器140基于功率测量来控制这些可调谐电容器的调谐。
可以各种方式执行调谐。在一种具体实施中，控制器140可分析从第一功率检测抽头PDET1测量的输出功率谱，并调整可调谐电容器C1的电容，直到输出功率在输出频带内基本对称。然后，可存储该电容值或调谐信号，从而可在正常操作模式期间使用该电容值或调谐信号。再次参考图2的示例频谱，可能不期望输出频带低端处的输出功率与高端处的输出功率显著不同(在该示例中，低端是24.25GHz，高端是29GHz)。因此，控制器140可以调谐可调谐电容器C1，直到来自第一功率检测抽头PDET1的输出功率谱足够对称。然后，控制器140可基于来自第二功率检测抽头PDET2的输出功率谱来调谐可调谐电容器C2。然后，控制器140可基于来自第三功率检测抽头PDET3的输出功率谱来调谐可调谐电容器C3。最后，控制器140可基于来自第四功率检测抽头PDET4的输出功率谱来调谐可调谐电容器C4以完成发射链101的调谐，使得发射链101形成所调谐的发射链，所调谐的发射链随后将在正常操作模式下使用。此外，还可存储电容器C2、C3和C4的所得电容值或调谐信号，使得可在校准之后的正常操作模式期间相应地配置电容器C2、C3和C4。
校准操作模式的直接转换具体实施
刚刚描述的功率测量可能受到由LO信号和发射IF信号的混频器110中的外差作用引入的杂散信号的污染。基于杂散贡献的该额外功率，控制器140可调整可调谐电容器，使得添加过大的电容，从而导致所发射的RF信号的幅度例如在输出谱的低端和高端处不期望地下垂。控制器140还控制LO信号频率，使得在校准操作模式期间，混频RF校准信号的频率在收发器100所需的输出谱上进行扫描。为了更准确地调谐可调谐电容器并减轻下垂，可修改发射链101以包括如图3A中所示的直接转换混频器305。因此，混频器110在本文中也将表示为主混频器110，以将其与直接转换混频器305区分开来。应当理解，主混频器110和直接转换混频器305还可实施为单端混频器。因此，在不丧失一般性的同时，下面的讨论将针对差分具体实施。双倍频器160和主混频器110在如针对图1所讨论的正常操作模式期间操作。在正常操作期间，开关S1c和S1b两者闭合，使得主混频器110接收发射IF信号和LO信号两者。然后，主混频器在正常操作模式期间对发射IF信号和LO信号进行倍增处理，以通过变压器T使用RF信号驱动第一级放大器STG1(图3A中未示出)。为了清楚起见，图3A中未示出发射链101的剩余部分，但是该剩余部分可如针对收发器100所论述来布置。在该具体实施中，VCO频率大约是主混频器110产生的RF信号的频率的1/3。发射IF信号的频率也大约是RF信号的频率的1/3(该频率在下面的讨论中也表示为RF)。由于双倍频器160对VCO频率进行双倍频以产生LO信号，因此LO信号频率大约是2/3RF。因此，在正常操作模式期间，主混频器110中在1/3RF发射IF信号与2/3RF LO信号之间的混频将产生处于RF频率的RF信号。
在校准操作模式期间，通过断开开关S1b和S1c来绕过主混频器110。此外，开关S1a在校准操作模式期间闭合，以将VCO信号耦合到信号倍增器315。信号倍增器315用于将VCO信号与来自双倍频器160的LO信号进行倍增处理，以产生以RF频率振荡的RF校准信号。由于RF频率在LO信号频率上以VCO频率递增，因此信号倍增器315可被视为一倍(x1)倍增器。相比之下，由于双倍频器160对VCO频率进行双倍频以产生LO信号，因此该双倍频器可被视为两倍(x2)复用器。双倍频器160是倍频器的示例，该倍频器可产生VCO频率的其它倍数，而不仅仅是在另选具体实施中进行双倍频。
在校准操作模式期间，在直接转换混频器305中对RF校准信号与DC偏移信号进行混频，以产生混频RF校准信号，该混频RF校准信号的频率与RF校准信号保持不变。直接转换混频器305还可表示为校准混频器(CAL)。在校准模式操作期间，当VCO频率从输出频带的最低频率的三分之一扫到输出频带的最高频率的三分之一时，该通过发射链101放大的混频RF校准信号将在输出频带上进行频率扫描。然后，可调谐电容器的校准可基于该混频RF校准信号在通过发射链放大时的功率测量来确定。由于因直接转换混频器305中的直接转换而抑制了该混频RF校准信号的杂散，因此与使用例如在正常操作模式期间在主混频器110中发生的外差混频的校准相比，所产生的校准更准确。然后，由于校准不受杂散的影响，因此可调谐电容器的电容值可在正常操作模式期间更准确地设置。此外，尽管在信号倍增器315中进行倍增处理是对VCO信号与LO信号进行外差混频，但是与主混频器110中的可比较外差混频相比，由于信号倍增器315的结构与主混频器110相比有所简化，因此该倍增处理可有利地产生较少杂散。主混频器110也可表示为第一混频器。类似地，直接转换混频器305也可表示为第二混频器。
图3B中示出了信号倍增器315和双倍频器160的示例结构。双倍频器160包括一对匹配的n型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管M1和M2，它们的漏极在共漏极节点处连接在一起，并且它们的源极连接到地(或用作接地的某个基准电位)。VCO信号的正分量驱动晶体管M1的栅极，而VCO信号的负分量驱动晶体管M2的栅极。晶体管M1和M2的漏极连接到三线圈变压器T1中的第一线圈。变压器T1的第二线圈连接到主混频器110的输入子。变压器T1的第三线圈耦合到信号倍增器315中的差分晶体管对M3和M4的漏极。变压器T1因晶体管M1和M2的操作而偏置，使得该变压器非线性地操作以提供双倍频器160的双倍频。
由于双倍频器160中的双倍频，到信号倍增器315中的该差分晶体管对M3和M4的漏极电流以VCO频率的两倍振荡。晶体管M3的漏极连接到信号倍增器315中的变压器T2中的第一线圈的第一端子。类似地，晶体管M4的漏极连接到变压器T2中的第一线圈的第二端子。VCO信号的正分量驱动晶体管M3的栅极，而VCO信号的负分量驱动晶体管M4的栅极。该差分晶体管对M3和M4在控制其以VCO频率的两倍振荡的漏极电流时的差分动作将因此导致通过变压器T2的第一线圈的电流以RF频率(VCO频率的三倍)振荡。变压器T2的剩余第二线圈耦合到校准混频器305的输入子。
发射链中可调谐电容器的直接转换以及所得准确功率测量和调谐可通过多种另选具体实施来实现。例如，假设VCO频率是RF频率的三分之二，使得可从发射链中省略双倍频器160。在此类具体实施中，VCO输出信号直接形成LO信号。如图4A中所示，主混频器110在正常操作模式期间对LO信号与发射IF信号进行混频。在正常操作模式期间，开关S2c和开关S2b两者闭合，使得主混频器接收LO信号和发射IF信号。在正常操作模式期间，发射IF信号通过开关S2c耦合到主混频器110的输入口。同时，LO信号通过开关S2b耦合到主混频器110的另一输入子。在正常操作模式期间，断开开关S2a，以将信号倍增器415的输入子与LO信号隔离。相比之下，开关S2a在校准操作模式期间闭合，使得LO信号可在信号倍增器415中进行倍增处理以形成RF校准信号，该RF校准信号然后在校准混频器305中与DC偏移进行混频，以形成混频RF校准信号，如关于图3A类似地讨论的。开关S2b和S2c在校准操作模式期间断开，以将主混频器110的输入子与LO信号和发射IF信号隔离。在校准操作模式期间，二分频器405将LO信号减小到IF频率，使得信号倍增器415可将LO信号频率增加IF频率，以产生RF校准信号。然后，RF校准信号频率可在输出频带上进行扫描，使得可利用基本上无杂散的音调来执行可调谐电容器的功率测量和调谐，如关于图3A所讨论的。
图4B中示出了信号倍增器415的示例具体实施。来自分频器405的分频输出信号驱动信号倍增器415中的NMOS晶体管M5的栅极。晶体管M5的源极连接到地，而其漏极连接到差分对NMOS晶体管M6和M7的漏极。VCO信号的正分量驱动差分晶体管对M6的栅极，而VCO信号的负分量驱动差分晶体管对M7的栅极。类似于针对该差分晶体管对M3和M4所讨论的，该差分晶体管对M6和M7相对于变压器T3中的第一线圈来布置。变压器T3的剩余第二线圈耦合到校准混频器305的输入子。到该差分晶体管对M6和M7的尾电流以IF频率(RF的三分之一)振荡，使得与VCO频率(RF的三分之二)进行的倍增处理产生以RF频率振荡的混频RF校准信号，以驱动校准混频器305。
在又一种直接转换具体实施中，主混频器110可被配置为在正常(任务)操作模式期间作为外差混频器操作，并且在校准操作模式期间作为直接转换混频器操作。以这种方式，密度增加，因为不需要单独的直接转换混频器，但是校准操作模式仍然具有响应于对RF校准信号与DC偏移信号进行混频的直接转换的杂散滤波特征。尽管通过使用单独的校准混频器来增加密度，但是与重新使用主混频器进行校准相比，校准混频器的更简单结构可有利地产生更少的杂散。图5中示出了其中重复使用主混频器进行校准的示例具体实施。在该具体实施中，VCO信号频率是RF频率的三分之一，因此在正常操作模式期间在双倍频器160中对VCO信号进行双倍频，以产生处于RF频率的三分之二的LO信号。在正常操作模式期间闭合一对开关S5，使得LO信号绕过信号倍增器315。此外，在正常操作模式期间还闭合一对开关S3，使得发射IF信号可在主混频器110中与LO信号进行外差以产生RF信号。应当注意，在图3A、图4A和图5至图7中，将在正常模式和校准模式两者期间由本文所讨论的混频另选方案驱动的发射链中的开始元件指定为1级放大器，以与发射链101一致。然而，应当理解，发射链具体实施在另选具体实施中可能有所不同，使得1级放大器可替换为主混频器110之后的特定发射链具体实施的输入节点处的任何元件。
在校准操作模式下，断开开关S5，使得可在信号倍增器315中对LO信号与VCO信号进行倍增处理，以产生RF校准信号。在校准操作模式期间，断开开关S3，并且闭合一对开关S4，使得可在主混频器110中对DC偏移信号与RF校准信号进行混频，以产生混频RF校准信号。因此，在校准操作模式期间，主混频器110有利地用作直接转换混频器。在正常操作模式期间，开关S4断开，以将DC偏移信号与主混频器110隔离。
可以如关于图3A、图4A和图5所讨论的各种方式产生RF校准信号。在所有这些情况下，可将该RF校准信号视为是通过对LO信号与LO信号的频率转换版本进行混频来形成的。例如，对VCO信号进行双倍频，以形成图3A中的LO信号。在该情况下，可将VCO信号视为LO信号的频率转换版本，因为VCO频率是LO频率的一半。然后，信号倍增器315用于对LO信号与LO信号的频率转换版本进行倍增处理(混频在一起)，以形成RF校准信号。类似地，VCO信号用作图4A中的LO信号。然后，分频器405对该LO信号进行二分频以形成LO信号的频率转换版本，在信号倍增器415中对该频率转换版本与LO信号进行倍增处理以形成RF校准信号。最后，对VCO信号进行双倍频，以形成图5中的LO信号。如刚刚针对图3A所讨论的，因此可将VCO信号视为LO信号的频率转换版本，因为VCO频率是LO频率的一半。图5中的信号复用器315再次用于对LO信号与LO信号的频率转换版本进行倍增处理，以形成RF校准信号。
校准操作模式的外差具体实施
在一些具体实施中，外差混频在校准操作模式期间生成RF校准信号。尽管随后不会发生杂散的直接转换滤波，但是可通过在校准操作模式期间对VCO信号与LO信号(其又是VCO信号的频率转换版本)进行倍增处理，而不是如在正常操作模式期间发生的那样将LO信号与IF信号进行外差来减少杂散产生。更具体地，如果外差收发器使用频率规划，其中LO＝2/3*RF，并且IF＝1/3*RF，则2LO-IF杂散可能正好处于RF。这会导致感兴趣频带内的功率测量中的固定误差项，并且因此可从总体测量误差中取出。但是，如果在感兴趣频率处存在诸如2*LO之类的其它杂散并且显著，则可使用基于直接转换的校准而不是基于外差的校准。图6中示出了其中VCO频率是RF频率的三分之一的示例外差具体实施。在正常操作模式期间，使能校准信号(Enb_cal)为假，使得一对开关S6闭合，以使用发射IF信号驱动主混频器110。在正常操作模式期间，一对开关S7断开。在正常操作模式和校准操作模式期间，在双倍频器160中对VCO信号进行双倍频，以形成LO信号。在校准操作模式中，开关S6断开，并且开关S7闭合，使得可在主混频器中对VCO信号与LO信号进行倍增处理。由于VCO频率是RF频率的三分之一，因此LO信号频率是RF频率的三分之二。因此，在校准操作模式期间在主混频器110中进行倍增处理将产生处于RF频率的混频RF校准信号。然后，调谐VCO信号，使得混频RF校准信号的频率在RF输出频带上进行扫描。然后，可测量输出功率谱，并且如前所述调整发射链的电容。在一些具体实施中，在校准操作模式期间，在VCO信号在主混频器110中进行倍增处理之前，可使用放大器610来提升VCO信号。
图7中示出了其中VCO频率是RF频率的三分之二的示例外差具体实施。在此类具体实施中，VCO信号是LO信号，因此不存在倍频。在正常操作模式期间，在主混频器110中将VCO信号与发射IF信号进行外差，以产生用于发射链的RF信号。在正常操作模式期间闭合一对开关S8，以允许发射IF信号耦合到主混频器110。在转换到校准操作模式时，开关S8断开，并且一对开关S9闭合。开关S9将VCO信号耦合到二分频器405，以产生LO信号的频率转换版本，该LO信号以三分之一RF频率振荡。然后，主混频器110将LO信号的频率转换版本与LO信号进行外差，以产生驱动发射链的混频RF校准信号。
示例操作方法
现在将参考图8的流程图来讨论具有校准操作模式的直接转换具体实施的收发器的示例操作方法。该方法包括在校准操作模式期间发生的一组动作800、805、810和815。动作800包括将LO信号与LO信号的频率转换版本进行混频，以形成RF校准信号。如关于图3A和图5所讨论的在信号倍增器315中对LO信号与VCO信号进行混频是动作800的示例。类似地，如关于图4A所讨论的在信号倍增器415中对VCO信号与VCO信号的二分频版本进行混频是动作800的示例。
动作805包括对RF校准信号与DC偏移信号进行混频，以形成混频RF校准信号。如关于图3A和图4A所讨论的在校准混频器305中进行混频以及如关于图5所讨论的在主混频器110中进行混频(在校准操作模式期间)都是动作805的示例。动作810包括通过发射器中的发射链来放大混频RF校准信号，以形成放大的混频RF校准信号。通过发射链101来放大混频RF校准信号是动作810的示例。最后，动作815包括响应于所放大的混频RF校准信号的功率测量，调整该发射链的阻抗，以形成调谐的发射链。控制器140调谐可调谐电容器C1、C2、C3和C4是动作815的示例。
该方法还包括在正常操作模式期间发生的动作820和动作825。动作820包括对LO信号与中频信号进行混频，以形成RF信号。如针对图3A、图4A和图5所讨论的在正常操作模式期间在主混频器110中进行混频是动作820的示例。最后，动作825包括通过所调谐的发射链来放大RF信号。在正常操作模式期间通过所调谐的发射链101来放大RF信号是动作825的示例。
现在将参考图9的流程图来论述具有校准操作模式的外差混频器具体实施的收发器的示例操作方法。该方法包括在校准操作模式期间发生的一组动作900、905和910。动作900包括对LO信号与LO信号的频率转换版本进行混频，以形成RF校准信号。如关于图6和图7所讨论的在主混频器110中对LO信号与VCO信号进行混频是动作900的示例。
动作905包括通过发射器中的发射链来放大混频RF校准信号，以形成放大的混频RF校准信号。通过发射链101来放大混频RF校准信号(如在图6和图7中的任一个中产生的)是动作905的示例。最后，动作910包括响应于所放大的混频RF校准信号的功率测量，调整该发射链的阻抗，以形成调谐的发射链。控制器140调谐可调谐电容器C1、C2、C3和C4是动作910的示例。
该方法还包括在正常操作模式期间发生的动作915和动作920。动作915包括对LO信号与中频信号进行混频，以形成RF信号。如针对图6和图7所讨论的在正常操作模式期间在主混频器110中进行混频是动作915的示例。最后，动作920包括通过所调谐的发射链来放大RF信号。在正常操作模式期间通过所调谐的发射链101来放大RF信号是动作920的示例。
接收器增益和校准
再次参考图1，在校准操作模式期间生成所放大的混频RF校准信号可有利地测量接收链105的增益。来自一个发射链101的所放大的混频RF校准信号可由另一接收链105接收，并且诸如在接收链105的输入处(PDET5测量)和在用于接收链105的输出(接收IF信号)的节点120处通过PDET6功率测量来测量接收功率。
如本文所公开的具有下垂校准的收发器可包括在各种通信系统和协议中。图10中示出了包括基站1002和用户装备1006的示例系统1000。基站1002和用户装备1006都可包括被配置为实施如本文所公开的下垂校准的收发器。系统1000可实施各种无线通信协议，诸如长期演进或第五代新无线电。
现在将在以下示例性条款中概述本公开：
条款1.一种发射器，所述发射器包括：
发射链，所述发射链包括至少一个放大器；
第一混频器，所述第一混频器被配置为对中频信号和本地振荡器信号进行混频，以在所述发射链的输入处形成射频数据信号；
信号倍增器，所述信号倍增器被配置为对所述本地振荡器信号与所述本地振荡器信号的频率转换版本进行混频，以形成RF校准信号；和
第二混频器，所述第二混频器被配置为对所述RF校准信号与DC偏移进行混频，以在所述发射链的所述输入处形成混频RF校准信号。
条款2.根据条款1所述的发射器，所述发射器还包括：
第一开关，所述第一开关被配置为选择性地将所述中频信号耦合到所述第一混频器。
条款3.根据条款2所述的发射器，其中，所述本地振荡器信号的所述频率转换版本包括压控振荡器信号，所述发射器还包括：
倍频器，所述倍频器被配置为从所述压控振荡器信号生成所述本地振荡器信号；和
第二开关，所述第二开关被配置为将所述压控振荡器信号耦合到信号倍增器。
条款4.根据条款3所述的发射器，其中，所述倍频器包括双倍频器，并且其中所述第一开关被配置为在正常操作模式期间闭合并且在校准操作模式期间断开，并且其中所述第二开关被配置为在所述正常操作模式期间断开并且在所述校准操作模式期间闭合。
条款5.根据条款2所述的发射器，所述发射器还包括：
分频器，所述分频器被配置为对所述本地振荡器信号进行分频，以形成所述本地振荡器信号的所述频率转换版本；和
第二开关，所述第二开关被配置为选择性地将所述本地振荡器信号耦合到所述信号倍增器。
条款6.根据条款5所述的发射器，其中，所述分频器包括二分频器，并且其中所述第一开关被配置为在正常操作模式期间闭合并且在校准操作模式期间断开，并且其中所述第二开关被配置为在所述正常操作模式期间断开并且在所述校准操作模式期间闭合。
条款7.根据条款4所述的发射器，其中，所述压控振荡器信号是差分信号，所述差分信号包括正分量和负分量，并且其中所述双倍频器包括：
第一晶体管，所述第一晶体管具有耦合到地的源极、连接到共漏极节点的漏极和耦合到所述正分量的栅极；和
第二晶体管，所述第二晶体管具有耦合到地的源极、连接到所述共漏极节点的漏极和耦合到所述负分量的栅极。
条款8.根据条款7所述的发射器，所述发射器还包括：
变压器，其中所述信号倍增器包括差分晶体管对，所述差分晶体管对具有共源极节点，所述共源极节点通过所述变压器耦合到所述共漏极节点。
条款9.根据条款1至8中任一项所述的发射器，所述发射器还包括：
功率检测器，所述功率检测器被配置为在所述校准操作模式期间对所述发射链中的至少一个抽头进行采样，以检测至少一个输出功率谱；和
控制器，所述控制器被配置为响应于所述至少一个输出功率谱来调整所述发射链的电容，所述控制器进一步被配置为调整所述本地振荡器信号的频率，使得所述混频RF校准信号的频率在所述发射器的输出谱上进行扫描。
条款10.一种发射器，所述发射器包括：
发射链，所述发射链包括至少一个放大器；
混频器，所述混频器具有输出，所述输出耦合到所述发射链的输入；
信号倍增器，所述信号倍增器被配置为生成RF校准信号；和
一组开关，所述一组开关具有第一开关状态和第二开关状态，在所述第一开关状态中，中频信号和本地振荡器信号被路由到所述混频器；在所述第二开关状态中，DC偏移信号和所述RF校准信号被路由到所述混频器。
条款11.根据条款10所述的发射器，所述发射器还包括：
倍频器，所述倍频器被配置为从压控振荡器信号生成所述本地振荡器信号。
条款12.根据条款11所述的发射器，其中，所述倍频器包括双倍频器。
条款13.根据条款10所述的发射器，所述发射器还包括：
压控振荡器，所述压控振荡器被配置为生成所述本地振荡器信号，其中所述压控振荡器进一步被配置为在校准操作模式期间调整所述本地振荡器信号的频率，使得所述RF校准信号的频率在所述发射器的输出频带上进行扫描。
条款14.根据条款13所述的发射器，所述发射器还包括：
功率检测器，所述功率检测器被配置为在所述校准操作模式期间对所述发射链中的至少一个抽头进行采样，以检测至少一个输出功率谱；和
控制器，所述控制器被配置为响应于所述至少一个输出功率谱来调整所述发射链的电容。
条款15.一种发射器，所述发射器包括：
发射链，所述发射链包括至少一个放大器；
混频器，所述混频器具有输出和第一输入，所述输出耦合到所述发射链的输入，所述第一输入耦合到用于本地振荡器信号的节点；
第一开关，所述第一开关被配置为选择性地将中频信号耦合到所述混频器；和
第二开关，所述第二开关被配置为选择性地将所述本地振荡器信号的频率转换版本耦合到所述混频器。
条款16.根据条款15所述的发射器，其中，所述本地振荡器信号的所述频率转换版本包括压控振荡器信号，所述发射器还包括：
倍频器，所述倍频器被配置为从所述压控振荡器信号生成所述本地振荡器信号。
条款17.根据条款16所述的发射器，其中，所述倍频器包括双倍频器。
条款18.根据条款15所述的发射器，所述发射器还包括：
分频器，所述分频器被配置为对所述本地振荡器信号进行分频，
以生成所述本地振荡器信号的所述频率转换版本。
条款19.根据条款18所述的发射器，其中，所述分频器包括二分频器。
条款20.一种用于收发器的操作方法，所述方法包括：
在校准操作模式期间：
对LO信号与所述LO信号的频率转换版本进行混频，以形成RF校准信号；
对所述RF校准信号与DC偏移信号进行混频，以形成混频RF校准信号；
通过所述收发器中的发射链来放大所述混频RF校准信号，以形成放大的混频RF校准信号；以及
响应于所放大的混频RF校准信号的功率测量，调整所述发射链的阻抗，以形成调谐的发射链；以及
在正常操作模式期间：
对所述LO信号与中频信号进行混频，以形成RF信号；以及
通过所调谐的发射链来放大所述RF信号。
条款21.根据条款20所述的方法，所述方法还包括：
在所述校准操作模式和所述正常操作模式期间，对压控振荡器信号进行倍频，以形成所述LO信号，其中所述LO信号的所述频率转换版本包括所述压控振荡器信号。
条款22.根据条款21所述的方法，其中，对所述压控振荡器信号进行倍频包括：对所述压控振荡器信号进行双倍频，以形成所述LO信号。
条款23.根据条款20所述的方法，所述方法还包括：
对压控振荡器信号进行分频，以形成所述LO信号的所述频率转换版本，其中所述LO信号包括所述压控振荡器信号。
条款24.根据条款23所述的方法，其中，对所述压控振荡器信号进行分频包括：对所述压控振荡器信号进行二分频。
条款25.根据条款20至24中任一项所述的方法，其中，响应于所放大的混频RF校准信号的所述功率测量来调整所述发射链的所述阻抗包括：
在所述发射链中的第一节点处测量所放大的混频RF校准信号的功率，以形成第一输出功率谱；以及
响应于所述第一输出功率谱的对称性，调谐第一可调谐电容器的电容，所述第一可调谐电容器耦合到所述发射链中的所述第一节点。
条款26.根据条款25所述的方法，其中，响应于所放大的混频RF校准信号的所述功率测量来调整所述发射链的所述阻抗还包括：
在所述发射链中的第二节点处测量所放大的混频RF校准信号的功率，以形成第二输出功率谱；
响应于所述第二输出功率谱的对称性，调谐第二可调谐电容器的电容，所述第二可调谐电容器耦合到所述发射链中的所述第二节点；
以及
通过所述收发器中的接收链来放大所述混频RF校准信号，以在所述校准操作模式期间测量所述接收链的增益。
条款27.根据条款20至26中任一项所述的方法，所述方法还包括：在所述正常操作模式期间，通过所述发射链中的相移器来调整所述RF信号的相位。
应当理解，在不脱离本公开内容的范围的情况下，可以对本公开内容的器件的材料、设备、配置和使用方法进行许多修改、替换和变化。有鉴于此，本公开的范围不应当被限定于本文所解说和描述的特定实施例(因为其仅是作为本公开的一些示例)，而应当与所附权利要求及其功能等同方案完全相当。

Claims (27)

1.一种发射器，所述发射器包括：
发射链，所述发射链包括至少一个放大器；
第一混频器，所述第一混频器被配置为对中频信号和本地振荡器信号进行混频，以在所述发射链的输入处形成射频数据信号；
信号倍增器，所述信号倍增器被配置为对所述本地振荡器信号与所述本地振荡器信号的频率转换版本进行混频，以形成RF校准信号；和
第二混频器，所述第二混频器被配置为对所述RF校准信号与DC偏移进行混频，以在所述发射链的所述输入处形成混频RF校准信号。
2.根据权利要求1所述的发射器，所述发射器还包括：
第一开关，所述第一开关被配置为选择性地将所述中频信号耦合到所述第一混频器。
3.根据权利要求2所述的发射器，其中，所述本地振荡器信号的所述频率转换版本包括压控振荡器信号，所述发射器还包括：
倍频器，所述倍频器被配置为从所述压控振荡器信号生成所述本地振荡器信号；和
第二开关，所述第二开关被配置为将所述压控振荡器信号耦合到所述信号倍增器。
4.根据权利要求3所述的发射器，其中，所述倍频器包括双倍频器，并且其中所述第一开关被配置为在正常操作模式期间闭合并且在校准操作模式期间断开，并且其中所述第二开关被配置为在所述正常操作模式期间断开并且在所述校准操作模式期间闭合。
5.根据权利要求2所述的发射器，所述发射器还包括：
分频器，所述分频器被配置为对所述本地振荡器信号进行分频，以形成所述本地振荡器信号的所述频率转换版本；和
第二开关，所述第二开关被配置为选择性地将所述本地振荡器信号耦合到所述信号倍增器。
6.根据权利要求5所述的发射器，其中，所述分频器包括二分频器，并且其中所述第一开关被配置为在正常操作模式期间闭合并且在校准操作模式期间断开，并且其中所述第二开关被配置为在所述正常操作模式期间断开并且在所述校准操作模式期间闭合。
7.根据权利要求4所述的发射器，其中，所述压控振荡器信号是差分信号，所述差分信号包括正分量和负分量，并且其中所述双倍频器包括：
第一晶体管，所述第一晶体管具有耦合到地的源极、连接到共漏极节点的漏极和耦合到所述正分量的栅极；和
第二晶体管，所述第二晶体管具有耦合到地的源极、连接到所述共漏极节点的漏极和耦合到所述负分量的栅极。
8.根据权利要求7所述的发射器，所述发射器还包括：
变压器，其中所述信号倍增器包括差分晶体管对，所述差分晶体管对具有共源极节点，所述共源极节点通过所述变压器耦合到所述共漏极节点。
9.根据权利要求4所述的发射器，所述发射器还包括：
功率检测器，所述功率检测器被配置为在所述校准操作模式期间对所述发射链中的至少一个抽头进行采样，以检测至少一个输出功率谱；和
控制器，所述控制器被配置为响应于所述至少一个输出功率谱来调整所述发射链的电容，所述控制器进一步被配置为调整所述本地振荡器信号的频率，使得在所述校准操作模式期间，所述混频RF校准信号的频率在所述发射器的输出谱上进行扫描。
10.一种发射器，所述发射器包括：
发射链，所述发射链包括至少一个放大器；
混频器，所述混频器具有输出，所述输出耦合到所述发射链的输入；
信号倍增器，所述信号倍增器被配置为生成RF校准信号；和
一组开关，所述一组开关具有第一开关状态和第二开关状态，在所述第一开关状态中，中频信号和本地振荡器信号被路由到所述混频器；在所述第二开关状态中，DC偏移信号和所述RF校准信号被路由到所述混频器。
11.根据权利要求10所述的发射器，所述发射器还包括：
倍频器，所述倍频器被配置为从压控振荡器信号生成所述本地振荡器信号。
12.根据权利要求11所述的发射器，其中，所述倍频器包括双倍频器。
13.根据权利要求10所述的发射器，所述发射器还包括：
压控振荡器，所述压控振荡器被配置为生成所述本地振荡器信号，其中所述压控振荡器进一步被配置为在校准操作模式期间调整所述本地振荡器信号的频率，使得所述RF校准信号的频率在所述发射器的输出频带上进行扫描。
14.根据权利要求13所述的发射器，所述发射器还包括：
功率检测器，所述功率检测器被配置为在所述校准操作模式期间对所述发射链中的至少一个抽头进行采样，以检测至少一个输出功率谱；和
控制器，所述控制器被配置为响应于所述至少一个输出功率谱来调整所述发射链的电容。
15.一种发射器，所述发射器包括：
发射链，所述发射链包括至少一个放大器；
混频器，所述混频器具有输出和第一输入，所述输出耦合到所述发射链的输入，所述第一输入耦合到用于本地振荡器信号的节点；
第一开关，所述第一开关被配置为选择性地将中频信号耦合到所述混频器；和
第二开关，所述第二开关被配置为选择性地将所述本地振荡器信号的频率转换版本耦合到所述混频器。
16.根据权利要求15所述的发射器，其中，所述本地振荡器信号的所述频率转换版本包括压控振荡器信号，所述发射器还包括：
倍频器，所述倍频器被配置为从所述压控振荡器信号生成所述本地振荡器信号。
17.根据权利要求16所述的发射器，其中，所述倍频器包括双倍频器。
18.根据权利要求15所述的发射器，所述发射器还包括：
分频器，所述分频器被配置为对所述本地振荡器信号进行分频，以生成所述本地振荡器信号的所述频率转换版本。
19.根据权利要求18所述的发射器，其中，所述分频器包括二分频器。
20.一种用于收发器的操作方法，所述方法包括：
在校准操作模式期间：
对LO信号与所述LO信号的频率转换版本进行混频，以形成RF校准信号；
对所述RF校准信号与DC偏移信号进行混频，以形成混频RF校准信号；
通过所述收发器中的发射链来放大所述混频RF校准信号，以形成放大的混频RF校准信号；以及
响应于所放大的混频RF校准信号的功率测量，调整所述发射链的阻抗，以形成调谐的发射链；以及
在正常操作模式期间：
对所述LO信号与中频信号进行混频，以形成RF信号；以及
通过所调谐的发射链来放大所述RF信号。
21.根据权利要求20所述的方法，所述方法还包括：
在所述校准操作模式和所述正常操作模式期间，对压控振荡器信号进行倍频，以形成所述LO信号，其中所述LO信号的所述频率转换版本包括所述压控振荡器信号。
22.根据权利要求21所述的方法，其中，对所述压控振荡器信号进行倍频包括：对所述压控振荡器信号进行双倍频，以形成所述LO信号。
23.根据权利要求20所述的方法，所述方法还包括：
对压控振荡器信号进行分频，以形成所述LO信号的所述频率转换版本，其中所述LO信号包括所述压控振荡器信号。
24.根据权利要求23所述的方法，其中，对所述压控振荡器信号进行分频包括：对所述压控振荡器信号进行二分频。
25.根据权利要求20所述的方法，其中，响应于所放大的混频RF校准信号的所述功率测量来调整所述发射链的所述阻抗包括：
在所述发射链中的第一节点处测量所放大的混频RF校准信号的功率，以形成第一输出功率谱；以及
响应于所述第一输出功率谱的对称性，调谐第一可调谐电容器的电容，所述第一可调谐电容器耦合到所述发射链中的所述第一节点。
26.根据权利要求25所述的方法，其中，响应于所放大的混频RF校准信号的所述功率测量来调整所述发射链的所述阻抗还包括：
在所述发射链中的第二节点处测量所放大的混频RF校准信号的功率，以形成第二输出功率谱；
响应于所述第二输出功率谱的对称性，调谐第二可调谐电容器的电容，所述第二可调谐电容器耦合到所述发射链中的所述第二节点；以及
通过所述收发器中的接收链来放大所述混频RF校准信号，以在所述校准操作模式期间测量所述接收链的增益。
27.根据权利要求20所述的方法，所述方法还包括：在所述正常操作模式期间，通过所述发射链中的相移器来调整所述RF信号的相位。
CN202280045594.0A 2021-07-21 2022-06-22 收发器下垂校准 Pending CN117561677A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/443,136 2021-07-21
US17/443,136 US11658690B2 (en) 2021-07-21 2021-07-21 Transceiver droop calibration
PCT/US2022/034608 WO2023003667A1 (en) 2021-07-21 2022-06-22 Transceiver droop calibration

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN117561677A true CN117561677A (zh) 2024-02-13

Family

ID=82838921

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202280045594.0A Pending CN117561677A (zh) 2021-07-21 2022-06-22 收发器下垂校准

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11658690B2 (zh)
EP (1) EP4338295A1 (zh)
KR (1) KR20240035468A (zh)
CN (1) CN117561677A (zh)
WO (1) WO2023003667A1 (zh)

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7440732B2 (en) 2005-08-26 2008-10-21 Broadcom Corporation Apparatus and method of local oscillator leakage cancellation
US9667312B2 (en) * 2015-01-13 2017-05-30 Hughes Network Systems, Llc Radio based automatic level control for linear radio calibration
US10135472B1 (en) 2017-08-29 2018-11-20 Analog Devices Global Apparatus and methods for compensating radio frequency transmitters for local oscillator leakage
US10958217B2 (en) * 2017-12-14 2021-03-23 U-Blox Ag Methods, circuits, and apparatus for calibrating an in-phase and quadrature imbalance
US10771030B2 (en) * 2018-08-24 2020-09-08 Analog Devices International Unlimited Company Phase-locked loop with adjustable bandwidth
US10567063B1 (en) 2019-03-20 2020-02-18 Analog Devices International Unlimited Company Phase shift module with an enhanced frequency multiplier and temperature compensation in local oscillator path
US11212017B2 (en) * 2019-09-13 2021-12-28 Qualcomm Incorporated Phase-locked loop (PLL) calibration
US11811442B2 (en) * 2019-10-30 2023-11-07 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for receiver using multiple modulation schemes and associated methods
US11115068B2 (en) * 2019-12-26 2021-09-07 Cypress Semiconductor Corporation Data-based pre-distortion for nonlinear power amplifier
US11316482B2 (en) * 2020-06-18 2022-04-26 Silicon Laboratories Inc. Radio frequency power amplifier adaptive digital pre-distortion
US11438200B2 (en) * 2020-11-30 2022-09-06 Silicon Laboratories Inc. Frequency offset compensation at reflector during frequency compensation interval
EP4020823A1 (en) * 2020-12-22 2022-06-29 INTEL Corporation A distributed radiohead system

Also Published As

Publication number Publication date
KR20240035468A (ko) 2024-03-15
US20230024839A1 (en) 2023-01-26
US11658690B2 (en) 2023-05-23
WO2023003667A1 (en) 2023-01-26
EP4338295A1 (en) 2024-03-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN100438347C (zh) 频率转换器及其方法、用于解调信号的方法
EP2270982B1 (en) Frequency translated filters for wideband applications
KR100754186B1 (ko) 국부 발진 주파수 발생 장치 및 이를 이용한 무선 송수신장치
US8649749B2 (en) RF receiver with voltage sampling
KR20080104306A (ko) 무선 주파수 수신기 회로와 신호 수신 및 변환 방법
WO2010115723A2 (en) Tank tuning for band pass filter used in radio communications
US7542521B2 (en) Direct-conversion frequency mixer
Kibaroglu et al. A 0.05–6 GHz voltage-mode harmonic rejection mixer with up to 30 dBm in-band IIP3 and 35 dBc HRR in 32 nm SOI CMOS
CN100420246C (zh) 单片cmos发送机/接收机及其使用方法
CN113890547A (zh) 全频段接收机低杂散系统及变频选择方法
CN108400785A (zh) 一种小型化微波宽带捷频上下变频系统及校准方法
US20070123176A1 (en) Direct conversion rf front-end transceiver and its components
EP2963825B1 (en) Oscillator circuits and method to compensate the frequency pulling
Ahmed et al. A SiGe-based wideband 220–310-GHz subharmonic receiver front-end for high resolution radar applications
CN117561677A (zh) 收发器下垂校准
US8180313B2 (en) Mixer and transceiver having the mixer
CN207853874U (zh) 一种小型化微波宽带捷频上下变频系统
US7184725B2 (en) Pole switch down converter with symmetric resonator
Porranzl et al. Quasi-circulator based automotive monostatic transceiver with integrated leakage canceler
CN110011673B (zh) 基于数字偏移频率产生器的射频发射器
KR102353772B1 (ko) 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기
RU2217874C2 (ru) Устройство для создания помех радиолокационным станциям
Hahn et al. A low-power, subharmonic super-regenerative receiver toward a massive multichannel FMCW radar close to cut-off frequency
KR100518031B1 (ko) 수신기 캘리브레이션용 신호 발생 장치
US20240106469A1 (en) Spurious emissions detection and calibration using envelope detector

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination